JPH0136083Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、静電容量式差圧発信器の変換特性の
誤差要因となる浮遊容量の影響を補償するように
した変位変換回路に関し、特に、差圧発信器を駆
動する交流電源の周波数が変動した場合にも浮遊
容量の影響を確実に補償し得るようにしたもので
ある。

一般に、工業用プロセスの流量、圧力などを電
気信号に変換するこの種静電容量式差圧発信器
は、変換誤差の少ないことが望まれているが、従
来のこの種差圧発信器はその点で不充分であつ
た。

まず、この種静電容量式差圧発信器として使用
される変位変換器の基本動作を第１図を用いて説
明する。

発信器OSCからトランスＷ１〜Ｗ３を介して、
差圧に応動して差動的に変化する２つの静電容量
Ｃ１，Ｃ２に交流電圧を印加する。静電容量Ｃ
１，Ｃ２を流れる電流は、ダイオードＤ１，Ｄ２
によつて半波整流され、さらに電流を平滑化する
のに充分な容量をもつ脈流平滑用のコンデンサＣ
３，Ｃ４によつて脈動のない直流電流I₁，I₂に形
成される。

ここで、第２図および第３図を用いて、この直
流電流I₁，I₂について詳しく説明する。第２図
は、第１図に示した回路の一部を示す回路図であ
る。また第２図に示した各点ａ〜ｃでの電位の変
化を第３図に示す。なお、第３図においては説明
の都合のために、ダイオードＤ１，Ｄ３の両端間
の電圧V_D1，V_D3は実際の大きさよりも十分に大
きくしてある。

第２図に示したように、電界効果トランジスタ
（FET）Ｔ１ゲートの電位を基準電位（０Ｖ）と
した場合、コンデンサＣ１，Ｃ０の直列回路に印
加される電圧は点ｃの電位そのものであり、従つ
て、コンデンサＣ１に印加される電圧は、コンデ
ンサＣ０の電圧降下V_C0を点ｃの電位から差し引
いたものとなる。また、点ａの電位は、出力トラ
ンス巻線Ｗ３による交番電圧Vm sinωtが基準電
位（0V）を中心に印加されるためVm sinωtとな
り、点ｂの電位は、脈流平滑用のコンデンサＣ３
の作用によつて脈動が除かれた直流電圧（V_Rd＋
Ｖ＋V_Rk）に、出力トランス巻線Ｗ１による交番
電圧Vm sinωtが重畳されるために（V_Rd＋Ｖ＋
V_Rk）＋Vm sinωtとなる。

以下、期間に区切つて点ｃの電位の変化を第３
図を用いて説明する。

期間t₁〜t₂ この期間では、ダイオードＤ３が導通状態であ
るために、点ｃの電位は、（点ａの電位）−V_D3と
なる。また、点ｂの電位は点ｃの電位よりも高い
ために、ダイオードＤ１は非導通状態であり、点
ｂの電位は点ｃの電位に作用しない。

期間t₂〜t₃ この期間においては、点ａの電位は降下する
が、ダイオードＤ３が非導通状態となるために、
点ｃから点ａへの放電は阻止される。また、（点
ｂの電位）＞（点ｃの電位）でありダイオードＤ１
は非導通状態であるので、点ｂ、点ｃ間に電荷の
移動はない。従つて点ｃの電位は（V_n−V_D3）に
保持される。

期間t₃〜t₄ 点ｂの電位が、（点ｃの電位）−V_D1となる時点
t₃から、ダイオードＤ１が導通状態となるため
に、点ｃの電位は、点ｂの電位よりV_D1だけ高い
電位を保持しつつ点ｂの電位の変化に追従する。

期間t₄〜t₅ 時点t₄以降、点ｂの電位は上昇するが、ダイオ
ードＤ１が非導通状態となるために、点ｃの電位
は、時点t₄のときに電位に保持される。そして、
時点t₅で点ａの電位が（点ｃの電位）＋V_D3になる
と、ダイオードＤ３が導通状態となり、時点t₁の
状態に至る。

