JPS596145B2 - フライバック式スイッチング電源 - Google Patents
フライバック式スイッチング電源Info
- Publication number
- JPS596145B2 JPS596145B2 JP8930479A JP8930479A JPS596145B2 JP S596145 B2 JPS596145 B2 JP S596145B2 JP 8930479 A JP8930479 A JP 8930479A JP 8930479 A JP8930479 A JP 8930479A JP S596145 B2 JPS596145 B2 JP S596145B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- switching power
- output
- operating frequency
- magnetic
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Coils Or Transformers For Communication (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はフライバック式スイッチング電源に係り、とく
にスイッチング回路としてブロッキング発振回路を用い
た自走型のフライバック式スイッチング電源に関する。
にスイッチング回路としてブロッキング発振回路を用い
た自走型のフライバック式スイッチング電源に関する。
一般に、フライバック式スイッチング電源は、スイッチ
ング回路のオン期間に出力トランスに蓄積した磁気エネ
ルギをオフ期間に負荷側に放出するのが代表的な動作で
あり、スイッチング回路のスイッチング動作周波数と出
力電力とは反比例の関係にある。
ング回路のオン期間に出力トランスに蓄積した磁気エネ
ルギをオフ期間に負荷側に放出するのが代表的な動作で
あり、スイッチング回路のスイッチング動作周波数と出
力電力とは反比例の関係にある。
この理由をブロッキング発振回路を用いたフライバック
式スイッチング電源の場合で説明する。
式スイッチング電源の場合で説明する。
まず、フライバック式スイッチング電源の動作条件とし
て、下記事項を仮定する。（１）入力電圧（ブロッキン
グ発振回路の直流供給電圧）は一定とする。
て、下記事項を仮定する。（１）入力電圧（ブロッキン
グ発振回路の直流供給電圧）は一定とする。
（２）出力電圧が定電圧になるよう動作周波数を制御す
る。
る。
（３）各回路は無損失の理想動作を行う。
出力電圧Ｅ。
は、入力電圧をＥｉ、出ヵトランスの１次２次巻線比を
ｎ、スイッチングトランジスタのオン期間をＴｏＮ、オ
フ期間をＴ。ＦＦとしたとき次式で表わされる。
ｎ、スイッチングトランジスタのオン期間をＴｏＮ、オ
フ期間をＴ。ＦＦとしたとき次式で表わされる。
Ｅ０＝ｎＥｉ・− ・・・・・・（１）
ここで、出力電圧を定電圧制御する場合、入力電圧Ｅｉ
と出力電圧Ｅ。
と出力電圧Ｅ。
とは一定であるからスイッチングトランジスタのオン、
オフ比、すなわちデューティー比Ｄ〔■ＴＯＮ／（Ｔ０
Ｎ＋Ｔ０ＦＦ）〕は一定である。ブロッキング発振回路
はスイッチングトランジスタのオン期間に出力トランス
にためた磁気エネルギをオフ期間に放出するが、代表的
な動作としてオン期間に蓄えた磁気エネルギをすべて放
出するまでの期間がオフ期間となる場合を考えると、１
周期間（オン期間）に蓄えられるエネルギ量Ｊ１は、Ｊ
１ニーＬ工２ ・・・・・・（２） （但し、Ｉ：１次電流、Ｌ：１次巻線のインダクタンス
）で示される。
オフ比、すなわちデューティー比Ｄ〔■ＴＯＮ／（Ｔ０
Ｎ＋Ｔ０ＦＦ）〕は一定である。ブロッキング発振回路
はスイッチングトランジスタのオン期間に出力トランス
にためた磁気エネルギをオフ期間に放出するが、代表的
