JPS5947356B2 - 抵抗変化センサ用対数変換回路 - Google Patents
抵抗変化センサ用対数変換回路Info
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- JPS5947356B2 JPS5947356B2 JP54079818A JP7981879A JPS5947356B2 JP S5947356 B2 JPS5947356 B2 JP S5947356B2 JP 54079818 A JP54079818 A JP 54079818A JP 7981879 A JP7981879 A JP 7981879A JP S5947356 B2 JPS5947356 B2 JP S5947356B2
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- diode
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、温度変化、酸素（０２）濃度変化等の物理的
変化で抵抗値が指数関数的に変化するセンサの抵抗変化
を対数値（電圧）に変換する抵抗変化センサ用対数変換
回路に関する。
変化で抵抗値が指数関数的に変化するセンサの抵抗変化
を対数値（電圧）に変換する抵抗変化センサ用対数変換
回路に関する。
抵抗変化が指数関数的であるセンサには負特性サーミス
タ、正特性サーミスタ、抵抗変化式（チタニヤ式）０２
センサ等があり、前２者は第１図Ａ、Ｂのように温度Ｔ
の関数で抵抗値Ｒを変化させ、また後者は同図Ｃのよう
に０２濃度の関数で抵抗値Ｒを変化させる。
タ、正特性サーミスタ、抵抗変化式（チタニヤ式）０２
センサ等があり、前２者は第１図Ａ、Ｂのように温度Ｔ
の関数で抵抗値Ｒを変化させ、また後者は同図Ｃのよう
に０２濃度の関数で抵抗値Ｒを変化させる。
これらセンサの抵抗値を検出する最も簡易な方法は、第
２図ＡのようにセンサＲθに定電流１０を流し出力電圧
Ｖ。を計測するものであるが、この方法では比較的検出
精度の良い範囲が２デガード程度しかとれないという欠
点がある。つまり、出力電圧Ｖ。の変化は温度または０
２濃度の変化に比例せず、特に０２センサでは抵抗値変
化が１００Ω〜１００Ｍｆ；ｌにも及ぶので、上述した
範囲を越える温度または０２濃度変化域では出力電圧Ｖ
９は飽和して電源電圧または接地電圧とほとんど差がな
くなる。この方法では出力インピーダンスがセンサＲθ
の抵抗変化によつて大きく変動するので、次段の入力イ
ンピーダンスを高くする必要がある。これらの問題を解
決するために第２図Ｂに示すように、センサＲθ定電流
１０を流して出力電圧を対数増幅器ＬＡで増幅する方法
がある。しかしながら、この方法では構成が複雑で高価
な対数増幅器ＬＡを必要とする上、センサＲθのアース
ＧＮＤＩと対数増幅器ＬＡのアースＧＮＤ２との間に電
位差があると誤差を生ずる欠点がある。つまり、各種セ
ンサ類の中には片方が強制的に接地（ＧＮＤＩ）される
ものがしばしばあるが、この場合にセンサＲθの抵抗値
が小さい領域では対数増幅器ＬＡの入力電圧に対するア
ース電位差（ＧＮＤＩ−ＧＮＤ２）の占める割り合いが
大きくなつて出力電圧Ｖ。に大きな誤差を生ずる。本発
明は、シリコン（Ｓｉ）ダイオードの電流電圧特性に着
目して上記欠点を解決した抵抗変化センサ用対数変換回
路を提供しようとするものであるが、以下図示の実施例
を参照しながらこれを詳細に説明する。
２図ＡのようにセンサＲθに定電流１０を流し出力電圧