以後、期間t₁〜t₅の状態が繰り返される。

このように、コンデンサＣ１，Ｃ０の直列回路
には、第３図示の記号ｃで示した波形の電圧が印
加されることになる。第３図示の記号ｃで示した
波形の振幅は、第３図から明らかに、 （V_n−V_D3）＋｛（V_n−V_D1） −（V_Rd＋Ｖ＋V_Rk）｝ であり、コンデンサＣ１に印加される電圧の振幅
V_C1は、上式からコンデンサＣ０の電圧降下V_C0
を差し引いた下式となる。

V_C1＝2V_n−（V_D3＋V_D1＋V_Rd ＋Ｖ＋V_Rk）−V_C0 V_C1＝2V_n−（Ｖ＋V_D1＋V_D3 ＋V_Rd＋V_Rk＋V_C0） 以上と全く同様に考えて、コンデンサＣ２に印
加される電圧の振幅V_C2は、 V_C2＝2V_n−（Ｖ＋V_D2＋V_D4 ＋V_Rd＋V_Rk＋V_C0） となる。

ここで、 Ｖ＋V_D1＋V_D3＋V_Rd＋V_Rk＋V_C0 Ｖ＋V_D2＋V_D4＋V_Rd＋V_Rk＋V_C0 であるので、この値をV_aとし、 2V_n＝ｖ と置けば、 V_C1＝ｖ−V_a，V_C2＝ｖ−V_a となる。ここで、交流電圧の周波数をとすれ
ば、第１図示の直流電流I₁，I₂は、それぞれつぎ
の式にて表わされる。

I₁＝・（ｖ−V_a）・C₁，I₂ ＝・（ｖ−V_a）・C₂ (1) 第１図示の電界効果トランジスタ（FET）Ｔ
１は、この電流I₁，I₂の和を一定に保つ作用をす
るものであり、例えば、いま、電流の和（I₁＋
I₂）が増加すると、FET Ｔ１のゲート・ソース
間電圧V_GS＝（I₁＋I₂）・RKが増大して、電流の和
（I₁＋I₂）を減少させるように両端電圧Ｖが増大
する。すなわち、静電容量Ｃ１，Ｃ２のインピー
ダンス変化に応じてFET Ｔ１の両端電圧Ｖが変
化し、電流の和（I₁＋I₂）を一定化するように作
用する。

かかる動作によつて常に一定値に保たれる
FET Ｔ１を流れる一定電流の値をI_Kとすると、 I_K＝I₁＋I₂＝・（ｖ−V_a） ・（C1＋C2） (2) 一方、出力電圧V₀は、I₁，I₂に対する検出抵抗
Rdについて、 V₀＝（I₁−I₂）・Rd＝・（ｖ−V_a）
・（C1−C2）・R_d (3) しかして式(2)から、・（ｖ−V_a）＝I_k・
１／C1＋C2であるから、 V₀＝I_K・R_d・C1−C2／C1＋C2 (4) となる。

かかる動作原理により、出力電圧V₀が式(4)の
関係を満たす変位変換回路はたとえば実開昭56−
84707号公報によつて公知であり、工業用プロセ
ス、例えば流量、圧力等の測定に多く利用されて
いる。すなわち、周知のとおり、差動容量式差圧
検出部は、中間に差圧を検知するダイアフラムを
配し、そのダイアフラムと両側の固定電極との間
にコンデンサＣ１，Ｃ２を形成し、可動電極とし
てのダイアフラムに差圧ΔPに比例した変位Δdを
生じさせる。したがつて、 C1＝εA／ｄ−Δd，C2＝εA／ｄ＋Δd (5) ここに、ｄは初期の電極間隔、Ａは電極面積、
εは誘電率である。

上述の式からＣ１，Ｃ２の差と和との比を求め
ると、 C1−C2／C1＋C2＝Δd／ｄ (6) となり、その比は差圧ΔPに比例することになる。

したがつて、かかる動作をする差圧検出部を第
１図示の回路構成における容量Ｃ１，Ｃ２とすれ
ば V₀＝I_K・R_d・C1−C2／C1＋C2 ＝I_K・R_d・Δd／ｄ∝ΔP (7) となり、差圧ΔPに比例した出力電圧V₀が得られ
る。