な動作としてオン期間に蓄えた磁気エネルギをすべて放
出するまでの期間がオフ期間となる場合を考えると、１
周期間（オン期間）に蓄えられるエネルギ量Ｊ１は、Ｊ
１ニーＬ工２ ・・・・・・（２） （但し、Ｉ：１次電流、Ｌ：１次巻線のインダクタンス
）で示される。
１次電流Ｉは、
ＥｉＴ０ＮＥｉ１
１＝−＝・ −・ Ｄ ・・・・・・（３）（但し、ｆ
：動作周波数） で示されるから、（３）式を（２）式に代入すると、と
なる。
：動作周波数） で示されるから、（３）式を（２）式に代入すると、と
なる。
従つて１秒間のエネルギ量Ｐはとなる。
無損失とすれば、フライバツクエネルギがすべて出力と
なるから、（５）式で表わされたＰが出力電力を示す。
上記の結果より、負荷の変動にともない出力電力に反比
例して動作周波数が変化するようフイードバツクループ
によつて制御してやることによりフライバツク式スイツ
チング電源の定電圧化が可能であることが判る。
なるから、（５）式で表わされたＰが出力電力を示す。
上記の結果より、負荷の変動にともない出力電力に反比
例して動作周波数が変化するようフイードバツクループ
によつて制御してやることによりフライバツク式スイツ
チング電源の定電圧化が可能であることが判る。
逆に言えば、定電圧制御を行えば、負荷の変動にともな
い周波数は負荷電流に反比例して変化する。しかし、こ
のようなフライバツク式スイツチング電源の性質は、負
荷変動が大きい場合に次のような不都合を生じる。（１
）軽負荷時に動作周波数が高くなり半導体や磁心の損失
が増加して効率が悪化する。（２）最大出力時の動作周
波数がかなり低くなりトランスが大型化し、重量も大き
くなつてしまう。
い周波数は負荷電流に反比例して変化する。しかし、こ
のようなフライバツク式スイツチング電源の性質は、負
荷変動が大きい場合に次のような不都合を生じる。（１
）軽負荷時に動作周波数が高くなり半導体や磁心の損失
が増加して効率が悪化する。（２）最大出力時の動作周
波数がかなり低くなりトランスが大型化し、重量も大き
くなつてしまう。
（３）無負荷時に動作が不安定になるのを防止するため
電源内部に擬似負荷を設けなければならず、無負荷時の
電力損失が多い。本発明は、上記の点に鑑み、磁路の磁
束密度が小さいときには１次インダクタンスが大きく磁
束密度が大きいときは飽和して１次インダクタンスが小
さくなる特性の可飽和トランスを出力トランスとして用
いることにより、負荷変動に対する動作周波数の変動を
小さくすることを可能にして効率の向上を図つたフライ
バツク式スイツチング電源を提供しようとするものであ
る。
電源内部に擬似負荷を設けなければならず、無負荷時の
電力損失が多い。本発明は、上記の点に鑑み、磁路の磁
束密度が小さいときには１次インダクタンスが大きく磁
束密度が大きいときは飽和して１次インダクタンスが小
さくなる特性の可飽和トランスを出力トランスとして用
いることにより、負荷変動に対する動作周波数の変動を
小さくすることを可能にして効率の向上を図つたフライ
バツク式スイツチング電源を提供しようとするものであ
る。
以下、本発明に係るフライバツク式スイツチング電源の
実施例を図面に従つて説明する。
実施例を図面に従つて説明する。
第１図において、入力端子Ａ，．Ｂ間には交流電源入力
が加えられ、この交流電源入力は整流器１で整流され、
コンデンサ２で平滑された後、プロツキング発振回路１
０に供給される。
が加えられ、この交流電源入力は整流器１で整流され、
コンデンサ２で平滑された後、プロツキング発振回路１
０に供給される。
この直流供給電圧が入力電圧Ｅｉとなる。このプロツキ
ング発振回路１０は、スイツチングトランジスタ１１と
，該トランジスタ１１のコレクタ側に挿入される出力ト
ランスとしての可飽和トランス２０の１次巻線２０Ａと
、トランジスタ１１のベース、エミツタ間に挿入される