Ｖ。を計測するものであるが、この方法では比較的検出
精度の良い範囲が２デガード程度しかとれないという欠
点がある。つまり、出力電圧Ｖ。の変化は温度または０
２濃度の変化に比例せず、特に０２センサでは抵抗値変
化が１００Ω〜１００Ｍｆ；ｌにも及ぶので、上述した
範囲を越える温度または０２濃度変化域では出力電圧Ｖ
９は飽和して電源電圧または接地電圧とほとんど差がな
くなる。この方法では出力インピーダンスがセンサＲθ
の抵抗変化によつて大きく変動するので、次段の入力イ
ンピーダンスを高くする必要がある。これらの問題を解
決するために第２図Ｂに示すように、センサＲθ定電流
１０を流して出力電圧を対数増幅器ＬＡで増幅する方法
がある。しかしながら、この方法では構成が複雑で高価
な対数増幅器ＬＡを必要とする上、センサＲθのアース
ＧＮＤＩと対数増幅器ＬＡのアースＧＮＤ２との間に電
位差があると誤差を生ずる欠点がある。つまり、各種セ
ンサ類の中には片方が強制的に接地（ＧＮＤＩ）される
ものがしばしばあるが、この場合にセンサＲθの抵抗値
が小さい領域では対数増幅器ＬＡの入力電圧に対するア
ース電位差（ＧＮＤＩ−ＧＮＤ２）の占める割り合いが
大きくなつて出力電圧Ｖ。に大きな誤差を生ずる。本発
明は、シリコン（Ｓｉ）ダイオードの電流電圧特性に着
目して上記欠点を解決した抵抗変化センサ用対数変換回
路を提供しようとするものであるが、以下図示の実施例
を参照しながらこれを詳細に説明する。
ソリコンダイオードの順方向電流電圧特性は第３図Ｂの
ように指数関数であり（横軸は対数目盛），順方向電流
１Ｆが０．０１ｍＡ，０．１ｍＡ，・・・・・・と変化
するにつれ順方向電圧は０．４Ｖ，０．５Ｖ，・・・・
・・と変化する。
ように指数関数であり（横軸は対数目盛），順方向電流
１Ｆが０．０１ｍＡ，０．１ｍＡ，・・・・・・と変化
するにつれ順方向電圧は０．４Ｖ，０．５Ｖ，・・・・
・・と変化する。
従つて、第３図ＡのようにシリコンダイオードＤを抵坑
変化センサＲθに直列灰続すると、センサＲθの抵抗変
化に応じてダイオードＤの順方向電流１Ｆが直接変化し
、この結果順方向電圧ＶＦも変化するが６この変化はセ
ンサＲθの抵抗値を変化させる温度、０２濃度、人射光
量等の物理変化に比例したｌ次関数的なものとなる。従
つて，演算増幅器で順方向電圧ＶＦを任意のレベルに増
幅すれば簡単な構成でセンサＲθの指数関数的な抵抗変
化を対数変換して物理変化対出力電圧をリニアなものに
することができる。第４図はこれを具体化した本発明の
一実施例である。同図において、Ｒθは前述した各種セ
ンサ、ＲＤは電流制限用の保護抵抗．Ｄ１は第３図Ｂの
特性を有する電流一電圧変換用のシリコンダイオードで
あり，これらは直流電源Ｅ１と接地間に接続される。Ａ
１はコンパレータとして用いられる演算増幅器（以下０
Ｐアンプと略称する）であり６ダイオードＤ１と抵抗Ｒ
Ｄの接続点Ｐ１の電位．つまり電源Ｅ１からダイオード
Ｄ１の順方向電圧ＶＦｌ分降下した電圧が（ニ）側入力
に印加される。電源Ｅ，と温度補償回路ＴＣとの間には
第１の抵抗Ｒｌ６ｎｐｎトランジスタＴＲｌおよび第２
の抵抗Ｒ２が直列接続され，抵抗Ｒ，とトランジスタＴ
Ｒｌの接続点Ｐ２の電位が０ＰアンプＡ１の（ト）側入
力に印加される。０ＰアンプＡ１の出力は抵抗Ｒ３を介
してトランジスタＴＲｌのベースへ帰還される。
変化センサＲθに直列灰続すると、センサＲθの抵抗変
化に応じてダイオードＤの順方向電流１Ｆが直接変化し
、この結果順方向電圧ＶＦも変化するが６この変化はセ
