JPS5937886A - 直流交流変換方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は高調波成分を低減するよ５にパルス幅変調（Ｐ
ＷＭ）Ｌ、”Ｃ直流を交流に変換する直流交流変換方式
に関するものである。

第１図に示すスイッチングトランジスタＱ、〜Ｑ６から
成る三相ブリッジ型インバータの出力ラインＵＶＷの線
間出力電圧波形を正弦波に近似させ。

高調波成分を除去する場合に、ＰＷＭインバータ制御方
式が採用される。この檀の方式でＰＷＭ出力電圧を得る
ためにはトランジスタＱ１〜Ｑ６もＰＷＭ波で制御しな
ければならない。従来のＰＷＭ制御方式の一例として第
２図に示す如く、一定の位相位置にて三角波を発生はせ
、インバータ出力電圧に対応する選択された値の電圧制
御電圧ｖＲと三角波との交点によって制御パルスを決定
し、ν１１えば第１図のトランジスタＱ＋を制御するた
めに第２図田）の制御パルスを得る方式がある。この方
式によれば、三角波と電圧制御電圧ｖＲとの２ａ！類の
電圧で制御パルスが得られるので、制御を容易に達成す
ることが出来る。しかし、インバータ出力電圧の正弦波
への近似性が極め１愚い。この欠点を解決するためＶＣ
，三角波の代りに、正弦波近似出力が得られるように、
設定された曲線を使用し、制御電圧ＶＲと曲線との交点
に基ついてパルスを得る方式がある。しかし、アナログ
技術とデジタル技術とのいずれによって曲線を得るにし
ても、制御回路が複雑且つ高価になる。

そこで１本発明の目的は、比較的容易に正弦波近似出力
電圧を得ることが可能な直流交流変換方式を提供するこ
とにある。

上ａ１目的を達成するための本発明は、単相又は多相の
直流交流変換装置の単相出力電圧又は多相の線間出力電
圧００″〜１８０’の範囲の波形が。

］　２０’／ｎ　ｌ但しｎは整数】のＦｌｒ定角度間隔
θ５よりも大きくないパルス幅を有するｎ個の矩形波パ
ルスを３０°〜１５０’の範囲に前記の所定角度間隔θ
Ｓの繰り返し周期で、９０６に対して対称に配列した原
形パルス列に於ける。３０°〜６０″の範囲に位置する
パルスの内の任意の】個又は複数個を振幅及びパルス幅
を変えずにそれぞれの位置から３０陳対して対称の位置
にそれぞれ移動させ、６０’〜９０″の範囲に位置する
パルスの内の０個を含む任意の個数のパルスを振幅及び
パルス幅を変えずに極性を反転してそれぞれの位置から
０″方向へ６０″移動させ、９０″〜】２０ａの範囲に
位置するパルスの内００個を含む任意の個数のパルスを
振幅及びパルス幅を変えずに極性を反転してそれぞれの
位置から１８０°の方向に６０″移動させ、］２０’〜
３５０’の範囲に位置するパルスの内の任意の１個又は
複数個のパルスを振幅及び幅を変えずにそれぞれの位置
から１５０’に対して対称の位置にそれぞれ移動させ、
且つ９０６を中心にし”［ｎ個のパルスを対称に配置し
たと等価なパルス列となり、　ＦＩＪ記単相出力電圧又
は多相の線間出力電圧の１８０’〜３６０’の範囲の波
形が、前記０″〜１８０６の範囲のパルス列を極性反転
したと等価なパルス列となるように前記直流交流変換装
置を制御して直流を交流に変換することを特徴とする直
流交流変換方式に係わるものである。

上記本発明によれば、ｎ個の矩形波パルスがθ５＝１２
０°／ｎの整数倍の間隔で配列されたパルス列に基づい
てインバータ出力を得るので、正弦波近似出力を容易に
得ることが可能になる。

