JPS59613A - 二線式変位変換装置 - Google Patents
二線式変位変換装置Info
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- JPS59613A JPS59613A JP57111243A JP11124382A JPS59613A JP S59613 A JPS59613 A JP S59613A JP 57111243 A JP57111243 A JP 57111243A JP 11124382 A JP11124382 A JP 11124382A JP S59613 A JPS59613 A JP S59613A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- differential amplifier
- resistor
- conversion circuit
- output
- Prior art date
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- Granted
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
- G01D5/24—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
ーダンス（たとえば静電容量）の変化として検出し、こ
れｆ：電気信号に変換して受信計器に伝送する変位変換
装置に関する。
れｆ：電気信号に変換して受信計器に伝送する変位変換
装置に関する。
従来、この種の変位変換装置としては、２つの圧力の差
を検出するために，２つの固定電極の間に可動′１極を
配置し、この可動電極をその圧力差に応じて変位させる
ことにより、両固定電極と可動電極間の一対の靜電容ｔ
Ｃｌ，ＣＩが差動的に変化し、その変化の割合（Ｃｔ
Ｃｔ ）／ （Ｃ＋ギＣｔ ）が機械的変化の割合Δ
ｄ／ｄに比例するように構成したものが知られている。
を検出するために，２つの固定電極の間に可動′１極を
配置し、この可動電極をその圧力差に応じて変位させる
ことにより、両固定電極と可動電極間の一対の靜電容ｔ
Ｃｌ，ＣＩが差動的に変化し、その変化の割合（Ｃｔ
Ｃｔ ）／ （Ｃ＋ギＣｔ ）が機械的変化の割合Δ
ｄ／ｄに比例するように構成したものが知られている。
この従来の変位変換装置の一例を第１図に示す。
この変位変換装置においては、負荷ＩＫ接続さ扛た外部
電源２から伝送線を介して給電されている。
電源２から伝送線を介して給電されている。
外部電源２には電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）３。
抵抗４およびツェナーダイオード５が直列に接続されて
おり，ＦＥＴ３によってツェナーダイオード５に一定電
流が流れるようにされている。ＦＥＴ３のゲートにはト
ランジスタ６のペースが接続され、このトランジスタ６
を介して発振器７％差差動幅器８．９等に駆動電流が供
給される。発振器７はトランジスタ７１に直列接続され
た１次巻線７２を有しており，そのほかにフィードバッ
ク巻線７３、抵抗７４．７５およびコンデンサ７６．７
７を具備している。発振器７の１次巻線によって２次巻
線１０，１１．１２に交流電圧が誘起さ扛，そしてダイ
オード１３，１４，１５．１６によってそれらの交流電
圧のうち正の半波のパルス期間においては２次巻線１０
．１１にのみ電流が流扛、また負の半波のパルス期間に
おいては２次巻線１２にのみ電流が流れるようにされて
いる。すなわち、正の半波のパルス期間において、２次
巻線１ｏに流れる′妊流１１は、抵抗１７−抵抗１９−
接地用コンデンサ２０−コンデンサＣＩ−ダイオード１
３−２次巻線１０から成る閉回路を流れ、また２次巻線
１１に流れる電流■！は、抵抗１８−抵抗１９−接地用
コンデンサ２０−コンデンサＣ鵞−ダイオード１４−２
次巻線１１から成る閉回路を流れる。さらに。
おり，ＦＥＴ３によってツェナーダイオード５に一定電
流が流れるようにされている。ＦＥＴ３のゲートにはト
ランジスタ６のペースが接続され、このトランジスタ６
を介して発振器７％差差動幅器８．９等に駆動電流が供
給される。発振器７はトランジスタ７１に直列接続され
た１次巻線７２を有しており，そのほかにフィードバッ
ク巻線７３、抵抗７４．７５およびコンデンサ７６．７
７を具備している。発振器７の１次巻線によって２次巻
線１０，１１．１２に交流電圧が誘起さ扛，そしてダイ
オード１３，１４，１５．１６によってそれらの交流電
圧のうち正の半波のパルス期間においては２次巻線１０
．１１にのみ電流が流扛、また負の半波のパルス期間に
おいては２次巻線１２にのみ電流が流れるようにされて
いる。すなわち、正の半波のパルス期間において、２次
巻線１ｏに流れる′妊流１１は、抵抗１７−抵抗１９−
接地用コンデンサ２０−コンデンサＣＩ−ダイオード１
３−２次巻線１０から成る閉回路を流れ、また２次巻線
１１に流れる電流■！は、抵抗１８−抵抗１９−接地用
コンデンサ２０−コンデンサＣ鵞−ダイオード１４−２
次巻線１１から成る閉回路を流れる。さらに。
負の半波のパルス期間において、２次巻線１２に流れる
電流Ｆｉ。
電流Ｆｉ。
接地用コンデンサ２０−２次巻線１２から成る閉回路を
流れる。
流れる。
コンデンサＣ＋ 、Ｃ２１ｄ機械的変位に応じて差動的
に静電容量が変化する。しかして、正の半波において、
２次巻線１０に流れる電流工、はコンデンサＣ３の静電
容量に依存して抵抗１７．１９に流れ、ま′ｆｃ、２次
巻線１１に流れる電流■２はコンデンサＣ７の静電容量
に依存して抵抗１８．１９に流扛る。この結果、コンデ
ンサＣ，，Ｃ，の和の容量に対応する電圧Ｅｏが抵抗１
９の電圧降下として得ら扛る。
に静電容量が変化する。しかして、正の半波において、
２次巻線１０に流れる電流工、はコンデンサＣ３の静電
容量に依存して抵抗１７．１９に流れ、ま′ｆｃ、２次
巻線１１に流れる電流■２はコンデンサＣ７の静電容量
に依存して抵抗１８．１９に流扛る。この結果、コンデ
ンサＣ，，Ｃ，の和の容量に対応する電圧Ｅｏが抵抗１
９の電圧降下として得ら扛る。
Ｅｏ ＝Ｒｏ （Ｌ ＋Ｉ＊ ）
（１）ここで、視は抵抗】９の抵抗値である。この電圧
Ｅｏは、差動増幅器８において、抵抗２１．２２から成
る分圧器の分圧抵抗２２の電圧降下（基準電圧）と比較
さ扛る。差動増幅器８の出力は発振器７の発撮電圧の振
幅を制御する。分圧器を構成する抵抗２１．２２の両端
電圧はツェナーダイオード５によって一定値に保持さ扛
ているので、コンデンサＣ，，Ｃ２の和容量に対応した
電圧Ｅ。は一定の基準電圧に等しくなるように制御され
る。