ンサＲθの抵抗値を変化させる温度、０２濃度、人射光
量等の物理変化に比例したｌ次関数的なものとなる。従
つて，演算増幅器で順方向電圧ＶＦを任意のレベルに増
幅すれば簡単な構成でセンサＲθの指数関数的な抵抗変
化を対数変換して物理変化対出力電圧をリニアなものに
することができる。第４図はこれを具体化した本発明の
一実施例である。同図において、Ｒθは前述した各種セ
ンサ、ＲＤは電流制限用の保護抵抗．Ｄ１は第３図Ｂの
特性を有する電流一電圧変換用のシリコンダイオードで
あり，これらは直流電源Ｅ１と接地間に接続される。Ａ
１はコンパレータとして用いられる演算増幅器（以下０
Ｐアンプと略称する）であり６ダイオードＤ１と抵抗Ｒ
Ｄの接続点Ｐ１の電位．つまり電源Ｅ１からダイオード
Ｄ１の順方向電圧ＶＦｌ分降下した電圧が（ニ）側入力
に印加される。電源Ｅ，と温度補償回路ＴＣとの間には
第１の抵抗Ｒｌ６ｎｐｎトランジスタＴＲｌおよび第２
の抵抗Ｒ２が直列接続され，抵抗Ｒ，とトランジスタＴ
Ｒｌの接続点Ｐ２の電位が０ＰアンプＡ１の（ト）側入
力に印加される。０ＰアンプＡ１の出力は抵抗Ｒ３を介
してトランジスタＴＲｌのベースへ帰還される。
このため６トランジスタＴＲｌはＰ２点の電位がＰ．ｌ
点の電位と等しくなるように抵抗Ｒｌ，Ｒ２を流れる電
流値を制御する。ダイオードＤ１の温度特性を問題とし
ない場合には，抵抗Ｒ２の低電位側を接地して６抵抗Ｒ
２とトランジスタＴＲｌとの接続点Ｐ３の電位。
点の電位と等しくなるように抵抗Ｒｌ，Ｒ２を流れる電
流値を制御する。ダイオードＤ１の温度特性を問題とし
ない場合には，抵抗Ｒ２の低電位側を接地して６抵抗Ｒ
２とトランジスタＴＲｌとの接続点Ｐ３の電位。
，を出力電圧とすればよい。この基本回路での動作を先
に説明する。第３図で説明したようにダイオードＤ，の
順方向電圧ＶＦｌはセンサＲθの抵坑値を変化させる温
度、０２濃度等の物理変化に比例して変化するが、その
変化分ΔＶＦｌはＲ２／Ｒ，倍となつて出力電圧Ｖ。ｌ
に現われる。つまり６トランジスタＴＲ，のエミツタ電
流１Ｅがベース電流１Ｂに比しＩＥ〉ＩＢであれば．０
ＰアンプＡ１の２入力が平衡した状態では１ 鳥
晶［ となるので， となる。
に説明する。第３図で説明したようにダイオードＤ，の
順方向電圧ＶＦｌはセンサＲθの抵坑値を変化させる温
度、０２濃度等の物理変化に比例して変化するが、その
変化分ΔＶＦｌはＲ２／Ｒ，倍となつて出力電圧Ｖ。ｌ
に現われる。つまり６トランジスタＴＲ，のエミツタ電
流１Ｅがベース電流１Ｂに比しＩＥ〉ＩＢであれば．０
ＰアンプＡ１の２入力が平衡した状態では１ 鳥
晶［ となるので， となる。
従つて．Ｒ２／Ｒ１を所望の値に設定することで所望値
に増幅された出力電圧Ｖ。ｌを得ることができる。とこ
ろで、ダイオードＤ１も温度特性を有するので厳密には
これを補償する必要がある。
に増幅された出力電圧Ｖ。ｌを得ることができる。とこ
ろで、ダイオードＤ１も温度特性を有するので厳密には
これを補償する必要がある。
温度補償回路ＴＣは，前述した抵抗Ｒ２の低電位側の直
流電位をダイオードＤ，の温度特性に併せて昇降するも
のである。具体的には反転増幅器として用いられる０Ｐ
アンプＡ２の出力端を抵抗Ｒ２の低電位側に接続すると
共に，抵抗Ｒ４を介して（ニ）側入力に接続する。０Ｐ
アンプＡ２の（ト）側入力は抵抗Ｒ５を介して接地され
ると共に．抵抗Ｒ６を介して電源Ｅ１に接続される。
流電位をダイオードＤ，の温度特性に併せて昇降するも
のである。具体的には反転増幅器として用いられる０Ｐ