しかしながら、実際には、上述のような構成の
差圧検出部における静電容量は、ダイアフラムの
変位Δdによつて変化する上述のＣ１，Ｃ２のほ
かに、浮遊容量もしくは寄生容量と称する固定の
静電容量CSが存在する。かかる浮遊容量CSを含
めた変位変換回路の回路構成を第４図に示す。

第４図示の回路構成においては、第１図示の回
路構成につき上述したと同様にして、つぎの各式
が成立つ。

I₁＋I_s＝・（ｖ−V_a） ・C1＋・（ｖ−V_a）・CS (8) I₂＋I_s＝・（ｖ−V_a） ・C2＋・（ｖ−V_a）・CS (9) I_K＝I₁＋I₂＋2I_s ＝・（ｖ−V_a）・（C1＋C2＋2CS） (10) V₀＝｛（I₁＋I₂）−（I₂＋I_s）｝・R_d ＝・（ｖ−V_a）・（C1−C2）R_d ＝I_K・R_d・Ｃ−C2／C1＋C2＋2CS (11) ここで、C1−C2／C1＋C2＋2CSを変形すると C1−C2／C1＋C2＋2CS ＝C1−C2／C1＋C2・１／１＋2CS／C1＋C2 ＝Δd／ｄ・１／１＋2CS／εA／ｄ−Δd＋εA／ｄ＋
Δd ＝Δd／ｄ・１／１＋2CS／２εA／ｄ・（１−Δd²／d
²） ＝Δd／ｄ・１／１＋CS／Co（１−Δd²／d²） （12） 上式において、C₀＝εA／ｄ、すなわち、C₀はΔd ＝０におけるＣ１，Ｃ２の容量値である。

上述の式にて表わされているように、 C1−C2／C1＋C2＋2CSはΔdには比例せず、Δdが大き くなるほど、直線性の誤差が増大する。

上述のように測定誤差を生ずる浮遊容量の影響
を除去するために、本件出願人は、第５図に示す
回路構成の変位変換回路を既に提案した（特願昭
55−181861号）。図示の構成においては、電流の
和（I₁＋I₂）を一定化する電界効果トランジスタ
（FET）Ｔ１のドレイン・ソース間に抵抗R_cを負
荷とする帰還型演算増幅器Ｑ１を接続するととも
に、測定用のコンデンサＣ１，Ｃ２に交流電圧を
印加する発信器OSCの出力トランス巻線Ｗ３か
らの交流電圧を補償容量C_cおよびダイオードDC
１を介してトランジスタＴ１のソース抵抗RKに
接続し、電流の和（I₁＋I₂）とは逆極性の補償電
流I_cを流すようにしてある。

かかる回路構成においては、トランジスタＴ１
のドレイン電流、すなわち、｛（I₁＋I_s）＋（I₂＋I_s）
｝
は、トランジスタＴ１のゲート・ソース間電圧
V_GSによつて決まる。

その電圧V_GSはソース抵抗RKとそれに流れる
電流の積であるので、 V_GS＝RK・｛（I₁＋I_s）＋（I₂＋I_s） ＋I_r−I_c｝ （13） となる。

ここに、Irは演算増幅器Ｑ１の負荷電流であ
り、 I₁＝・（ｖ−V_a）・C1， I₂＝・（ｖ−V_a）・C2 （14） I_s＝・（ｖ−V_a）・CS， I_c＝・ｖ・C_c，I_r＝Ｖ／Rc （15） であるから、 V_GS＝RK・｛・（ｖ−V_a）・（C1＋C2）＋2・（ｖ
−V_a）・CS＋Ｖ／Rc−・ｖ・C_c｝（16） となる。したがつて、C_c＝2CS，R_c＝
Ｖ／2・V_a・CSとなるようにC_c，R_cの値を選定す ると、上式の｛ ｝内の第２項以下が零となり、
したがつて、 V_GS＝RK・・（ｖ−V_a） ・（C1＋C2） （17） すなわち、 V_GS＝RK・（I₁＋I₂） となり、ソース抵抗RKに流れる電流I₁＋I₂が一
定となるように、トランジスタＴ１は動作するた
め、浮遊容量がない状態にある第１図示の回路構
成におけると同様に・（ｖ−V_a）・（C1＋C2）、
すなわちI₁＋I₂を一定化させることができる。