（１）ここで、視は抵抗】９の抵抗値である。この電圧
Ｅｏは、差動増幅器８において、抵抗２１．２２から成
る分圧器の分圧抵抗２２の電圧降下（基準電圧）と比較
さ扛る。差動増幅器８の出力は発振器７の発撮電圧の振
幅を制御する。分圧器を構成する抵抗２１．２２の両端
電圧はツェナーダイオード５によって一定値に保持さ扛
ているので、コンデンサＣ，，Ｃ２の和容量に対応した
電圧Ｅ。は一定の基準電圧に等しくなるように制御され
る。
一方、コンデンサＣ，，Ｃ，の差容ｔ （Ｃ＋ Ｃｔ
）に対応する電圧Ｅ３は抵抗１７．１８の電圧降下に
よって得らｎる。すなわち、コンデンサＣ８の容量に対
応する電圧Ｅ１が抵抗１７の電圧降下として得らｎ、ま
たコンデンサＣ３の容量に対応する電圧Ｅ２が抵抗１８
の電圧降下として得られる。ここで、抵抗１７，１８の
抵抗値を夫々Ｒ，，Ｒ，とする。
）に対応する電圧Ｅ３は抵抗１７．１８の電圧降下に
よって得らｎる。すなわち、コンデンサＣ８の容量に対
応する電圧Ｅ１が抵抗１７の電圧降下として得らｎ、ま
たコンデンサＣ３の容量に対応する電圧Ｅ２が抵抗１８
の電圧降下として得られる。ここで、抵抗１７，１８の
抵抗値を夫々Ｒ，，Ｒ，とする。
Ｅｌ ＝＝Ｒ，Ｉ、 ＋ ＥＯ（２）
Ｅ、 ＝Ｆｔ、 Ｉ、 十Ｅ。 （
３）これらの電圧Ｅ、、Ｅ、は抵抗２３．２−４ｅ介し
て差動増幅器９によりその差電圧Ｅｓが検出される。
３）これらの電圧Ｅ、、Ｅ、は抵抗２３．２−４ｅ介し
て差動増幅器９によりその差電圧Ｅｓが検出される。
Ｅ３＝Ｅ、 −Ｅ、 ＝Ｒ（Ｉ、 −Ｉ、 ）
（４）イ旦し、Ｒ，＝Ｒ宜−Ｒとする。
（４）イ旦し、Ｒ，＝Ｒ宜−Ｒとする。
この差動増幅器９によって出力トランジスタ２５が制御
さ扛る。
さ扛る。
ここで、発振器７の２次巻線の交流電圧の振幅’ｚｖ、
その周波数をｆとすると、次式が得られる。
その周波数をｆとすると、次式が得られる。
Ｉ、＝ｆ−ｖ−Ｃ，（５１
１２＝ ｆ＊ｖ＠ｃ２ （６１
Ｅ、−Ｒ（Ｉ、−Ｉ２）−Ｒ−ｆ＊ｖ・（Ｃ，−Ｃ，）
（７１Ｅ、＝ＲｏｆＩ、＋４２ ）＝Ｒｏ＊ｆａ
ｙ・（Ｃ，十Ｃ，） （８）第（８）式より次式
が得られる。
Ｅ、−Ｒ（Ｉ、−Ｉ２）−Ｒ−ｆ＊ｖ・（Ｃ，−Ｃ，）
（７１Ｅ、＝ＲｏｆＩ、＋４２ ）＝Ｒｏ＊ｆａ
ｙ・（Ｃ，十Ｃ，） （８）第（８）式より次式
が得られる。
第（９）式を第（７）式に代入する。
ここで、コンデンサＣ，，Ｃ，は電極面積をＡ、ｉｌ極
間距距離−ｄ、その電極間距離の機械的変位による変化
分を△ｄ１誘電率をεとすると、コンデンサＣ，，Ｃ１
の容量は次式で表わされる。
間距距離−ｄ、その電極間距離の機械的変位による変化
分を△ｄ１誘電率をεとすると、コンデンサＣ，，Ｃ１
の容量は次式で表わされる。
従って、第ａ力式を第０１式に代入すると、次式が得ら
扛る。
扛る。
しかして、差電圧Ｅ、は機械的変位△ｄに比例すること
になり、この差電圧Ｅ１に応じて出力トランジスタ２５
に流れる出力電流■が制御される。よって、この出力電
流■も機械的変位△ｄに比例する。
になり、この差電圧Ｅ１に応じて出力トランジスタ２５
に流れる出力電流■が制御される。よって、この出力電
流■も機械的変位△ｄに比例する。
出力電流■はフィードバック抵抗２８に流扛る抵抗２８
の電圧降下は抵抗２６を介して差動増幅器９の一方の入
力側にフィードバックされる。差動増幅器９の他方の入
力側には抵抗２７が接続されている。
の電圧降下は抵抗２６を介して差動増幅器９の一方の入
力側にフィードバックされる。差動増幅器９の他方の入
力側には抵抗２７が接続されている。
ところで、第１図に示した従来の変位変換装置において
は、差動増幅器８によって電圧Ｅ０と基準電圧（抵抗２
２の電圧降下）とを比較し、その差電圧に基づいて発振
器７の発振電圧を制御してその電圧Ｅｏが基準電圧と等
しくなるように、すなわち一定値となるように制御して
いる。従って、この電圧Ｅ０が変動すると、第θ騰式で
示されるように差電圧Ｅ、が変動し、その結果出力電流
Ｉが変動して、誤差を含む原因とする。そのために、抵
抗２２に基準電圧を発生させるために素子、つま、９
ＰＥＴ３、ツェナーダイオード５およびトランジスタ６
等および差動増幅器８は特性が非常に安定している素子
を多く用いる必要があった。しかも、このように特性の
女性している素子および差動増幅器は価格が高くなると
いう欠点もある。
は、差動増幅器８によって電圧Ｅ０と基準電圧（抵抗２
２の電圧降下）とを比較し、その差電圧に基づいて発振
器７の発振電圧を制御してその電圧Ｅｏが基準電圧と等
しくなるように、すなわち一定値となるように制御して
いる。従って、この電圧Ｅ０が変動すると、第θ騰式で
示されるように差電圧Ｅ、が変動し、その結果出力電流
Ｉが変動して、誤差を含む原因とする。そのために、抵
抗２２に基準電圧を発生させるために素子、つま、９
ＰＥＴ３、ツェナーダイオード５およびトランジスタ６
等および差動増幅器８は特性が非常に安定している素子
を多く用いる必要があった。しかも、このように特性の
女性している素子および差動増幅器は価格が高くなると
いう欠点もある。
サラに、コンデンサＣ，，Ｃ，には一般的に浮遊容量な
いし寄生容量がそれぞれ並列接続された形で付随してお
り、これらの浮遊容量ないし寄生容量が出力電流Ｉに与
える影響も無視できない。
いし寄生容量がそれぞれ並列接続された形で付随してお
り、これらの浮遊容量ないし寄生容量が出力電流Ｉに与
える影響も無視できない。
本発明は、このような点に鑑みてなさ扛、特に特性安定
性の優れた素子を必要とせず、また差動増幅器の個数を
減らして部品点数を軽減でき、しかも浮遊容量もしくは
寄生容量の影響を除去できるような変位変換装置を提供
することを目的とする。
性の優れた素子を必要とせず、また差動増幅器の個数を
減らして部品点数を軽減でき、しかも浮遊容量もしくは
寄生容量の影響を除去できるような変位変換装置を提供
することを目的とする。
このような目的は、本発明によれば、微小な機械的変位
を直流電流信号に変換する二線式変位変換回路装置にお
いて、交流励振さ扛る第１および第２の一対のりアクタ
ンス性インピーダンス素子であって、それらのインピー
ダンス素子の少なくとも一方が機械的変位に応じて変化
するインピーダンス値を持つような一対のりアクタンス
性インピーダンス素子と、前記第１および第２のインピ
ーダンス素子の各々のインピーダンス値に比例した第１
および第２の直流電流信号を供給する手段と、前記第１
および第２の電流信号の差に相当し前記機械的変位の童
を表わす出力電流信号を供給する第１の手段と、固定の
インピーダンス値を持つ第３のりアクタンス性インピー
ダンス素子と、この第３のインピーダンス素子のインピ
ーダンス値に比例した第３の電流信号を供給する第２の