可飽和トランス２０の帰還巻線２０Ｂ等から構成される
。プロツキング発振回路１０のフライバツク出力は可飽
和トランス２０の２次巻線２０ｃに現れ、この発振出力
はダイオード３１、チヨークコイル３２、コンデンサ３
３，３４から成る整流平渭回路、３０で整流され平滑さ
れた後出力端子Ｃ．Ｄに供給される。
ング発振回路１０は、スイツチングトランジスタ１１と
，該トランジスタ１１のコレクタ側に挿入される出力ト
ランスとしての可飽和トランス２０の１次巻線２０Ａと
、トランジスタ１１のベース、エミツタ間に挿入される
可飽和トランス２０の帰還巻線２０Ｂ等から構成される
。プロツキング発振回路１０のフライバツク出力は可飽
和トランス２０の２次巻線２０ｃに現れ、この発振出力
はダイオード３１、チヨークコイル３２、コンデンサ３
３，３４から成る整流平渭回路、３０で整流され平滑さ
れた後出力端子Ｃ．Ｄに供給される。
出力端子Ｃ．Ｄ間の出力電圧Ｅ。
は誤差増幅回路４０に加えられ、ここで所定の設定電圧
値と比較される。この誤差増幅回路４０において、出力
端子Ｃ．Ｄ間に定電圧ダイオード４１と抵抗器４２との
直列回路が接続され、この抵抗器４２両端の電圧がトラ
ンジスタ４３のベース、エミツタ間に加えられるように
なつている。また，トランジスタ４３のコレクタ側にフ
オトカツプラ５０の発光素子５１が設けられる。一方、
プロツキング発振回路１０の発振周波数、すなわち動作
周波数は、スイツチングトランジスタ１１のベース回路
に設けられる制御回路６０によつて制御される。
値と比較される。この誤差増幅回路４０において、出力
端子Ｃ．Ｄ間に定電圧ダイオード４１と抵抗器４２との
直列回路が接続され、この抵抗器４２両端の電圧がトラ
ンジスタ４３のベース、エミツタ間に加えられるように
なつている。また，トランジスタ４３のコレクタ側にフ
オトカツプラ５０の発光素子５１が設けられる。一方、
プロツキング発振回路１０の発振周波数、すなわち動作
周波数は、スイツチングトランジスタ１１のベース回路
に設けられる制御回路６０によつて制御される。
この制御回路６０において、可飽和トランス２０の帰還
巻線２０Ｂからは、前記トランジスタ１１のエミツタに
対して負電圧がダイオード６１を介して取出され、コン
デンサ６２で平渭された後、その負電圧は制御トランジ
スタ６３を通して前記トランジスタ１１のベースに加え
られるようになつている。前記トランジスタ６３のベー
スには、抵抗器６４及びフオトカツプラ５０の受光素子
５２を介してベースバイアスが供給される。可飽和トラ
ンス２０は、第２図及び第３図に示すように、Ｅ型磁心
７０とＩ型磁心７１とを組合せかつＥ型磁心７０の中央
脚（センターポール）７２にギヤツプＧを有する磁心７
３を用いており、その中央脚７２の部分に１次巻線２０
Ａ、帰還巻線２０Ｂ１２次巻線２０Ｃが夫々設けられる
。
巻線２０Ｂからは、前記トランジスタ１１のエミツタに
対して負電圧がダイオード６１を介して取出され、コン
デンサ６２で平渭された後、その負電圧は制御トランジ
スタ６３を通して前記トランジスタ１１のベースに加え
られるようになつている。前記トランジスタ６３のベー
スには、抵抗器６４及びフオトカツプラ５０の受光素子
５２を介してベースバイアスが供給される。可飽和トラ
ンス２０は、第２図及び第３図に示すように、Ｅ型磁心
７０とＩ型磁心７１とを組合せかつＥ型磁心７０の中央
脚（センターポール）７２にギヤツプＧを有する磁心７
３を用いており、その中央脚７２の部分に１次巻線２０
Ａ、帰還巻線２０Ｂ１２次巻線２０Ｃが夫々設けられる
。
そして前記ギヤツプＧには，可飽和磁路用コアチツプ７
４が設けられる。ここで、コアチツプ７４の断面積は、
好ましくは主磁路の断面積（中央脚の断面積）の１／３
以下に設定される。これは、１／２程度であると、通常
のギヤツプの無い磁心と同様の動作をしてしまうからで