しかしながら、本考案者が種々の検討および実
験を繰り返した結果、第３図示の既提案回路にお
いては、交流電圧の周波数に変動があると、 R_c＝Ｖ／2・V_a・CSの条件が成立しなくなるの で、浮遊容量の影響による誤差を完全には補償し
得ないということが判明した。

本考案は、このような点に鑑みてなされ、駆動
交流電圧源の周波数に変動がある状態において
も、浮遊容量による誤差を完全に補償して高精度
の測定結果が得られるようにした変位変換回路を
提供することを目的とする。

すなわち、本考案による変位変換回路は、機械
的変位に応じて差動的に変化する静電容量Ｃ１，
Ｃ２の差と和との比に比例した電圧を取出す変位
変換回路において、両静電容量Ｃ１，Ｃ２のそれ
ぞれに比例した直流電流I₁，I₂を得る手段と、直
流電流I₁，I₂の和を一定化する定電流手段と、静
電容量に付随した浮遊容量の影響を補償する補償
容量C_cと、その補償容量C_cの負および正の充電電
流をそれぞれ形成する整流手段DC１，DC２と、
定電流手段をなす電界効果トランジスタのドレイ
ン電圧を検出する検知手段Ｑ１とを有し、一方の
整流手段DC１を通る補償容量C_cの充電電流を定
電流手段をなす抵抗に流すとともに、他方の整流
手段DC２を通る補償容量C_cの充電電流を検知手
段Ｑ１に流すようにしたことを特徴とするもので
ある。

以下に図面を参照して本考案を詳細に説明す
る。

本考案による変位変換回路の回路構成の例を第
６図に示す。図示の回路構成においては、補償容
量C_cに交流電圧を印加して流れる負の充電電流を
ダイオードDC１を介してトランジスタＴ１のソ
ース抵抗RKに流すことは第５図示の既提案回路
と同様であるが、正の充電電流はダイオードDC
２を介して演算増幅器Ｑ１に流すように構成して
ある。発振器OSCの出力トランス巻線Ｗ３の正
の半波における補償容量C_cの充電電流は、 W3→C_c→DC2→Q1→W3 すなわち、出力トランス巻線Ｗ３から補償容量
C_cを通りダイオードDC２を介して、演算増幅器
Ｑ１の出力端子から入つてその電源端子のマイナ
ス側から出て出力トランス巻線Ｗ３に戻つていく
経路を通る。

そして、負の半波における補償容量C_cの充電電
流は、 W3→RK→DC1→C_c→W3 なる経路を通る。

以下、この補償容量C_cを流れる充電電流につい
て第７図、第８図を用いて詳しく説明する。

第７図は、第６図示の回路の一部を示す回路図
である。

ここで、第７図に示すように演算増幅器Ｑ１
は、一方の入力端子（非反転端子）がトランジス
タＴ１のドレインに接続され、他方の入力端子
（反転端子）は演算増幅器Ｑ１の出力端子に接続
されている。

このような接続においては、演算増幅器Ｑ１の
出力端子の電位はトランジスタＴ１のドレインの
電位と等しくなる。つまり、演算増幅器Ｑ１の出
力端子の電位は、ダイオードDC２を介して電流
が流入した場合にあつても、トランジスタＴ１の
ドレインの電位と等しい値を保持する。何故な
ら、演算増幅器Ｑ１はその反転端子の電位が非反
転端子の電位と等しくなるように作用するもの
で、第７図に示す接続では、 非反転端子の電位（トランジスタＴ１のドレイ
ンの電圧） ＝反転端子の電位＝出力端子の電位 という関係が常に維持されるからである。

第８図は、第７図示の各点ｄ〜ｇでの電位の変
化を示す波形図である。ここで、第８図において
は説明の都合のために、ダイオードDC１，DC２
の両端間の電圧V_DC１，V_DC2は実際の大きさより
も十分に大きくしてある。