手段とを備え、前記第３の電辱信号と前記第１および第
２の電流信号の少な／とも一方との和を電流調整器によ
って予め定められ次一定値に保持するようにすることに
よって達成さｌれる。
を直流電流信号に変換する二線式変位変換回路装置にお
いて、交流励振さ扛る第１および第２の一対のりアクタ
ンス性インピーダンス素子であって、それらのインピー
ダンス素子の少なくとも一方が機械的変位に応じて変化
するインピーダンス値を持つような一対のりアクタンス
性インピーダンス素子と、前記第１および第２のインピ
ーダンス素子の各々のインピーダンス値に比例した第１
および第２の直流電流信号を供給する手段と、前記第１
および第２の電流信号の差に相当し前記機械的変位の童
を表わす出力電流信号を供給する第１の手段と、固定の
インピーダンス値を持つ第３のりアクタンス性インピー
ダンス素子と、この第３のインピーダンス素子のインピ
ーダンス値に比例した第３の電流信号を供給する第２の
手段とを備え、前記第３の電辱信号と前記第１および第
２の電流信号の少な／とも一方との和を電流調整器によ
って予め定められ次一定値に保持するようにすることに
よって達成さｌれる。
本発明による実施態様は次のとおりである。
（１）第１および第２のインピーダンス素子はお互いに
差動的に変化するインピーダンス値を持ち、第１および
第２の直流信号と第３の電流信号との和は電流調整器に
よって予め定めらｎた一定値に保持さ扛る。
差動的に変化するインピーダンス値を持ち、第１および
第２の直流信号と第３の電流信号との和は電流調整器に
よって予め定めらｎた一定値に保持さ扛る。
（２）第１および第２のインピーダンス素子は各々固定
および可変のインピーダンス値を持ち、第２および第３
の電流信号の和は電流調節器によって予め定めら扛た一
定値に保持され、°−一方記第１の電流信号は調整さｎ
ない。
および可変のインピーダンス値を持ち、第２および第３
の電流信号の和は電流調節器によって予め定めら扛た一
定値に保持され、°−一方記第１の電流信号は調整さｎ
ない。
（３）第１および第２のインピーダンス素子は交流励振
の１つの半波で一方の極性に同時に励振され。
の１つの半波で一方の極性に同時に励振され。
一方そｎらのインピーダンス素子は前記交流励振の引続
いて起る他の半波で同時に他方の極性に励振さｎる。
いて起る他の半波で同時に他方の極性に励振さｎる。
（４）第１の手段は、各々が第１および第２′ｒｌＬ流
信号に応動する一対の入力部および２つの入力電流信号
の間の差に応動する出力部を有する差動増幅器と１機械
豹変位の童を表わす出力１！流信号を供給するために差
動増幅器の出力に応動する出力トランジスタと、前記出
力電流の全部を実質的に受け、フィードバック信号を与
えるために前記差動増幅器の１つの入力につながれたフ
ィードバック抵抗と、ｍｌ記差動増幅器の２つの入力の
間に接続さｎた２つの末端の端子、および前記差動増幅
器の１つの入力に前記フィードバンク信号を供給するた
めに前記フィードバック抵抗とその１つの入力とにつな
か′ｎだフィードバック回路につながれた中間の可調整
端子を備えた零調整抵抗と、を含む。
信号に応動する一対の入力部および２つの入力電流信号
の間の差に応動する出力部を有する差動増幅器と１機械
豹変位の童を表わす出力１！流信号を供給するために差
動増幅器の出力に応動する出力トランジスタと、前記出
力電流の全部を実質的に受け、フィードバック信号を与
えるために前記差動増幅器の１つの入力につながれたフ
ィードバック抵抗と、ｍｌ記差動増幅器の２つの入力の
間に接続さｎた２つの末端の端子、および前記差動増幅
器の１つの入力に前記フィードバンク信号を供給するた
めに前記フィードバック抵抗とその１つの入力とにつな
か′ｎだフィードバック回路につながれた中間の可調整
端子を備えた零調整抵抗と、を含む。
（５）第１の手段は、各々が第１および第２の電流信号
の各々に応答する一対の入力部および入力電流信号の差
に応動する出力部を持つ差動増幅器と、機械的変位の量
を表わす出力電流を供給するために前記差動増幅器の出
力に応動する出力トランジスタと、前記差動増幅器の入
力につながれたダンピング回路とを含み、前記ダンピン
グ回路はダンピングコンデンサとスイッチング手段と電
圧分割手段とを有し、前記電圧分割手段は、ダンピング
動作を必要とするときは前記ダンピングコンデンサと前
記差動増幅器の一方の入力部とを接続し、ダンピング動
作を必要としないときは予め定めら扛た電圧値に前記ダ
ンピングコンデンサを充電しておくために前記ダンピン
グコンデンサと前記電圧分割手段とを接続し得るように
なされている。
の各々に応答する一対の入力部および入力電流信号の差
に応動する出力部を持つ差動増幅器と、機械的変位の量
を表わす出力電流を供給するために前記差動増幅器の出
力に応動する出力トランジスタと、前記差動増幅器の入
力につながれたダンピング回路とを含み、前記ダンピン
グ回路はダンピングコンデンサとスイッチング手段と電
圧分割手段とを有し、前記電圧分割手段は、ダンピング
動作を必要とするときは前記ダンピングコンデンサと前
記差動増幅器の一方の入力部とを接続し、ダンピング動
作を必要としないときは予め定めら扛た電圧値に前記ダ
ンピングコンデンサを充電しておくために前記ダンピン
グコンデンサと前記電圧分割手段とを接続し得るように
なされている。
（６）電流調整器は電流調整トランジスタとこの電流調
整ｉランジスタの制御のための直列抵抗との直列接続か
ら成シ、第２の手段は前記第３のインピーダンス素子を
流ｎる交流電流を一方および他方の極性に転換整流する
ための一対の整流器と前記電流調整トランジスタの両端
電圧を検出する検出手段とを含み、前記一方の極性の前
記整流電流は前記直列抵抗に供給され、前記他方の極性
の整流電流は前記検出手段へ供給される。
整ｉランジスタの制御のための直列抵抗との直列接続か
ら成シ、第２の手段は前記第３のインピーダンス素子を
流ｎる交流電流を一方および他方の極性に転換整流する
ための一対の整流器と前記電流調整トランジスタの両端
電圧を検出する検出手段とを含み、前記一方の極性の前
記整流電流は前記直列抵抗に供給され、前記他方の極性
の整流電流は前記検出手段へ供給される。
次に本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。
第２図は本発明の一実施例の回路図である。この実施例
においても、負荷１に接続さｎた外部電源２から伝送線
を介して給電され、外部電源２には電界効果トランジス
タ（ＰＥＴ）３１． 抵抗３２およびツェナーダイオー
ド３３が直列接続されておｆｉ、 ＦＢ’ｆ’３１によ
って一定電流がツェナーダイオード３３に流される。同