ある。度が小さいときはコアチツプ７４は未飽和状態に
あり１次巻線２０Ａのインダクタンスは大きく、磁束密
度が大きいときはコアチツプ７４が飽和してしまう結果
、インダクタンスは小さい値を示す。
４が設けられる。ここで、コアチツプ７４の断面積は、
好ましくは主磁路の断面積（中央脚の断面積）の１／３
以下に設定される。これは、１／２程度であると、通常
のギヤツプの無い磁心と同様の動作をしてしまうからで
ある。度が小さいときはコアチツプ７４は未飽和状態に
あり１次巻線２０Ａのインダクタンスは大きく、磁束密
度が大きいときはコアチツプ７４が飽和してしまう結果
、インダクタンスは小さい値を示す。
上記実施例の構成において、出力端子Ｃ，．Ｄ間の出力
電圧Ｅ。が所定の設定電圧値を越えると、定電圧ダイオ
ード４１がブレークオーバーしてトランジスタ４３が導
通し、フオトカツプラ５０の発光素子５１が発光する。
この結果、受光素子５２を通して制御トランジスタ６３
のベースに電流が流れ、この制御トランジスタ６３の抵
抗値は低くなる。従つて、このトランジスタ６３を通し
てスイツチングトランジスタ１１のベースは負側にバイ
アスされ、プロツキング発振回路１０の動作周波数は高
くなり、出力電圧Ｅ。は減少する方向に制御され、定電
圧制御が実行される。この場合、可飽和トランス２０を
用いているので、従来の場合ほどプロツキング発振回路
１０の動作周波数の変化範囲を大きくしなくともよい利
点を生ずる。
電圧Ｅ。が所定の設定電圧値を越えると、定電圧ダイオ
ード４１がブレークオーバーしてトランジスタ４３が導
通し、フオトカツプラ５０の発光素子５１が発光する。
この結果、受光素子５２を通して制御トランジスタ６３
のベースに電流が流れ、この制御トランジスタ６３の抵
抗値は低くなる。従つて、このトランジスタ６３を通し
てスイツチングトランジスタ１１のベースは負側にバイ
アスされ、プロツキング発振回路１０の動作周波数は高
くなり、出力電圧Ｅ。は減少する方向に制御され、定電
圧制御が実行される。この場合、可飽和トランス２０を
用いているので、従来の場合ほどプロツキング発振回路
１０の動作周波数の変化範囲を大きくしなくともよい利
点を生ずる。
以下この理由を説明する。プロツキング発振回路１０は
スイツチングトランジスタ１１のオン期間Ｔ。
スイツチングトランジスタ１１のオン期間Ｔ。
Ｎに可飽和トランス２０にためた磁気エネルギをオフ期
間Ｔ。ＦＦに放出する。この１周期間（オン期間）に蓄
えられるエネルギ量Ｊ，は前記（２）式で示される通り
である。ただし、可飽和トランス２０の場合、１次巻線
インダクタンスＬは一定ではなく、スイツチングトラン
ジスタ１１がオンしてから可飽和磁路用コアチツプ７４
が飽和するまでの期間Ｔ１では１次巻線インダクタンス
はＬ。、コアチツプ７４が飽和した後は１次巻線インダ
クタンスはＬ８となる。このとき、ギヤツプＧが充分大
きいとすれば、ＬＯ′＞＞Ｌ８となる。１次電流１は で表わされ、ＬＯ＞＞Ｌ８であるから右辺第１項を省略
すると、Ｊ−′Ｓ となる。
間Ｔ。ＦＦに放出する。この１周期間（オン期間）に蓄
えられるエネルギ量Ｊ，は前記（２）式で示される通り
である。ただし、可飽和トランス２０の場合、１次巻線
インダクタンスＬは一定ではなく、スイツチングトラン
ジスタ１１がオンしてから可飽和磁路用コアチツプ７４
が飽和するまでの期間Ｔ１では１次巻線インダクタンス
はＬ。、コアチツプ７４が飽和した後は１次巻線インダ
クタンスはＬ８となる。このとき、ギヤツプＧが充分大
きいとすれば、ＬＯ′＞＞Ｌ８となる。１次電流１は で表わされ、ＬＯ＞＞Ｌ８であるから右辺第１項を省略
すると、Ｊ−′Ｓ となる。
この（７）式を前記（２）式に代入すると、４ｉｉ９と
なり、さらにＴＯＮをデユーテイ一比Ｄ及び動作周波数
ｆで表わすと、となる。