補償容量C_cに印加される電圧は、点ｇの電位を
基準としたときの点ｆの電位となる。

また、点ｇの電位を基準とし、トランジスタＴ
１のドレイン・ソース間の電圧をＶとし、ソース
抵抗RKの両端間の電圧を V_RK＝（I₁＋I₂＋2I_s−I_c）・RK とした場合の点ｄ、点ｅの電位はそれぞれ次のよ
うになる。

点ｄ：出力トランス巻線Ｗ３による交番電圧
V_n sinωtに、直流電圧V_RKを重畳した値、
すなわち V_RK＋V_n sinωt 点：演算増幅器Ｑ１の出力端子の電位である点
ｅの電位は、先に説明したようにトランジ
スタＴ１のドレインの電位に等しく、その
値は、出力トランス巻線Ｗ３による交番電
圧V_n sinωtに直流電圧（V_RK＋Ｖ）を重
畳した値、すなわち（V_RK＋Ｖ） ＋V_n sinωt 以下、点ｆの電位の変化について第８図を用い
て期間を区切つて説明する。

期間t₁〜t₂ この期間では、ダイオードDC１が導通状態で
あるために、点ｆの電位は、（点ｄの電位）−
V_DC１となる。また、点ｅの電位は点ｆの電位よ
りも高いために、ダイオードDC２は非導通状態
であり、点ｅの電位は点ｆの電位に作用しない。

期間t₂〜t₃ 時点t₂以降、点ｄの電位は降下するが、ダイオ
ードDC１が非導通状態となるために、点ｆから
点ｄへの放電は阻止される。また、この期間にお
いては点ｅの電位は依然として点ｆの電位よりも
高いために、ダイオードDC２は非導通状態であ
り点ｆから点ｅへの放電もない。従つて点ｆの電
位は、点ｇの電位を基準としてV_RK＋（V_n−
V_DC１）に保持される。

期間t₃〜t₄ 点ｅの電位が、（点ｆの電位）−V_DC２となる時
点t₃から、ダイオードDC２が導通状態となるた
めに、点ｆの電位は、点ｅの電位よりV_DC２だけ
高い電位を保持しつつ点ｅの電位の変化に追従す
る。

期間t₄〜t₅ 時点t₄以降、点ｅの電位は上昇するが、ダイオ
ードDC２が非導通状態となるために、点ｆの電
位は、時点t₄のときの電位、すなわち、点ｇの電
位を基準として−｛（V_n−V_DC2）−（Ｖ＋V_RK）｝に
保持される。そして、時点t₅で点ｄの電位が（点
ｆの電位）＋V_DC1なると、ダイオードDC１が導通
状態となり、点ｆの電位は点ｄの電位の変化に追
従して時点t₁の状態に至る。

以降、期間t₁〜t₅の状態が繰り返される。

このように、補償容量C_cには第８図示の記号
で示した波形の電圧が印加されることになる。

第８図示の記号ｆで示した波形の振幅V_ccは、 V_cc＝V_RK＋（V_n−V_DC1） ＋｛（V_n−V_DC2）−（Ｖ＋V_RK）｝ ＝2V_n−（Ｖ＋V_DC1＋V_DC2） となる。

上式で2V_n＝ｖとおけば、 V_cc＝ｖ−（Ｖ＋V_DC1＋V_DC2） となる。ここで、V_DC1＋V_DC2はＶに比べて非常に
小さいため、 V_cc＝ｖ−Ｖ すなわち、補償容量C_cに印加される電圧は、出
力トランス巻線Ｗ３に生じる交流電圧ｖとトラン
ジスタＴ１の両端電圧Ｖとの差の振幅を有してい
ることになる。

このような電圧が印加される補償容量C_cの充電
電流I_cは、巻線Ｗ３による交番電圧の周波数を
とすれば、正の半波のときも負の半波のときも共
に等しく、 I_c＝・（Ｖ−Ｖ）・C_c （18） となる。このように正の半波における充電電流と
負の半波における充電電流とが等しくなる理由
は、もしも、正の半波と負の半波とで充電電流が
等しくない場合には、補償容量C_cは次第に充電さ
れてゆき、それまで多く流れていた側の電流は流
れにくく、また、少なく流れていた側の電流は流
れやすくなるために、結局、定常状態において
は、正の半波と負の半波とでその充電電流が等し
くなるからである。