様に、ＦＥＴ３１のゲートにはトランジスタ３４のベー
スが接続され、このトランジスタ３４を介して発振器（
交流励振手段）７および差動増幅器９等に駆動電流が供
給される。
においても、負荷１に接続さｎた外部電源２から伝送線
を介して給電され、外部電源２には電界効果トランジス
タ（ＰＥＴ）３１． 抵抗３２およびツェナーダイオー
ド３３が直列接続されておｆｉ、 ＦＢ’ｆ’３１によ
って一定電流がツェナーダイオード３３に流される。同
様に、ＦＥＴ３１のゲートにはトランジスタ３４のベー
スが接続され、このトランジスタ３４を介して発振器（
交流励振手段）７および差動増幅器９等に駆動電流が供
給される。
発振器７の１次巻線７２によって２次巻線１０゜１１．
１２に交流電圧が誘起され、そしてダイオード１３，１
４，１５．１６ によってそ扛らの交流電圧のうち正
の半波のパルス期間においては２次巻線１０．１１にの
み電流が流ｎ、また負の半波のパルス期間においては２
次巻線１２にのみ電流が流れる。ここで、コンデンサＣ
，，Ｃ！には浮遊容量ｃｓ、 、Ｃｓｌ がそれぞれ
並列接続された形で存在している。従って、コンデンサ
Ｃ，，Ｃ，に流れる電流成分をそれぞれＩ、、Ｉ、とし
、浮遊容量Ｃｓ、 。
１２に交流電圧が誘起され、そしてダイオード１３，１
４，１５．１６ によってそ扛らの交流電圧のうち正
の半波のパルス期間においては２次巻線１０．１１にの
み電流が流ｎ、また負の半波のパルス期間においては２
次巻線１２にのみ電流が流れる。ここで、コンデンサＣ
，，Ｃ！には浮遊容量ｃｓ、 、Ｃｓｌ がそれぞれ
並列接続された形で存在している。従って、コンデンサ
Ｃ，，Ｃ，に流れる電流成分をそれぞれＩ、、Ｉ、とし
、浮遊容量Ｃｓ、 。
Ｃ５，に流れる電流成分をそれぞれＩｓ、、Ｉｓｌ
とすると、正の半波において、２次巻線１０に流れる電
流（１１−１−Ｉｓ、 ）は、抵抗３５−接地用コンデ
ンサ２０−コンデンサＣＩおよび浮遊容量Ｃｓ、−ダイ
オード１３−２次巻線１０から成る閉回路を流れ、また
２次巻線１１に流れる電流（■、＋ Ｉｓ、 ） は
、抵抗３６−抵抗３７−抵抗３８−接地用コンデンサ２
０−コンデンサＣ７および浮遊容量Ｃｓ１−ダイオード
１４−２次巻線１１から成る閉回路を流れる。このとき
、各電流■Ｉ ＋ ”１ ｅ ＩＳｌおよびＩｓ２は次
式で示さｎる。
とすると、正の半波において、２次巻線１０に流れる電
流（１１−１−Ｉｓ、 ）は、抵抗３５−接地用コンデ
ンサ２０−コンデンサＣＩおよび浮遊容量Ｃｓ、−ダイ
オード１３−２次巻線１０から成る閉回路を流れ、また
２次巻線１１に流れる電流（■、＋ Ｉｓ、 ） は
、抵抗３６−抵抗３７−抵抗３８−接地用コンデンサ２
０−コンデンサＣ７および浮遊容量Ｃｓ１−ダイオード
１４−２次巻線１１から成る閉回路を流れる。このとき
、各電流■Ｉ ＋ ”１ ｅ ＩＳｌおよびＩｓ２は次
式で示さｎる。
１、−ｆ （ｖ−Ｖ）Ｃ，Ｑ４）
Ｉｔ ＝ ｆ （Ｖ Ｖ） Ｃｓ
Ｑ！１９Ｉｓ、 ＝ ｆ （ｖ−Ｖ）Ｃｓ、
Ｑｆ９Ｉｓ２ ＝ ｆ （ｖ−Ｖ）Ｃ
ｓ２ （１ηここで、浮遊容量Ｃ
ｓＩ、Ｃｓｌ はコンデンサＣＩ。
Ｑ！１９Ｉｓ、 ＝ ｆ （ｖ−Ｖ）Ｃｓ、
Ｑｆ９Ｉｓ２ ＝ ｆ （ｖ−Ｖ）Ｃ
ｓ２ （１ηここで、浮遊容量Ｃ
ｓＩ、Ｃｓｌ はコンデンサＣＩ。
Ｃ雪の設計により通常等しくなるようにさ扛る。
Ｃｓ、 ＝Ｏ８！ ＝Ｃ８（ＩｇＩ
また。後述する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）３９の
ドレイン・ソース間電圧をＶＤ、、ＦＥＴ３９のソース
抵抗４０の電圧降下を■。５、および抵抗３５の電圧降
下を■、とすると、第α荀式ないし第（１７）式におけ
る電圧■は次式で表わされる。
ドレイン・ソース間電圧をＶＤ、、ＦＥＴ３９のソース
抵抗４０の電圧降下を■。５、および抵抗３５の電圧降
下を■、とすると、第α荀式ないし第（１７）式におけ
る電圧■は次式で表わされる。
Ｖ＝Ｖ、＋Ｖ、５＋ｖＧＳ （１！Ｊ
さらに、抵抗３５の抵抗値をＲ８゜、抵抗３６，３７゜
３８の抵抗値をＲ１１，Ｒ，、、Ｒ，３とすると、それ
らの関係は次のように設定されている。
さらに、抵抗３５の抵抗値をＲ８゜、抵抗３６，３７゜
３８の抵抗値をＲ１１，Ｒ，、、Ｒ，３とすると、それ
らの関係は次のように設定されている。
＆ｏ ＝）ｔｏ ＋Ｒｔｔ 十Ｒ＋１
ｗ次に、負の半波のパルス期間において、
２次巻線１２に流れる電流（（Ｌ −１−Ｉｓｌ ）
＋ （Ｉｔ ＋Ｉｓ２ ） ）は。
ｗ次に、負の半波のパルス期間において、
２次巻線１２に流れる電流（（Ｌ −１−Ｉｓｌ ）
＋ （Ｉｔ ＋Ｉｓ２ ） ）は。
接地用コンデンサ２０−を界効果トランジスタ３９−抵
抗４０−２次巻線１２がら成る閉回路を流れる。
抗４０−２次巻線１２がら成る閉回路を流れる。
ここで、ＦＥＴ３９のドＬ／（７電流（ＣＩ、 ＋ＩＳ
１ ）＋（Ｉ、 ＋Ｉｓ、 ） ） はＦＥＴ３９の
ゲート・ソース間電圧■。５によって決まり、その電圧
■。、は抵抗４゜とこの抵抗４０に流れる電流ＩＯとの
積で表わされる。この電流■。はＦＥＴ３９の自己バイ
アス作用により一定値に制御される。
１ ）＋（Ｉ、 ＋Ｉｓ、 ） ） はＦＥＴ３９の
ゲート・ソース間電圧■。５によって決まり、その電圧
■。、は抵抗４゜とこの抵抗４０に流れる電流ＩＯとの
積で表わされる。この電流■。はＦＥＴ３９の自己バイ
アス作用により一定値に制御される。
一方、本発明においては、浮遊容量ｃｓ、 、Ｃｓｌの
影響を補償するための補償コンデンサ４１と、この補償
コンデンサ４１の負および正の充電々流をそ扛ぞ扛形成
する整流用ダイオード４２．４３と、電界効果トランジ
スタ３９のドレイン電圧を検出する差動増幅器４４とを
設け、２次巻線１２によって補償コンデンサ４１に交流
電圧を印加し、こノ補償コンデンサ４１に流れる正の充
電々流をダイオード４３を介してＦＥＴ３９のソース抵
抗４０に流すと共に、負の充電々流をダイオード４２を
介して差動増幅器４４に流すようにしている。従って、
２次巻線１２の負の半波における補償コンデンサ４１の
充電々流は、２次巻線１２−補償コンデンサ４１−ダイ
オード４２−差動増幅器４４−２次巻線１２から成る閉
回路を流れ、また正の半波における補償コンデンサ４１
の充電々流は、２次巻線１２−抵抗４０−ダイオード４
３−補償コンデンサ４１−２次巻線１２から成る閉回路
を流れる。従って、補償、コンデンサ４１の充電々流Ｉ
ｃ ｉｊ次式で表わさｎ゛る。
影響を補償するための補償コンデンサ４１と、この補償
コンデンサ４１の負および正の充電々流をそ扛ぞ扛形成
する整流用ダイオード４２．４３と、電界効果トランジ
スタ３９のドレイン電圧を検出する差動増幅器４４とを
設け、２次巻線１２によって補償コンデンサ４１に交流