なり、さらにＴＯＮをデユーテイ一比Ｄ及び動作周波数
ｆで表わすと、となる。
この（１０）式より、出力電力は動作周波に反比例する
以上に大きく変化し、実質的にデユーテイ一比も変化さ
せたのと等価であると言える。このため、負荷状態が軽
負荷から重負荷へ大きく変わつたとしても、動作周波数
の変動範囲は従来に比較して小さくできる。１例として
Ｔ１＝１０μＳｅｃ．Ｄ二５０％としたとき前記（１０
）式において出力電力が零となる動作周波数は、よりｆ
二５０（ＫＨｚ）であり、とくに最大負荷時の動作周波
数に対する軽負荷時の動作周波の変動を少なくすること
ができる。
以上に大きく変化し、実質的にデユーテイ一比も変化さ
せたのと等価であると言える。このため、負荷状態が軽
負荷から重負荷へ大きく変わつたとしても、動作周波数
の変動範囲は従来に比較して小さくできる。１例として
Ｔ１＝１０μＳｅｃ．Ｄ二５０％としたとき前記（１０
）式において出力電力が零となる動作周波数は、よりｆ
二５０（ＫＨｚ）であり、とくに最大負荷時の動作周波
数に対する軽負荷時の動作周波の変動を少なくすること
ができる。
従つて、この実施例によれば、次のような効果を上げる
ことができる。（１）従来のように軽負荷時に動作周波
数が高くなりすぎて半導体や磁心の損失が増加して効率
が悪化するのを軽減することができる。（２）軽負荷時
にあまり周波数を上げる必要がないから、最大出力時の
動作周波数を比較的高めに設定できる。
ことができる。（１）従来のように軽負荷時に動作周波
数が高くなりすぎて半導体や磁心の損失が増加して効率
が悪化するのを軽減することができる。（２）軽負荷時
にあまり周波数を上げる必要がないから、最大出力時の
動作周波数を比較的高めに設定できる。
従つて、トランスの小型化、軽量化ができて経済的であ
る。（３）無負荷時における動作の安定化のために電源
内部に設ける擬似負荷を減らすことができ、無負荷時の
損失を減じることができる。
る。（３）無負荷時における動作の安定化のために電源
内部に設ける擬似負荷を減らすことができ、無負荷時の
損失を減じることができる。
なお、プロツキング発振回路、誤差増幅回路、制御回路
等の構成は適宜変更可能であることは明らかであり、本
発明は出力電圧を検出してフイードバツクループにより
動作周波数を変えて出力安定化制御を行う自走型のフラ
イバツク式スイツチング電源に適用可能である。
等の構成は適宜変更可能であることは明らかであり、本
発明は出力電圧を検出してフイードバツクループにより
動作周波数を変えて出力安定化制御を行う自走型のフラ
イバツク式スイツチング電源に適用可能である。
叙上のように、本発明によれば、磁路の磁束密度が小さ
いときには１次インダクタンスが大きく磁束密度が大き
いときは飽和して１次インダクタンスが小さくなる特性
の可飽和トランスを出力トランスとして用い、負荷変動
に対する動作周波数ＷｖＮ島んＡ１六ビ１ナ一瀦宏出白
泊け『フ→Ｘノくｅソカオスィッチング電源を得る。
いときには１次インダクタンスが大きく磁束密度が大き
いときは飽和して１次インダクタンスが小さくなる特性
の可飽和トランスを出力トランスとして用い、負荷変動
に対する動作周波数ＷｖＮ島んＡ１六ビ１ナ一瀦宏出白
泊け『フ→Ｘノくｅソカオスィッチング電源を得る。
第１図は本発明に係るフライバツク式スイツチング電源
の実施例を示す回路図、第２図は実施例で用いる可飽和
トランスの正面図、第３図は第２図の−断面図である。 １・・・・・・整流器、２，３３，３４，６２・・・・
・・コンデンサ、１０・・・・・・プロツキング発振回
路、１１・・・・・・スイツチングトランジスタ、２０
・・・・・・可飽和トランス、２０Ａ・・．・・・１次
巻線、２０Ｂ・・・・・・帰還巻線、２０Ｃ・・・・・
・２次巻線、３０・・・・・・整流平滑回路、４０・・
・・・・誤差増幅回路、４１・・・・・・定電圧ダイオ