本願の別の発明によれば、ｎ個の矩形波パルスを０５の
整数倍の間隔で配列させ、そのパルス幅を制御すること
によって出力電圧を調整するので。

出力電圧の制御と正弦波近似出力を得る制御との両方を
容易に達成することができる。

久に、第３図〜第７図を参照して本発明の実施例に係わ
る直流交流変換方式につい又述べる。

第３図、第４図、及び第７図は理解を容易にするたヤ〕
に半周期ＶＣｎ＝２０個のパルスを配列した例である。

ごの内、第３図（Ａｌは原形パルス列を示し、第３図（
９は０″〜：１８０’の出力パルス列を示し。

第４図は３８０°〜３６０ａの出力パルス列ｙ　示Ｔ。

第３回込）の原形パルス列は、３０’−３５０’までの
３２０’をｎ＝２０等分した３２０’／Ｈの所定角度間
隔θ３の繰返し周期で同一振幅Ｃ高さ】ｈ及び同一パル
ス幅α。のｎ＝２０個の矩形ｍ　ハＡ／　スＰ、〜Ｐ、
。

ヲ、３０’〜１５０’の範囲に配列したものである。

第３図（ＢＪの出力パルス列は、８３図（４）の原形パ
゛ルス列のパルス配列を変えたと等価なものであり。

第３図（Ａｌσ）原形パルス列の３０″〜６０″の範囲
に位置する５個のパルスＰＬ＝　Ｐｅの内の２個のパル
スＰ！及びＰＩを振幅及び幅を変えずにそれぞれの位置
から３０°に対して対称の位置にそれぞれ移動させ。

また６０６〜９０°の範囲に位置するパルスＰ６〜Ｐ１
゜の内のパルスＰ８を振幅及び幅を変えずＶＣ極性を反
転してそれぞれの位置から０６方向に６０６移動させ、
ｆた９０″〜１２０’の範囲に位置するパルスＰ１１〜
Ｐ１．の内のパルスＰＩｍを振幅及び幅を変えずに極在
を反転して七れぞｎの位置から１８０’″の方向に６０
″′移動させ、また３２０’〜Ｊ５０６の範囲に位置Ｔ
るパルスＰＳ６〜Ｐ□の内のパルスＰＩ？及びＰ＋ｏを
８幅及び幅を変えずにそれぞれの位置から１５０ａＫ対
して対称の位置にそれぞれ移動させ、且つ９０″を中心
に２０個のパルスＰＩ〜Ｐｔｏを対称に配置したもので
ある。

第４図の出力パルス列は、第３図（砂と同一規則によっ
て配置きれた３８０’〜３６０６の範囲グ）ノくルス列
であり、第３図田）のパルス列のｔｔｌＬ、性を反転し
たものに相当する。

上述の出力パルス列は、同一ノくルス幅且つ同一振幅の
矩形波パルスを０８の整数倍の規則性を有し工配列した
ものであるから、インバータの出力段にこのパルス列を
得るためのインバータの制御を極めて容易に達成するご
とが出来る。また出力電圧の調整は、各矩形波パルスの
パルス幅を変えることＧ’ｌ−よって達成されるので、
高調波成分の変動を抑えた状態で出力電圧を容易に調整
することができる。

矢に、第３図［Ｆ］）及び第４図のよ５な出カッく７９
７列によつ℃正弦波近似出力が得られる理由について述
べる。０６〜９０″の範囲の正弦波（ｓｉｎＪを示すｍ
５図に於いて、縦軸を正弦波の振幅とし、横軸を位相と
し、説明上１図面中にＡ〜Ｔ点な設げ、Ｚ＝面積ＤＪ　
Ｒ８ＫＥＤ ＝面積ＥＫＳ　ＴＬＦＥ Ｗ＝面積Ａ　ＨＢ　Ａ Ｘ＝面＆ＤＪＫＥＤ Ｘ＝面積ＪＲ８ＫＪ Ｙ＝面積ＥＫＬＦＥ ｙ＝面積ＫＳＴＬＫ ｗ＝ｘ−ｙ と丁れば、 θ重　＝　００ θ、＝６０’−θＧ θ１＝６０°＋θ０ の関係ｖｃあるとき、θ。σ）値に力）０箋わらずＷ＝
Ｘ−ｙ＝Ｙ−Ｘ　　　・・・・・・・・・・・・Ｉｌｌ
の関係が成り立つ。こσ）　１１１式汐５成立すること
を６σ月２１〜旧Ｉ式で鉦明する。