電圧を印加し、こノ補償コンデンサ４１に流れる正の充
電々流をダイオード４３を介してＦＥＴ３９のソース抵
抗４０に流すと共に、負の充電々流をダイオード４２を
介して差動増幅器４４に流すようにしている。従って、
２次巻線１２の負の半波における補償コンデンサ４１の
充電々流は、２次巻線１２−補償コンデンサ４１−ダイ
オード４２−差動増幅器４４−２次巻線１２から成る閉
回路を流れ、また正の半波における補償コンデンサ４１
の充電々流は、２次巻線１２−抵抗４０−ダイオード４
３−補償コンデンサ４１−２次巻線１２から成る閉回路
を流れる。従って、補償、コンデンサ４１の充電々流Ｉ
ｃ ｉｊ次式で表わさｎ゛る。
Ｉｃ ＝ ｆ （ｖ−Ｖ’ ）Ｃｃ
（２１）ここに、 Ｃｃ は補償コンデンサ４１の
容量、 ＶＩ＝■。、十ｖ。５である。それゆえ、抵抗
４０に流れる電流Ｉ０は次式で示される。
（２１）ここに、 Ｃｃ は補償コンデンサ４１の
容量、 ＶＩ＝■。、十ｖ。５である。それゆえ、抵抗
４０に流れる電流Ｉ０は次式で示される。
Ｉｏ ＝（（Ｌ ＋Ｉｓ＋ ＞＋（Ｉｔ ＋ＩＳ２ ）
）−Ｉｃ＝（Ｌ ＋Ｉ宜）＋（Ｉｓ、 ＋Ｉｓ、 ）
−Ｉｃ＝ｆ （Ｖ Ｖ） （Ｃ＋ ＋Ｃｔ ）＋２ｆ
（ｖ−Ｖ）Ｃｓ −ｆ（ｖ−Ｖ’）Ｃｃ
（２２）ここで１次式のように補償コンデン
サ４１の容量Ｃｃ を定めると、第（２り式は第（２
）式のように変形されて、浮遊容量Ｃｓ の影響を除く
ことができる。
）−Ｉｃ＝（Ｌ ＋Ｉ宜）＋（Ｉｓ、 ＋Ｉｓ、 ）
−Ｉｃ＝ｆ （Ｖ Ｖ） （Ｃ＋ ＋Ｃｔ ）＋２ｆ
（ｖ−Ｖ）Ｃｓ −ｆ（ｖ−Ｖ’）Ｃｃ
（２２）ここで１次式のように補償コンデン
サ４１の容量Ｃｃ を定めると、第（２り式は第（２
）式のように変形されて、浮遊容量Ｃｓ の影響を除く
ことができる。
２ｆ （ｖ−Ｖ）Ｃｓ＝ｆ （ｖ−Ｖ’ ）Ｃｃ
（１３Ｉ６ ＝ｆ （ｖ−Ｖ） （Ｃ，
＋ｃ、 ）＝Ｃｏｎｓｔ （
３１）なお、ダイオード４５およびコンデンサ４６は、
２次巻線１２の交流電圧によって差動増幅器４４を駆動
するための整流用ダイオード平滑用コンデンサである。
（１３Ｉ６ ＝ｆ （ｖ−Ｖ） （Ｃ，
＋ｃ、 ）＝Ｃｏｎｓｔ （
３１）なお、ダイオード４５およびコンデンサ４６は、
２次巻線１２の交流電圧によって差動増幅器４４を駆動
するための整流用ダイオード平滑用コンデンサである。
次に、第２図の実施例においては、出力電流■は次のよ
うにして求められる。つまりパ、抵抗３５の電圧降下と
抵抗３６，３７．３８の電圧降下とがそれぞれ演算増幅
器９に導かれ、両電圧降下の差が検出さｎる。この差は
出力トランジスタ２５によって出力電流Ｉに変換さｎる
。この出力電流■は出力トランジスタ２５の負荷抵抗４
７および演算増幅器９の抵抗４８を介して直流電流Ｉ、
が流れる抵抗３７．３８に帰還される。その結果、演算
増幅器９の一対の入力端子に生ずる電圧差は零となり、
第（２５１式が成立する。但し、抵抗３７．３８に流れ
る帰還電流全■ｆとする。
うにして求められる。つまりパ、抵抗３５の電圧降下と
抵抗３６，３７．３８の電圧降下とがそれぞれ演算増幅
器９に導かれ、両電圧降下の差が検出さｎる。この差は
出力トランジスタ２５によって出力電流Ｉに変換さｎる
。この出力電流■は出力トランジスタ２５の負荷抵抗４
７および演算増幅器９の抵抗４８を介して直流電流Ｉ、
が流れる抵抗３７．３８に帰還される。その結果、演算
増幅器９の一対の入力端子に生ずる電圧差は零となり、
第（２５１式が成立する。但し、抵抗３７．３８に流れ
る帰還電流全■ｆとする。
几、。 （１＋ ＋Ｉｓ、 ）＝（ルｒ ＋ｆＬ
１１＋”Ｉｍ ） （Ｉｌ ＋Ｉｓ宜 ）＋（Ｒ
１！ ＋ＲＩＩｌ ） ＩｆＣ’Ｊしかして、１Ａ（Ｉ
Ｉ’ｉ式および第（２１式の関係全考慮して、第（ハ）
式から帰還電流Ｉ、を求める。
１１＋”Ｉｍ ） （Ｉｌ ＋Ｉｓ宜 ）＋（Ｒ
１！ ＋ＲＩＩｌ ） ＩｆＣ’Ｊしかして、１Ａ（Ｉ
Ｉ’ｉ式および第（２１式の関係全考慮して、第（ハ）
式から帰還電流Ｉ、を求める。
一方、抵抗３７．３８．４７．４８ から成る帰還回
路にキルヒホッフの法則全適用する。ここで１機械豹変
位△ｄが零のとき、つまりコンデンサＣ，。
路にキルヒホッフの法則全適用する。ここで１機械豹変
位△ｄが零のとき、つまりコンデンサＣ，。
偽が等しいときに、出力トランジスタ２５に流扛る′電
流を■８とする。この電流■、は出力′電流Ｉに対して
基礎電流とする。これはたとえば信号電流４〜２０ｍＡ
の４ｍＡＶＣ相当する。従って、機械的変位Δｄが存在
する測定状態においては、出力トランジスタ２５には、
この基礎電流■８と機械的変位△ｄに関係する出力電流
■との和の電流（Ｉ、＋Ｉ）とが流れる。しかして、抵
抗３７，３８．４７．４８から収る閉回路において、負
荷抵抗４７には電流（Ｉ８＋Ｉ−Ｉ、 ）が流れ、抵
抗４８には帰還電流Ｉｆが流ｔ、低抵抗７．３８には電
流（Ｉｖ ＋Ｉ Ｓ２ ＋Ｉｆ）が流れるので、次式が
得られる。但し、抵抗４７の抵抗値を鳥。、抵抗４８の
抵抗値ヲ馬とする。
流を■８とする。この電流■、は出力′電流Ｉに対して
基礎電流とする。これはたとえば信号電流４〜２０ｍＡ
の４ｍＡＶＣ相当する。従って、機械的変位Δｄが存在
する測定状態においては、出力トランジスタ２５には、
この基礎電流■８と機械的変位△ｄに関係する出力電流
■との和の電流（Ｉ、＋Ｉ）とが流れる。しかして、抵
抗３７，３８．４７．４８から収る閉回路において、負
荷抵抗４７には電流（Ｉ８＋Ｉ−Ｉ、 ）が流れ、抵
抗４８には帰還電流Ｉｆが流ｔ、低抵抗７．３８には電
流（Ｉｖ ＋Ｉ Ｓ２ ＋Ｉｆ）が流れるので、次式が
得られる。但し、抵抗４７の抵抗値を鳥。、抵抗４８の
抵抗値ヲ馬とする。
ル。（Ｉ、＋Ｉ−Ｉｆ）＝ｌ（、Ｉ、＋（１尤１２ ＋
ＲＩＩｌ ） （’２ ＋ｉ Ｓ、 ＋１０ Ｃ２η
ここで、第（ハ）式において１機械豹変位Δｄに関係す
る成分のみについて着目すると、次式カニ得ら扛る。
ＲＩＩｌ ） （’２ ＋ｉ Ｓ、 ＋１０ Ｃ２η
ここで、第（ハ）式において１機械豹変位Δｄに関係す
る成分のみについて着目すると、次式カニ得ら扛る。
へ。（Ｉ −Ｉｆ） ＝Ｒ（Ｉｆ＋（’ＦＬｒｔ＋馬、
） （Ｉｔ ＋Ｉｆ） （ハ）しかして、第（
ハ）式から出力電流■を求め、帰還電流Ｉｆ に第（
ハ）式を代入する。
） （Ｉｔ ＋Ｉｆ） （ハ）しかして、第（
ハ）式から出力電流■を求め、帰還電流Ｉｆ に第（
ハ）式を代入する。
＝に＋ （Ｌ Ｉｔ ）十ＫｔＩｔ
＠つぎに、第０式に第０４）式、
第αり式を代入するＯここで、第１９式から次の関係力
；明らめ１である。
＠つぎに、第０式に第０４）式、
第αり式を代入するＯここで、第１９式から次の関係力
；明らめ１である。
従って、第ｔ３υ式は次のように変形される。