アンプＡ２の出力端を抵抗Ｒ２の低電位側に接続すると
共に，抵抗Ｒ４を介して（ニ）側入力に接続する。０Ｐ
アンプＡ２の（ト）側入力は抵抗Ｒ５を介して接地され
ると共に．抵抗Ｒ６を介して電源Ｅ１に接続される。
Ｄ２はＤ１と同等性のシリコンダイオードであり、カソ
ードは接地される。そしてダイオードＤ２のアノードは
抵抗Ｒ７を介して０ＰアンプＡ２の（ニ）側入力に接続
されると共に６抵抗Ｒ６を介して電源Ｅ１に接続される
。この温度補償回路ＴＣでは定常状態で（ト）側入力電
圧Ｖ１とダイオードＤ１のアノード電位Ｖ２（順方向電
圧ＶＦ２）とは等しく（１＝Ｖ２）６また出力電圧Ｖ３
と（ニ）側入力電圧Ｖ４とは等しい（Ｖ３＝Ｖ４）。こ
の回路では温度が上昇するとダイオードＤ１の電圧ＶＦ
ｌは小になり従つて電流１も小になつて出力電圧。１は
低下する。
ードは接地される。そしてダイオードＤ２のアノードは
抵抗Ｒ７を介して０ＰアンプＡ２の（ニ）側入力に接続
されると共に６抵抗Ｒ６を介して電源Ｅ１に接続される
。この温度補償回路ＴＣでは定常状態で（ト）側入力電
圧Ｖ１とダイオードＤ１のアノード電位Ｖ２（順方向電
圧ＶＦ２）とは等しく（１＝Ｖ２）６また出力電圧Ｖ３
と（ニ）側入力電圧Ｖ４とは等しい（Ｖ３＝Ｖ４）。こ
の回路では温度が上昇するとダイオードＤ１の電圧ＶＦ
ｌは小になり従つて電流１も小になつて出力電圧。１は
低下する。
しかしこのときダイオードＤ２の電圧Ｆ２も小になり６
出力電圧Ｖ３が大になり，ＶＯ，を突き上げる。Ｒ２』
１＝Ｒ４／Ｒ７とすれば、ダイオードＤ１の電圧変化を
ダイオードＤ２の電圧変化で過不足なく打消すことがで
きる。温度が下つた場合も同様である。ＡＣは必要に応
じて付加される付属回路であり，反転増幅器として用い
られる０ＰアンプＡ３，Ｐ３と（ニ）側入力との間に介
在する抵抗Ｂ９、該（ニ）側入力と出力端間に接続され
た抵抗ＲｌＯ６（ト）側入力に基準電圧を与える直流電
源Ｅ２からなる。
出力電圧Ｖ３が大になり，ＶＯ，を突き上げる。Ｒ２』
１＝Ｒ４／Ｒ７とすれば、ダイオードＤ１の電圧変化を
ダイオードＤ２の電圧変化で過不足なく打消すことがで
きる。温度が下つた場合も同様である。ＡＣは必要に応
じて付加される付属回路であり，反転増幅器として用い
られる０ＰアンプＡ３，Ｐ３と（ニ）側入力との間に介
在する抵抗Ｂ９、該（ニ）側入力と出力端間に接続され
た抵抗ＲｌＯ６（ト）側入力に基準電圧を与える直流電
源Ｅ２からなる。
第５図は第１の出力電圧Ｖ。ｌと付属回路ＡＣを通した
第２の出力電圧。２を対比して示したもので６横軸（対
数目盛）はセンサＲθの抵抗値Ｒである。
第２の出力電圧。２を対比して示したもので６横軸（対
数目盛）はセンサＲθの抵抗値Ｒである。
第１の出力電圧。１が抵抗値Ｒ（：Ｉ）働旧こ伴ない減
少する場合に．付属回路ＡＣはその特性（実線で示す）
を反転させ得る。
少する場合に．付属回路ＡＣはその特性（実線で示す）
を反転させ得る。
そして、電源Ｅ２の電圧値を変えることで出力電圧Ｖ。
２の絶対値（ＤＣレベル）を破線で示すように変化させ
得る。
２の絶対値（ＤＣレベル）を破線で示すように変化させ
得る。
第６図は第１の出力電圧Ｖ。
，に関する特性であり、横軸の信号抵抗値はセンサＲθ
の抵抗値である。同図の各特性はセツト温度をパラメー
タとしたもので、１点鎖線で示す特性Ｃ，，Ｃ／はセツ
ト温度−２５℃，実線で示す特性Ｃ２，Ｃイはセツト温
度＋２５℃、破線で示す特性Ｃ３，Ｃくはセツト温度＋
７５℃のものである。そしてＣｌ−Ｃ（が温度補償回路