第６図に示したトランジスタＴ１のドレイン電
流｛（I₁＋I_s）＋（I₂＋I_s）｝は、トランジスタＴ１の
ゲート・ソース間電圧V_GSによつて決まり、その
電圧V_GSはソース抵抗RKとそれに流れる電流と
の積であるから、 V_GS＝RK・｛（I₁＋I_s） ＋（I₂＋I_s）−I_c｝ ＝RK・（I₁＋I₂＋2I_s＋I_c） （19） となる。

ここに、 I₁＝・（ｖ−V_a）・C1， I₂＝・（ｖ−V_a）・C2 I_s＝・（ｖ−V_a）・CS， I_c＝・（ｖ−Ｖ）・C_c であるから、電圧V_GSは、 V_GS＝RK・・（ｖ−V_a） ・（C1＋C2＋2CS−ｖ−Ｖ／ｖ−V_aC_c） （20） となる。

ここで、補償容量C_cの値をｖ−V_a／ｖ−Ｖ×2CSにす れば、 V_GS＝RK・・（ｖ−V_a）・（C1＋C2） （21） すなわち、 V_GS＝RK・（I₁＋I₂） となり、ソース抵抗RKに流れる電流I₁＋I₂が一
定となるようにトランジスタＴ１は動作するため
に、第１図示の浮遊容量C_sがない状態におけると
全く同様の測定結果が得られ、浮遊容量の影響を
無条件に補償することができる。

第６図に示した実施例においては、トランス２
次巻線Ｗ１，Ｗ２およびダイオードＤ１，Ｄ２に
流れる電流I₁，I₂の和を電界効果トランジスタＴ
１で一定にする回路について説明したが、トラン
ス２次巻線Ｗ３に流れる電流I₁＋I₂を一定にする
ようにしてもよい。トランス２次巻線Ｗ３に流れ
る電流I₁＋I₂を一定にするという考えはたとえば
実開昭56−159711号公報によつて公知である。

第９図はこのような考えに基づいて構成された
本考案の他の実施例の回路構成である。この実施
例においては、トランス２次巻線Ｗ３に流れる電
流を一定にするために、電界効果トランジスタＴ
１および抵抗RKは、巻線Ｗ３とダイオードＤ
３，Ｄ４間に接続されている。そして、さらに、
浮遊容量CSの影響を除くために、第６図の実施
例と同様に、演算増幅器Ｑ１、ダイオードDC１，
DC２，DC３、補償容量C_c、コンデンサＣ５，Ｃ
６が接続されている。ここで、トランス２次巻線
Ｗ４は、コンデンサＣ５およびダイオードDC３
と協働して演算増幅器Ｑ１に駆動電圧を供給す
る。また、コンデンサＣ６はトランジスタＴ１に
脈動のない直流電流を流すのに十分な容量を持つ
脈流平滑用のコンデンサである。

トランス２次巻線Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３は同一の巻
数であり、同一極性となるよう接続されている。
また、巻線Ｗ４は演算増幅器Ｑ１が動作するため
に必要な電圧をコンデンサＣ５の両端に発生させ
るだけの巻数が必要である。つまり、演算増幅器
Ｑ１の入力電圧がトランジスタＴ１のドレイン電
圧であるから、コンデンサＣ５の両端電圧（すな
わち演算増幅器Ｑ１の電源電圧）がそれより大き
くなるよう、巻線Ｗ４の巻数は決められている。

次に、以上のように構成された本実施例の動作
について説明する。

先ず、コンデンサＣ１とその浮遊容量CSとに
流れる電流について、第１０図、第１１図を用い
て説明する。

第１０図は、第９図に示した回路の一部を示す
回路図である。そして、第１０図に示した各点ｋ
〜ｎでの電位の変化を第１１図に示す。第１１図
の記号ｍで示す電位の変化がコンデンサＣ１，
CSおよびコンデンサＣ０に印加される電圧の変
化になる。ここで、第１１図示の記号ｍで示す電
位の変化状態についての説明は、第３図について
説明したのと同様の説明となるので省略する。