ｘ　＝　Ｚ　−Ｘ　＝６゜＋　ｃｏｓ　６０’−ｃｏｓ
　（６０’−〇。）・・・・・・・・・・・・（５）ｙ
＝Ｚ−Ｙ＝θ。＋ｃｏｓ（６０ｃ１＋ｆｌ、）−ｃｏｓ
６０ａ・・・・・・−”・＋６１［５１１６１式及び＋
２１　＋３１式よりＸ−３’＝Ｙ−Ｘ＝−ｃｏｓ（６０
’＋θ。）＋ｃｏｓ６０°＋ｃｏｓ６０’−ｃｏｓ　ｔ
　５Ｑ°−θ重】＝２　ｃｏｓ６０’−ｃｏｓ　（６０
’＋θｏ）−ｃｏｓ１６０°−〇。）＝　３−ｃｏｓ１
６０’＋θＱ）−ＣｏＳ（６Ｑａ−ｔｌ。）　　−・−
・−Ｉ’ｌｌ＜　　　ｃｏｓ加法の定理により ｃｏｓ　（６０°＋θ、、］　＝　ｃｏｓ　６０’　ｃ
ｏｓθ、−ｓｉｎ　６０’　ｓｉｎθ、−・−ｆ８１ｃ
ｏｓ　（６０’−θ重）　＝　ｃｏｓ　６０°ｃｏｓθ
、＋　ｓｉｎ　６０’　ｓｉｎθＯ・・・・（９）１８
１１９１式を（７１式に代入すると。

（７）式＝　１−　ｃｏｓ　６０″ｃｏｓθ。十ｓｉｎ
　６０°ｓｉｎθｏ−ｃｏｓ６０’ＣＯ５θ。−５ｉｎ
６０°ｓｉｎθ０ ＝　１−ｃｏｓ　６０’　ｃｏｓｏｏ−ｃｏｓ６０’　
ｃｏｓθ。・・・・・・・・（１（ｉｔｃｏｓ６０″＝
０．５をｕ式に代入すると。

（１（１１式＝１−Ｃｏｇθ。＝　（４）、式＝Ｗ　　
　　・・・・・・・・・・・・（ＩＩＪと１ｘる。

ところで、第３図及び第４図に示す方式の各矩形波パル
スの面積は同一である。従つ℃、第５図のｓｉｎ波形の
一定角度範囲の面積と第３図の複数の矩形波パルスの合
計面積とを容易に対応させるＣとが可能になる。そこで
、３０６〜］　５０’間ＧＣｎ個σ）正のパルスから成
る原形ノ（１９７列を配置し。

第５図のＤ−Ｅ聞及びＥ−Ｆ間にそれぞれｎ６（固グ）
パルスが存在したと丁れば。

の関係が成立する。但し、ｎｘは近似正弦波を得るため
に０〜８間から移動させるパルスの数、ｎｙは８〜１間
から移動させるパルスの数、にはＯ＜ｋ≦１を満足する
定数である。従って１次の（１２１（１３１式の関係が
成立する。

そこで、Ｄ−ＥｆｌＪｊにあるｎ０個のパルスのうちｕ
式より得られる八個のパルスを各パルス毎ニ３０゜に対
して対称の位置、即ちＡ〜Ｂ間に移しかえ８〜１間にあ
る００個のパルスのうち１３１式より得られ’ｂ　ｎｙ
　個のパルスをパルスの極性を逆にして６０’だけ０６
方向、即ちＡ−８間に移しかえる。そして。