Ｇ！ ＝ （Ｋｌ −−Ｋｌ ） Ｉ６ ＝ Ｃｏｎ
５ｔしかして、第Ｇり式において、右辺第１項Ｇ、は定
数であり、第２項のＧ、も定数であるカーら、出力電流
Ｉは機械的変位Δｄに比例することになる。このように
して、出力電流■からは浮遊容量Ｃ５１，Ｃｓ１の影響
を除くことができる。
５ｔしかして、第Ｇり式において、右辺第１項Ｇ、は定
数であり、第２項のＧ、も定数であるカーら、出力電流
Ｉは機械的変位Δｄに比例することになる。このように
して、出力電流■からは浮遊容量Ｃ５１，Ｃｓ１の影響
を除くことができる。
ところで、この種の２ＩｉＩ式変位変換装置は圧力等の
工業用プロセス量をたとえば４〜２０ｍＡの範囲の直流
電流Ｉに変換し７て伝送するものでおり。
工業用プロセス量をたとえば４〜２０ｍＡの範囲の直流
電流Ｉに変換し７て伝送するものでおり。
伝送スべきプロセス量に多くの脈動成分力；含″１１ｒ
Ｌでいても、そのプロセス量を変換して伝送する直流電
流Ｉからは脈動成分を除去すること力Ｘ要求さｆ′Ｌ１
このために抵抗とコンデンサと力１ら構成さ扛た脈動
成分除去用ダンピング回路力；設けらする。
Ｌでいても、そのプロセス量を変換して伝送する直流電
流Ｉからは脈動成分を除去すること力Ｘ要求さｆ′Ｌ１
このために抵抗とコンデンサと力１ら構成さ扛た脈動
成分除去用ダンピング回路力；設けらする。
第２図の実施例においてもこの種のダンピング回路が設
けられているが、このダンピング鼎路においては、動作
中にダンピングを施こしても、出力電流に過渡変動が発
生しないように工夫しである。。
けられているが、このダンピング鼎路においては、動作
中にダンピングを施こしても、出力電流に過渡変動が発
生しないように工夫しである。。
すなわち、ダンピング回路は、ダンピングコンデンサ４
９および抵抗３６，３７．３８から成る遅れ回路と、抵
抗５０と、２つの抵抗５１．５２から成る分圧回路と、
スイッチ５３とから構成されている。
９および抵抗３６，３７．３８から成る遅れ回路と、抵
抗５０と、２つの抵抗５１．５２から成る分圧回路と、
スイッチ５３とから構成されている。
ダンピングを施こさないときにＩｆｉ、スイッチ５３は
接点す側に接続されている。このとき、抵抗５１と抵抗
５２との接続点の電位は差動増幅器９の反転入力端子に
おける電位つまシ抵抗３６と２次巻線１１との接続点の
電位にほぼ等しく設定しておく。すなわち、抵抗３６と
２次巻線１１との接続点電位は電流工、つまり機械的変
位Δｄによって変化する。そこで、その機械的変位△ｄ
が０〜１００チ変化するときに、その接続点電位がたと
えば２．５ｖから３．Ｏｖに変化するように設定した場
合には、抵抗５１．５２の抵抗値の選定により、その抵
抗５１．５２の接続点電位が約２，５■になるように設
定する。それにより、コンデンサ４９はダンピングを施
こさないときには約２．５ｖに充電さｎている。従って
、ダンピングを施こすために、スイッチ５３を接点ａ側
に切換えて、コンデンサ４９を差動増幅器９０入力側に
接続したとしても、その接続による過渡変動はあまり生
じない。
接点す側に接続されている。このとき、抵抗５１と抵抗
５２との接続点の電位は差動増幅器９の反転入力端子に
おける電位つまシ抵抗３６と２次巻線１１との接続点の
電位にほぼ等しく設定しておく。すなわち、抵抗３６と
２次巻線１１との接続点電位は電流工、つまり機械的変
位Δｄによって変化する。そこで、その機械的変位△ｄ
が０〜１００チ変化するときに、その接続点電位がたと
えば２．５ｖから３．Ｏｖに変化するように設定した場
合には、抵抗５１．５２の抵抗値の選定により、その抵
抗５１．５２の接続点電位が約２，５■になるように設
定する。それにより、コンデンサ４９はダンピングを施
こさないときには約２．５ｖに充電さｎている。従って
、ダンピングを施こすために、スイッチ５３を接点ａ側
に切換えて、コンデンサ４９を差動増幅器９０入力側に
接続したとしても、その接続による過渡変動はあまり生
じない。
ところが、抵抗５１．５２によるダンピングコンデンサ
４９の事前光１！ヲ施こしておかない場合には、差動増
幅器９へのコンデンサ４９の接続投入により、その差動
増幅器９の入力側では約２．５〜３、 ＯＶの電圧変動
が生じ、従ってコンデンサ４９の接続による大幅な過渡
変動が生じることになる。
４９の事前光１！ヲ施こしておかない場合には、差動増
幅器９へのコンデンサ４９の接続投入により、その差動
増幅器９の入力側では約２．５〜３、 ＯＶの電圧変動
が生じ、従ってコンデンサ４９の接続による大幅な過渡
変動が生じることになる。
なお、第２図において、ダンピング回路そのものの機能
についてはよく知られていることなので、ここではその
説明を省略する。
についてはよく知られていることなので、ここではその
説明を省略する。
次に、第２図に示した実施例においては、零点調整回路
が設けられている。この零点調整回路は。
が設けられている。この零点調整回路は。
差動増幅器９の一対の入力端子間に接続された可変抵抗
５４と、この可変抵抗５４の可変タップに接続された抵
抗５５とから王として構成されておリ、抵抗５５の他端
は抵抗３７．３８の接続点に接続されている。この場合
に１本発明においては、抵抗３５における電圧降下の変
化と抵抗３８における電圧降下の変化とが等しくなるよ
うに設定されている。（このために、抵抗３７と抵抗３
８とを等しく設定しておく。）それによシ、抵抗５５の
両端電圧は常に一定となる。従って、抵抗５５に流れる
電流は常に一定となる。しかして、一対のコンデンサＣ
１，ＣＩの静電容量が等しく Ｃ＋ ＝ ＣＩのときに
はＩ、 ＝Ｊ、となって差動増幅器９０入力電圧差は零
となるべきであるが、何らかの原因により零にならない
ときには、可変抵抗５４の可変タップの位置を変えて、
２次巻線１０側からこの可変抵抗５４に流ｎる電流１ｍ
と２次巻線１１１１１１から可変抵抗５４に流れる電流
ｉとの割合を調整し。
５４と、この可変抵抗５４の可変タップに接続された抵
抗５５とから王として構成されておリ、抵抗５５の他端
は抵抗３７．３８の接続点に接続されている。この場合
に１本発明においては、抵抗３５における電圧降下の変
化と抵抗３８における電圧降下の変化とが等しくなるよ
うに設定されている。（このために、抵抗３７と抵抗３
８とを等しく設定しておく。）それによシ、抵抗５５の
両端電圧は常に一定となる。従って、抵抗５５に流れる
電流は常に一定となる。しかして、一対のコンデンサＣ
１，ＣＩの静電容量が等しく Ｃ＋ ＝ ＣＩのときに
はＩ、 ＝Ｊ、となって差動増幅器９０入力電圧差は零
となるべきであるが、何らかの原因により零にならない
ときには、可変抵抗５４の可変タップの位置を変えて、