第１１図示の期間t₁〜t₃、すなわち、巻線Ｗ
１，Ｗ３の電圧の極性が、ダイオードＤ１が逆方
向、ダイオードＤ３が順方向となる半波の間（正
極性の半波）では、 W3→T1→RK→D3→（C1＋CS）→C0→W3 なる経路の正の充電電流ｉが、コンデンサＣ１
とその浮遊容量CSとに流れる。

次に、第１１図示の期間t₃〜t₅、すなわち、巻
線Ｗ１，Ｗ３の電圧の極性が反転して、ダイオー
ドＤ１が順方向、ダイオードＤ３が逆方向となる
半波の間（負極性の半波）では、 W1→R_d→C0→（C1＋CS）→D1→W1 なる経路の負の充電電流i′が、コンデンサＣ１
とその浮遊容量CSとに流れる。

この負の充電電流i′を、抵抗R_d、コンデンサＣ
３で平滑化した電流をI₁＋I_sとする。

ここで、点ｍでの電位の上昇、下降の変化量お
よびその変化時間は各々等しく、従つて上昇時の
電流ｉと下降時の電流i′とは相等しくなるため
に、正の充電電流ｉは、負の充電電流i′の場合と
同じくI₁＋I_sとすることができる。この場合、第
１１図示の電圧V_Rdと電圧（Ｖ＋V_RK）との値が
等しいか否かということは問題とはならない。す
なわち、もし、電流ｉと電流i′とが等しくないと
すれば、コンデンサは次第に充電されてゆき、そ
れまで多く流れていた側は流れにくくなり、少な
く流れていた側は流れやすくなるために、結局、
電流ｉと電流i′とは等しくなるからである。

コンデンサＣ２とその浮遊容量CSとに流れる
電流についても、以上説明したのと全く同様に考
えることがきる。

すなわち、負極性の半波で、 W2→R_d→C0→（C2＋CS）→D2 →W2 なる経路を通る電流を抵抗R_d、コンデンサＣ
４で平滑化した電流をI₂＋I_sとすれば、正極性の
半波で、 W3→T1→RK→D4→（C2＋CS） →C0→W3 なる経路を通る電流もI₂，I_sとすることができ
る。

次に、第１２図を用いて補償容量C_cの充電電流
について説明する。

巻線Ｗ４の電圧の極性が、ダイオードDC１が
順方向、ダイオードDC２が逆方向となる半波
（正極性の半波）では、補償容量C_cに次の経路で
正の充電電流が流れる。

W4→RK→DC1→C_c→W4 この経路の電流を抵抗RK、コンデンサＣ６で
平滑した電流をI_cとする。巻線Ｗ４の電圧の極性
が反転した半波（負極性の半波）では、補償容量
C_cに次の経路で負の充電電流が流れる。

W4→C_c→DC2
→Q1（出力端子→電源→端子）→W4 そして、この経路の負の充電電流も、正の充電
電流と等しくI_cとなる。

ここで、第１２図に示したように、電流｛（I₁
＋I_s）＋（I₂＋I_s）｝すなわち電流（I₁＋I₂＋2I_s）が
ソース抵抗RKを流れる向きに対して、電流I_cは
逆向きに流れているために、ソース抵抗RKを流
れる電流は、 （I₁＋I_s）＋（I₂＋I_s）−I_c ＝（I₁＋I₂）＋（2I_s−I_c） となり、この電流の値が一定値となるようにトラ
ンジスタＴ１は動作する。

このような電流I₁，I₂，I_s，I_cの値について以下
説明する。

巻線Ｗ１〜Ｗ３による交番電圧の振幅をｖ、周
波数をとすれば、第２図および第３図を用いて
説明したときと同様に、 I₁＝・（ｖ−V_a）・C1 I₂＝・（ｖ−V_a）・C2 となる。そして、浮遊容量CSに印加される電圧
は、コンデンサＣ１，Ｃ２に印加される電圧と同
一であるから、浮遊容量CSを流れる電流I_sは、 I_s＝・（ｖ−V_a）・CS となる。