Ａ〜Ｂ間にある正のパルスの実効数をｎｗと丁れば、こ
のｎｗは次式で表わされる。

販を移しかえた後にＤ−Ｅ間に残るパルスの数をＩＸと
丁れば、このｎｚは次式で表わされる。

＝−−ｋ（Ｚ−Ｘ） また呻を移しかえた後にＥ〜ＦＩＶＩＶＬ残るノくルス
の数をｆｌｙと丁れば、このｎｙは次式で表わされる。

（１４１式、　（１５１式、ｕ６１式より明らかなよう
ニｎＷ、ｎｘ。

ｎｙは夫々Ｗ、Ｘ、ＹＫ比ｆ！ｌする。従って１次式が
成立する。

各パルスの幅×高さくｍ幅Ｊ　ｊｌＯちパルスの面積を
ａとすれば次式が成立する。

（１８１式はｎＸ、　ｎｙの値をＵ式（１３１式に基づ
いて定めれハＡ　−Ｂ　間、Ｄ−Ｅ間、８〜１間にある
パルスの実効総面積が同じ区間にある正弦波の面積に夫
々比例することを意味する。更にｕ８１式はｎ、、　ａ
の値を一定とした場合にｋの値を異なった値に選ぶこと
により比例係数にの値を変えれば０ｇ１式の比例関係を
保ちなからＡ−８間、ＤＮＥ間、８〜１間の各区間にあ
るパルスの実効総面積が変化する。このごとはｋの値の
選び方により出力電圧を任意に設定出来ることを意味す
る。

上記１７１式、　（１８１式はθ。の値が如何なる値の
場合にも成立する。実例とし又θ。＝３０　＝−ａ　ｎ
＝２６４゜る。

Ｚ＝−Ｘ　１．０　＝　０．５２３６ Ｗ＝０．３３４０ Ｘ＝０．３６６ Ｙ＝０．５００ ｘ＝０．］５７６ ｙ＝０．０２３６ セして＋　ｋ＝ｌの場合のｎ）（は次の値になる。

＝　１　９．８６５５ 同様にしてに＝］の場合のｎｙ　、　１１ｗ、　ｆｌｌ
　、ｎＹは次の値になる。

ｎｙ　＝２−９７４８ ｎｗ＝ｎｘ−ｎｙ＝１９．８６５５−２．９７４８＝］
６．８９０７ｎｚ＝ｎ、−ｎｘ＝６６−１９．８６５５
＝４６．１３４５ｎＹ＝ｎｏ−ｎｙ−６６−２，９７４
８＝６３．０２５２また。に＝１の場合の［７１式は次
のような値にｒｘる。

理論上はＪｕｌ上のようになるが、ｎｚ　、　ｎｙはパ
ルスの数を表わ工数であるから整数でなければｒｘらな
い。従って実用的にはｎｘ、　ｎｙの値は上記の値の近
似値をとれはよい。従って 敗＝３９．８６５５÷２０ ｎｙ；　２．９７４８；　３ にとれば、久の関係が成立する。

ｎｙ＝２０−３＝］７（正２０．負３Ｊｎｚ　＝　６６
　　２０　＝　４６ ｎｙ　＝６６　　　３　””　６３ ■式は０９式に比較して比例係数が完全に同一にはなら
ないが実用的には極め又良好な近似性を現わしている。

Ｂｖｒ−ｏ。＝＝　３０’）場合＋７）　ｎｚ＝２０−
　ｎｙ＝３を各３０″以内のどの位相に選定するかはθ
０の値を変えて前記と同様の計算を丁れば、そのθ。の
領内のｎｘ。

ｎｙを求めることが出来る。次の第】表はθ。＝３０’
θ。＝２０′″　　θ。＝　］　Ｏ’ｌＣ）イ”Ｃ（’
）ｎｙ、ｎｙｌ’）１１１１’示す。第２表は第１表よ
り求め九％］０’区間にあるｎ）（、ｎｙＯ値である。

第１表 第　　２　　表 ｋ　＝　０．５の場合には次の関係が成立する。

ｎｚ　＝　４２−９３２８ ｎｙ　＝＝　３４−４８７４ そして、ｎ）（、ｎｙを整数とするために１敗＝４３ｎ
ｙ＝３４ｖｒ−とれば次の関係が成立する。

（至）式とり式を比較丁れば各比例係数の相互近似性は
＠式の場合は多少悪化する。Ｋの値は１２２１式の場合
は（至）式の場合の半分である。これはｋ　＝　０．５
にとれば出力電圧はに＝］の場合の半分であることを意
味している。