２次巻線１０側からこの可変抵抗５４に流ｎる電流１ｍ
と２次巻線１１１１１１から可変抵抗５４に流れる電流
ｉとの割合を調整し。
差動増幅器９０入力電圧差が零になるように調整する。
なお、この電流１１１！は共に抵抗５５を介して流扛る
が、抵抗５５の両端電圧は常に一定に保持さ扛るので、
和電流（ｉｌ＋ｉｔ）は常に一定となる。この和電流（
ｉｌ ＋ｉ＊ ）は抵抗３８に流入するが、非常に小さ
く、しかも一定値であるので、上述した式の展開におい
ては無視して説明した。
が、抵抗５５の両端電圧は常に一定に保持さ扛るので、
和電流（ｉｌ＋ｉｔ）は常に一定となる。この和電流（
ｉｌ ＋ｉ＊ ）は抵抗３８に流入するが、非常に小さ
く、しかも一定値であるので、上述した式の展開におい
ては無視して説明した。
次に、第３図は本発明の他の実施例の回路図である。こ
の実施例においては、コンデンサＣ１は不変であり、コ
ンデンサＣ８のみが機械的変位△ｄに応じて変えら扛る
。回路構成は基本的には第２図の実施例と同じであるが
、ダイオード１５．１６にそれぞれ２次巻線５７．５８
が接続される点で異なっている。
の実施例においては、コンデンサＣ１は不変であり、コ
ンデンサＣ８のみが機械的変位△ｄに応じて変えら扛る
。回路構成は基本的には第２図の実施例と同じであるが
、ダイオード１５．１６にそれぞれ２次巻線５７．５８
が接続される点で異なっている。
このような回路構成により、第３図の実施例においては
−（Ｃ＋ ＣＩ ）１０ｔ なる演算が行なわ扛る
。動作は第２図の実施例とほとんど同じであるので、そ
の説明は省略する。但し、この回路では。
−（Ｃ＋ ＣＩ ）１０ｔ なる演算が行なわ扛る
。動作は第２図の実施例とほとんど同じであるので、そ
の説明は省略する。但し、この回路では。
ＦＥＴ３９ によって電流（（Ｉ、 ＋Ｉｓｔ ）−
ＩＣ）が一定制御される。
ＩＣ）が一定制御される。
以上に説明したように１本発明においては。
ＦＥＴ３９の作用により、コンデンサＣ，，Ｃ！に流れ
る電流１１．Ｉ、の少なくとも一方（つまり和電流Ｉ、
＋Ｉ、あるいは電流■、）と補償コンデンサ４１に流れ
る電流ＩＣとの合成電流を一定値に保持するようにした
。その結果、ＦＥＴ３１．ツェナーダイオード３３およ
びトランジスタ３４は、主として発振器７および差動増
幅器９の駆動電圧供給用に使用され、第１図の従来回路
の如く差動増幅器８のための基準電圧素子として使用さ
れるのではないので、特性安定性がそれ程厳しくなくて
もよい。それゆえ、このようなＦＥＴ３１．ツェナーダ
イオード３３およびトランジスタ３４の入手は非常に容
易となり、しかも価格も非常に安価となる。
る電流１１．Ｉ、の少なくとも一方（つまり和電流Ｉ、
＋Ｉ、あるいは電流■、）と補償コンデンサ４１に流れ
る電流ＩＣとの合成電流を一定値に保持するようにした
。その結果、ＦＥＴ３１．ツェナーダイオード３３およ
びトランジスタ３４は、主として発振器７および差動増
幅器９の駆動電圧供給用に使用され、第１図の従来回路
の如く差動増幅器８のための基準電圧素子として使用さ
れるのではないので、特性安定性がそれ程厳しくなくて
もよい。それゆえ、このようなＦＥＴ３１．ツェナーダ
イオード３３およびトランジスタ３４の入手は非常に容
易となり、しかも価格も非常に安価となる。
さらに、浮遊容量Ｃｓ、 、Ｃｓ２ の影響を補償す
るための補償コンデンサ４１を設け、この補償コンデン
サ４１に流れる電流Ｉｃ と電流（（Ｉ＋＋ＩＪ）＋
（１，十ＩＳ２ ） ｌまたは電流（■宜＋Ｉｓりとの
合成電流をＦＥＴ によって一定値制御するので、構造
簡単にして、浮遊容量の影響を補償することができる。
るための補償コンデンサ４１を設け、この補償コンデン
サ４１に流れる電流Ｉｃ と電流（（Ｉ＋＋ＩＪ）＋
（１，十ＩＳ２ ） ｌまたは電流（■宜＋Ｉｓりとの
合成電流をＦＥＴ によって一定値制御するので、構造
簡単にして、浮遊容量の影響を補償することができる。
さらに、差動増幅器４４は浮遊容量Ｃｓ を補償すとが
できることになり１部品点数を軽減させることができる
。
できることになり１部品点数を軽減させることができる
。
第１図は従来の変位変換装置の回路図、第２図および第
３図は本発明のそれぞれ異なる実施例の回路図である。 ＣＩ、Ｃ，・・・測定コンデンサ、ｃｓ、 、Ｃｓｌ・
・・浮遊容量、７・・・発振器、９・・・差動増幅器、
１０，１１゜１２．５７．５８・・・２次巻線、１３．
１４，１５．１６・・・ダイオード、２５・・・出力ト
ランジスタ、３１．３９・・・電界効果トランジスタ、
３５，３６，３７，３８゜４０．４８，５０．５１，５
２，５４．５５・・・抵抗、４１・・・補償コンデンサ
、４２．４３・・・ダイオード、４４・・・差動増幅器
、４９・・・ダンピングコア ｆ ７ ｔ 。 ５３・・・スイッチ。
３図は本発明のそれぞれ異なる実施例の回路図である。 ＣＩ、Ｃ，・・・測定コンデンサ、ｃｓ、 、Ｃｓｌ・
・・浮遊容量、７・・・発振器、９・・・差動増幅器、
１０，１１゜１２．５７．５８・・・２次巻線、１３．
１４，１５．１６・・・ダイオード、２５・・・出力ト
ランジスタ、３１．３９・・・電界効果トランジスタ、
３５，３６，３７，３８゜４０．４８，５０．５１，５
２，５４．５５・・・抵抗、４１・・・補償コンデンサ
、４２．４３・・・ダイオード、４４・・・差動増幅器
、４９・・・ダンピングコア ｆ ７ ｔ 。 ５３・・・スイッチ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）微小な機械的変位を直流電流信号に変換する二線式
変位変換回路装置において、交流励振される第１および
第２の一対のリアクタンス性インピーダンス素子であっ
て、それらのインピーダンス素子の少なくとも一方が機
械的変位に応じて変化するインピーダンス値を持つよう
な一対のりアクタンス性インピーダンス素子と、前記第
１および第２のインピーダンス素子の各々のインピーダ
ンス値に比例した第１および第２の直流電流信号を供給
する手段と、前記第１および第２の電流信号の差に相当
し前記機械的変位の量を表わす出力電流信号を供給する
第１の手段と、固定のインピーダンス値を持つ第３のり
アクタンス性インピーダンス素子と、この第３のインピ
ーダンス素子のインピーダンス値に比例した第３の電流
信号を供給する第２の手段とを備え、前記第３の電流信
号と前記第１および第２の電流信号の少なくとも一方と
の和を電流調整器によって予め定められた一定値に保持
することを特徴とする二線式変位変換回路装置。 ２、特許請求の範囲第１項記載の変位変換回路装置にお
いて、前記第１および第２のインピーダンス素子はお互
いに差動的に変化するインピーダンス値を持ち、前記第
１および第２の直流信号と第３の電流信号との和は前記