次に、補償容量C_cを流れる電流I_cについて第１
３図を用いて説明する。第１３図は、第９図に示
した回路の一部を示した回路図である。第１３図
において、巻線Ｗ４による交番電圧の周波数は、
巻線Ｗ１〜Ｗ３による交番電圧と同一の周波数
である。

ここで、巻線Ｗ４による交番電圧の振幅を、も
しｖに選んだとすれば、第１３図示の点ｄ〜ｇの
電位の変化は第８図に示したようになる。この場
合、補償容量C_cを流れる電流I_cは、 I_c＝・（ｖ−Ｖ）・C_c となる。しかし、実際には、巻線Ｗ４による交番
電圧の振幅は、演算増幅器Ｑ１の駆動電圧を供給
し得る振幅であればよい。いま、その振幅をv′と
すれば、補償容量C_cを流れる電流I_cは、 I_c＝・（v′−Ｖ）・C_c となる。

そこで、I_c＝2I_sとなるようにC_cを選べば、即
ち、 C_c＝ｖ−V_a／v′−Ｖ×2CS となるように、補償容量C_cの値を選べば、ソース
抵抗RKを流れる電流は、 （I₁＋I₂）＋（2I_s−I_c） ＝I₁＋I₂ ＝・（ｖ−V_a）・（C1＋C2） ＝I_K となり、第１図について説明したときの式(2)と同
一にすることができる。従つて、第９図に示した
回路の出力電圧V₀は、式(4)すなわち、 V₀＝I_K・R_d・C1−C2／C1＋C2 となり、出力電圧V₀は浮遊容量CSの影響を受
けることがない。

以上の説明から明らかなように、本考案によれ
ば、静電容量式差圧発信器における浮遊容量の影
響を補償するために、差動増幅器の負荷に抵抗を
用いることなく、ダイオードを介して補償容量に
接続することにより、駆動交流電圧の周波数の変
動には無関係に補償容量によつて浮遊容量の影響
を相殺除去することができ、ほぼ完全に浮遊容量
の補償を行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図および第４図は従来の静電容量式差圧発
信器の回路構成を示す回路図、第２図は、第１図
示の回路の一部を示す回路図、第３図は、第２図
示の回路の各点での電位の変化を説明するための
波形図、第５図は、本件出願人によつて既に提案
されている変位変換回路の回路図、第６図は、本
考案の一実施例の回路構成を示す回路図、第７図
は、第６図示の回路の一部を示す回路図、第８図
は、第７図示の回路の各点での電位の変化を説明
するための波形図、第９図は、本考案の他の実施
例の回路構成を示す回路図、第１０図は、第９図
示の回路の一部を示す回路図、第１１図は、第１
０図示の回路の各点での電位の変化を説明するた
めの波形図、第１２図は、第９図示の回路の電流
の流れ方を説明するための回路図、第１３図は、
補償容量C_cを流れる電流I_c説明するための回路図
である OSC……交流電圧発振器、Ｗ１〜Ｗ４……出
力トランス巻線、Ｃ０〜Ｃ６……コンデンサ、
CS……浮遊容量、C_c……補償容量、Ｔ１……電
界効果トランジスタ、Ｑ１……演算増幅器、Ｄ１
〜Ｄ４，DC１〜DC３……ダイオード。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 機械的変位に応じて差動的に変化する静電容量
   Ｃ１，Ｃ２の差と和との比に比例した電圧を取出
   す変位変換回路において、前記両静電容量Ｃ１，
   Ｃ２のそれぞれに比例した直流電流I₁，I₂を得る
   手段と、前記直流電流I₁，I₂の和を一定化する定
   電流手段と、前記静電容量に付随した浮遊容量の
   影響を補償する補償容量Ccと、その補償容量Cc
   の負および正の充電電流をそれぞれ形成する整流
   手段DC１，DC２と、前記定電流手段をなす電界
   効果トランジスタのドレイン電圧を検出する検知
   手段Ｑ１とを有し、一方の前記整流手段DC１を
   通る補償容量Ccの充電電流を前記定電流手段を
   なす抵抗に流すとともに、他方の前記整流手段
   DC２を通る補償容量Ccの充電電流を前記検知手
   段Ｑ１に流すようにしたことを特徴とする変位変
   換回路。