ＴＣを設けた場合の特性であり．またＣ１〜Ｃ３は同回
路ＴＣを設けずに抵坑Ｒ２を直接接地した特性である。
同図から明らかなように温度補償回路ＴＣを設けること
で、−２５℃〜＋７５℃という温度温度変化範囲で電流
電圧変換用のダイオードＤ１の温度特性は充分に補償さ
れている。尚、実施例ではトランジスタＴＲｌをＮｐｎ
型したが．０ＰアンプＡ，の入力極性を逆転させればＰ
ｎｐ型でも実施できる。
の抵抗値である。同図の各特性はセツト温度をパラメー
タとしたもので、１点鎖線で示す特性Ｃ，，Ｃ／はセツ
ト温度−２５℃，実線で示す特性Ｃ２，Ｃイはセツト温
度＋２５℃、破線で示す特性Ｃ３，Ｃくはセツト温度＋
７５℃のものである。そしてＣｌ−Ｃ（が温度補償回路
ＴＣを設けた場合の特性であり．またＣ１〜Ｃ３は同回
路ＴＣを設けずに抵坑Ｒ２を直接接地した特性である。
同図から明らかなように温度補償回路ＴＣを設けること
で、−２５℃〜＋７５℃という温度温度変化範囲で電流
電圧変換用のダイオードＤ１の温度特性は充分に補償さ
れている。尚、実施例ではトランジスタＴＲｌをＮｐｎ
型したが．０ＰアンプＡ，の入力極性を逆転させればＰ
ｎｐ型でも実施できる。
以上述べた本発明の対数変換回路には次の利点がある。
即ち、比較的簡単な回路構成でセンサの抵抗値変化以前
の温度その他の物理量の変化に比ノブ 例した信号が得られる。
の温度その他の物理量の変化に比ノブ 例した信号が得られる。
また従来の対数増幅器では正負２電源が必要であつたが
、本発明では正電源のみで動作させることができ、電源
回路が簡単となる。このため自動車用回路など負の電圧
を得にくい時に有効である。また、センサアース側電位
が本回路のアース電位に対し多少変動しても従来方式の
様に大きな誤差とならず、センサデース回路の設計，引
き回しが容易になる。本発明は特に抵抗値変化範囲の大
きい酸素濃度検出用のチタニアセンサ用に最適である。
、本発明では正電源のみで動作させることができ、電源
回路が簡単となる。このため自動車用回路など負の電圧
を得にくい時に有効である。また、センサアース側電位
が本回路のアース電位に対し多少変動しても従来方式の
様に大きな誤差とならず、センサデース回路の設計，引
き回しが容易になる。本発明は特に抵抗値変化範囲の大
きい酸素濃度検出用のチタニアセンサ用に最適である。
第１図Ａ，Ｂ，Ｃは指数関数的な抵抗値変化を示す各種
センサの特性図６第２図Ａ，Ｂは抵抗値変化を検出する
従来の異なる方法を示す回路図，第３図Ａ，Ｂは本発明
の原理を示す要部回路図およびシリコンダイオードの順
方向電流電圧特性図、第４図は本発明の一実施例を示す
回路図、第５図は第４図における第１および第２の出力
電圧を示す特性図、第６図は第４図の温度補償回路の効
果を示す第１の出力電圧の特性図である。 Ｒθ・・・・・・抵抗変化センサ、Ｄ１・・・・・一電
流電圧変換用Ｓｉダイオード．Ｒ１・・・・・・第１の
抵抗．Ｒ２・・・・・・第２の抵抗．ＴＲ，・・・・・
・トランジスタ，Ａ１・・・・・・演算増幅器，ＴＣ・
・・・・・温度補償回路，ＡＣ・・・・・・付属回路。
センサの特性図６第２図Ａ，Ｂは抵抗値変化を検出する
従来の異なる方法を示す回路図，第３図Ａ，Ｂは本発明
の原理を示す要部回路図およびシリコンダイオードの順
方向電流電圧特性図、第４図は本発明の一実施例を示す
回路図、第５図は第４図における第１および第２の出力
電圧を示す特性図、第６図は第４図の温度補償回路の効
果を示す第１の出力電圧の特性図である。 Ｒθ・・・・・・抵抗変化センサ、Ｄ１・・・・・一電