電流調整器によって予め定められた一定値に保持される
ことを特徴とする二線式変位変換回路装置。 ３）特許請求の範囲第１項記載の変位変換回路装置にお
いて、前記第１および第２のインピーダンス素子は各々
固定および可変のインピーダンス値を持ち、前記第２お
よび第３の電流信号の和は前記電流調節器によって予め
定められた一定値に保持され、一方前記第１の電流信号
は調整されないことを特徴とする二線式変位変換回路装
置。 ４）％許請求の範囲第１項記載の変位変換回路装置にお
いて、前記第１および第２のインピーダンス素子は交流
励振の１つの半波で一方の極性に同時に励振され、一方
それらのインピーダンス素子は前記交流励振の引続いて
起る他の半波で同時に他方の極性に励振されることを特
徴とする二線式％式％ ５）％許請求の範囲第１項記載の変位変換回路装置にお
いて、前記第１の手段は、各々が前記第１および第２電
流信号に応動する一対の入力部および前記２つの入力電
流信号の間の差に応動する出力部を有する差動増幅器と
、前記機械的変位の量を表わす出力電流信号を供給する
ために前記差動増幅器の出力に応動する出力トランジス
タと、前記出力電流の全部を実質的に受け、フィードバ
ック信号を与えるために前記差動増幅器の１つの入力に
つなが扛たフィードバック抵抗と、前記差動増幅器の２
つの入力の間に接続された２つの末端の端子、および前
記差動増幅器の１つの入力に前記フィードバック信号を
供給するために前記フィードバック抵抗とその１つの入
力とにつなが扛たフィードバック回路に間接的につなが
ｎた中間の可調整端子を備えた零調整抵抗と、を含′む
ことを特徴とする二線式変位変換回路装置。 ６）特許請求の範囲第１項記載の変位変換回路装置にお
いて、前記第１の手段は、各々が前記第１および第２の
電流信号の各々に応答する一対の入力部および前記入力
電流信号の差に応動する出力部を持つ差動増幅器と、前
記機械的変位の量を表わす出力電流を供給するために前
記差動増幅器の出力に応動する出力トランジスタと、前
記差動増幅器の入力につながれたダンピング回路とを含
み。 前記ダンピング回路はダンピングコンデンサとスイッチ
ング手段と電圧分割手段とを有し、前記電圧分割手段は
、ダンピング動作を必要とするときｔｄ 前記ダンピン
グコンデンサと前記差動増幅器の一方の入力部とを接続
し、ダンピング動作を必要としないときは予め定めら′
ｔ″した電圧値に前記ダンピングコンデンサを充電して
おくために前記ダンピングコンデンサと前記電圧分割手
段とを接続し得るようになされていることを特徴とする
二線式％式％ ７）−％許請求の範囲第１項記載の変位変換回路装置に
おいて、前記電流調整器は電流調整トランジスタとこの
電流調整トランジスタの制御のための直列抵抗との直列
接続から成シ、前記第２の手段は前記第３のインピーダ
ンス素子を流れる交流電流を一方および他方の極性に転
換整流するための一対の整流器と前記電流調整トランジ
スタの両端電圧を検出する検出手段とを含み、前記一方
の極性の前記整流電流は前記直列抵抗に供給され、前記
他方の極性の整流電流は前記検出手段へ供給さｎること
を特徴とする二線式変位変換回路装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57111243A JPS59613A (ja) | 1982-06-28 | 1982-06-28 | 二線式変位変換装置 |
| BR8204697A BR8204697A (pt) | 1982-06-28 | 1982-08-10 | Circuito conversor de deslocamento a dois fios |
| US06/508,755 US4618862A (en) | 1982-06-28 | 1983-06-28 | Mechanical displacement transducer |
| DE19833323302 DE3323302A1 (de) | 1982-06-28 | 1983-06-28 | Zweidraht-verschiebungsumformer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57111243A JPS59613A (ja) | 1982-06-28 | 1982-06-28 | 二線式変位変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59613A true JPS59613A (ja) | 1984-01-05 |
| JPH0229165B2 JPH0229165B2 (ja) | 1990-06-28 |
Family
ID=14556205
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57111243A Granted JPS59613A (ja) | 1982-06-28 | 1982-06-28 | 二線式変位変換装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4618862A (ja) |
| JP (1) | JPS59613A (ja) |
| BR (1) | BR8204697A (ja) |
| DE (1) | DE3323302A1 (ja) |
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1982
- 1982-06-28 JP JP57111243A patent/JPS59613A/ja active Granted
- 1982-08-10 BR BR8204697A patent/BR8204697A/pt not_active IP Right Cessation
-
1983
- 1983-06-28 DE DE19833323302 patent/DE3323302A1/de active Granted
- 1983-06-28 US US06/508,755 patent/US4618862A/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3323302A1 (de) | 1983-12-29 |
| JPH0229165B2 (ja) | 1990-06-28 |
| US4618862A (en) | 1986-10-21 |
| BR8204697A (pt) | 1984-02-07 |
| DE3323302C2 (ja) | 1990-06-21 |
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