ｒＪ上のように（１２１式、σＪ式より求めた敗、ｎｙ
を転移させれば各区間にある）くパルスの実効ノ（ルス
数。

又はパルスの実効総面積はその区間における正弦波の面
積に近似的に比例する。ｋ＝ｌの場合のｎｘ、ｎｙを第
２表に基づいて選択した時の転移形パルス列がどの程度
正弦波に近似するかを第３表に示す。

第３表は基本正弦波の電圧ｔ−１００％としたときの第
２９次までの各次高調波の電圧を示したものである。こ
の表から明らかな様に転移形パルス列はパルスの配列が
９０″に対して対称であるから偶数次の高調波は含んで
いない。また、転移形パルス列は単相の場合でも多相の
場合でも線間電圧に往第３次高調波ならびに３の倍数矢
高調波を含まない。

第　　３　　表 比較のために、第２図の方式の場合の出力電圧波形の高
鯛波成分を第４表に示す。この第４表では三相線間電圧
の場合であるので第３次高調波および３０倍数次高調波
が含まれないが、単相の場合にはこれ等が含まれる。

第　　４　　表 上述から明らかなように本発明の思想に基づい℃パルス
の配列を丁れば１位相の任意区間にあるパルスの実効的
総面積はその区間に於ける正弦波の面積に近似的−に比
例し、その結果、このパルス列の波形は正弦波に近似す
る。

本方式に於いてパルスを移しかえる前Ｋ　３０’〜９０
°までに配列された原形パルス列のパルスの数がパルス
を移しかえた後の転移形パルス列の正弦波への近似性に
影響を与える。パルスの数が少ない場合は近似性が悪（
パルスの数が多くなるに従い近似性は良くなる。理論的
にはパルスの数を無限大に丁れば無限大人の高調波を無
視丁れば無限に正弦波に近似する。尚、原形パルス列の
６０″〜９０″の間にあるパルスのうちから転移丁べき
パルスの数は３０″〜６０°の間にあるパルスのうちか
ら転移丁べきパルスの数に比して少ない。従って原形パ
ルス列のパルスの数が比較的少ない場合は必すしも６０
″〜９０６の間にあるパルスを転移する必要はない。な
お３０″〜６０″′間より転移されたパルスと６０″〜
９０″間より転移されたパルスとが同位相に転移される
ことがあり得る。この場合、ｆｌ性が逆向きのため実質
的には両パルスとも転移後消滅したことになる。しかし
特許請求の範囲に於いては両パルスとも高さ方向が逆向
きになって存在するという立場でパルスの数を表現しで
ある。更にパルスの幅がθｓ＃Ｌ等しい場＠隣りのパル
スと接触し、見掛上複数個のパルスが合体し１個のバル
スと見なされるが、この場合はパルス幅がθＳのパルス
が複数個存在するものとみな丁。以上の諸事項は９０″
に対し℃全（対称の関係にある９０″〜］８０６までの
間に於い℃も全く同じである・第６図は本方式の回路図
であり、第７図は第６図の各部の状態を示す図である。

第６図に於いて。

（１１は積分電圧入力端子であり、この実施例ではイン
バータの入力電圧に対応する直流電圧を供鮒丁て積分コ
ンデンサ（４）に供給され、ここで積分される。コンデ
ンサ＋４１には放電用のトランジスタ＋５１　カ並列接
続されているので、トランジスタ＋５１のオン・オフ周
期に同期して第７図ののこぎり波ｖＡが発生する。＋６
１は出力周波数指示電圧入力端子であ信号に変換され、
指示はれた周波数に対応する周期でパルスを発生する。