流電圧変換用Ｓｉダイオード．Ｒ１・・・・・・第１の
抵抗．Ｒ２・・・・・・第２の抵抗．ＴＲ，・・・・・
・トランジスタ，Ａ１・・・・・・演算増幅器，ＴＣ・
・・・・・温度補償回路，ＡＣ・・・・・・付属回路。
Claims (1)
- １ 温度変化等の物理変化に応じて抵抗値を指数関数的
に変化させるセンサ、該センサに直列接続されたシリコ
ンダイオード、およびこれらに一定電圧を印加する電源
と、該ダイオードの順方向電圧が一方の入力端に印加さ
れる演算増幅器と、前記電源に接続された第１の抵抗、
第２の抵抗、これらの間に接続されたトランジスタを備
え、そして第１の抵抗と該トランジスタとの接続点電位
が前記演算増幅器の他方の入力端に印加されると共に該
トランジスタのベースへ該演算増幅器の出力が帰還され
る回路と、前記第２の抵抗の他端とグランド間に接続さ
れて前記ダイオードの温度特性を補償する電圧を生じる
温度補償回路とを備え、前記トランジスタと第２の抵抗
との接続点電位を出力とすることを特徴とする、抵抗変
化センサ用対数変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54079818A JPS5947356B2 (ja) | 1979-06-25 | 1979-06-25 | 抵抗変化センサ用対数変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP54079818A JPS5947356B2 (ja) | 1979-06-25 | 1979-06-25 | 抵抗変化センサ用対数変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS564877A JPS564877A (en) | 1981-01-19 |
| JPS5947356B2 true JPS5947356B2 (ja) | 1984-11-19 |
Family
ID=13700778
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP54079818A Expired JPS5947356B2 (ja) | 1979-06-25 | 1979-06-25 | 抵抗変化センサ用対数変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5947356B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6460795A (en) * | 1987-08-31 | 1989-03-07 | Toshiba Corp | Rotary compressor |
| JPH01193089A (ja) * | 1988-01-29 | 1989-08-03 | Toshiba Corp | ロータリコンプレッサー |
| JP2545762Y2 (ja) * | 1991-11-05 | 1997-08-27 | 株式会社ユニシアジェックス | 磁歪式トルクセンサ |
-
1979
- 1979-06-25 JP JP54079818A patent/JPS5947356B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS564877A (en) | 1981-01-19 |
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