ード、４３，６３・・・・・・トランジスタ、５０・・
・・・・フオトカツプラ、７０・・・・・・Ｅ型磁心、
７１・・・・・・Ｉ型磁心、７２・・・・・・中央脚、
７３・・・・・・磁心、７４・・・・・・可飽和磁路用
コアチツプ。
の実施例を示す回路図、第２図は実施例で用いる可飽和
トランスの正面図、第３図は第２図の−断面図である。 １・・・・・・整流器、２，３３，３４，６２・・・・
・・コンデンサ、１０・・・・・・プロツキング発振回
路、１１・・・・・・スイツチングトランジスタ、２０
・・・・・・可飽和トランス、２０Ａ・・．・・・１次
巻線、２０Ｂ・・・・・・帰還巻線、２０Ｃ・・・・・
・２次巻線、３０・・・・・・整流平滑回路、４０・・
・・・・誤差増幅回路、４１・・・・・・定電圧ダイオ
ード、４３，６３・・・・・・トランジスタ、５０・・
・・・・フオトカツプラ、７０・・・・・・Ｅ型磁心、
７１・・・・・・Ｉ型磁心、７２・・・・・・中央脚、
７３・・・・・・磁心、７４・・・・・・可飽和磁路用
コアチツプ。
Claims (1)
- １ 出力電圧を検出してフィードバックループによりス
イッチング回路の動作周波数を可変して安定化制御を実
行する自走型のフライバック式スイッチング電源におい
て、磁路のギャップ部分に該磁路の磁心断面積よりも小
さい断面積の磁性体を設けた磁心を用いていて、前記磁
路の磁束密度が小さいときに１次インダクタンスが大き
く、磁束密度が大きいとき前記ギャップ部分に設けた磁
性体が飽和して１次インダクタンスが小さくなる特性の
可飽和トランスを前記スイッチング回路の出力トランス
として用いたことを特徴とするフライバック式スイッチ
ング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8930479A JPS596145B2 (ja) | 1979-07-16 | 1979-07-16 | フライバック式スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8930479A JPS596145B2 (ja) | 1979-07-16 | 1979-07-16 | フライバック式スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5615168A JPS5615168A (en) | 1981-02-13 |
| JPS596145B2 true JPS596145B2 (ja) | 1984-02-09 |
Family
ID=13966919
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8930479A Expired JPS596145B2 (ja) | 1979-07-16 | 1979-07-16 | フライバック式スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS596145B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5760818B2 (ja) * | 1974-12-05 | 1982-12-21 | Nippon Electric Co | |
| JPS5832514U (ja) * | 1981-08-25 | 1983-03-03 | 横河電機株式会社 | 定電圧装置 |
-
1979
- 1979-07-16 JP JP8930479A patent/JPS596145B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5615168A (en) | 1981-02-13 |
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