Ｖ−Ｆ変換器（７１の出力パルスはカウンタ（８１にク
ロックパルスとし’を入力すると共ニ、トランジスタ（
５）のベースに入力する。

第７図の例１では０″〜］　８０’の期間に３０個のパ
ルｘがｅＢの周期で発生し、３０個ののこぎり波ｖＡが
発生１−る。（９１は電圧コンパレータであって、制御
電圧入力端子肛から付与される制御電圧ｖＲとのこぎり
波ｖＡとの比較出力を発生するものである。

第７図のＶＰから明らかなようにこの実施例ではのこぎ
り波ｖＡが制御電圧ｖＲよりも低い期間に低レベルとな
る比較出力ＶＰを発生する。即ち第７図のｏ’〜１８０
’ｌｔ、〜ｔ、３に周期θＳで３０個の矩形波パルス出
力ＶＰが発生する。

旧）はメモリであり、本発明の思想に基づいてインバー
タの出力ラインＵ、Ｖ、Ｗの各線間電圧■Ｖ。

Ｖｖｗ　、　Ｖｗｕ　　が第７図に示すパルス列となる
ようにインバータのトランジスタＱ＋−Ｑｓ’ｅ制御す
るためのデータを記憶する。この例では、メモリ圓は第
７図から明らかなようにアドレスＯからアドレス５９ま
での合計６０番地とアドレス５９の次に設　−けられた
カウンタリセット用アドレス６０を有し、ここにはリセ
ット信号が記憶されており、アドレス６０に切替った瞬
間にラインＭ８からカウンタ（８）のリセット信号が発
生し、アドレス０に切り賛わる。尚各アドレスＯ〜６０
は９ピツトのデータを記憶し、このデータは９ビツトに
対応した９本の用カラインＭ、〜Ｍｑで読み出される。

尚メモリＵυからのデータの読み出しはのこぎり波Ｖム
の周期θＳと同一のクロックでなされる。即ち、カウン
タ（８）のアドレス指定に基づいて順次に行われる。

（１２１は三相インバータの制御信号を形成するため）
分配用論理回路であり、８つのＡＮＤゲートＡＩ〜Ａ８
と、６つのＯＲゲートＢＩＳ−Ｂ６と、１つのインバー
タＣＩとから成る。尚ＡＮＤゲートＡ、は下側の入力端
子が反転入力端子となっている。また、メモリ出力ライ
ンＭＩ〜Ｍ６はＡＮＤゲート八！へＡ６の一万の入力端
子に結合され、このＡＮＤゲートＡＩ〜Ａ６の他方の入
力端子にはコンパレータ（９）の出力を反転するインバ
ータＣＩの出力端子が結合されている。！た。ＡＮＤゲ
ートＡ＋〜Ａ６の出力はＯＲゲ）Ｂ＋〜Ｂｌｌを介して
トランジスタＱ、〜Ｑ、のベースに結合されている。Ａ
ＮＤゲートＡＴの一万の入力端子はコンパレータ＋９１
の出力端子に結合され、他方の入力端子はメモリ出カラ
インＭヮに結合され。

この出力端子はＯＲゲートＢＩ〜Ｂ８０入力端子に結合
され工いる。ＡＮＤゲートＡ、の−万の入力端子ｆｊ　
：ｙ　７　ハＬ／−夕（９）の出力端子に結合され、他
方の反転入力端子はメモリ出力ラインＭ、に結合され。

出力端子はＯＲゲートＢ４〜Ｂ６に結合されている。

メモリ旧１の各アドレスには第７図のＭｒ〜Ｍ、の欄に
示すようにＨ，Ｌでデータが叢き込まれており。

周期Ｑ８のクロックに基づくアドレス指定でアドレス０
から６０葉でのデータが順次に読み出される。そして、
メモリ出力ラインＭ１〜Ｍ６の出力とコンパレータの出
力Ｖｐとに基づいて、トランジスタＱ１〜Ｑ６の制御信
号を発生し、制御信号が高レベルの期間にトランジスタ
ＱＩＳ−Ｑ６がオンになる。

尚第７図にはトランジスタＱ＋、Ｑ−Ｑ＝１の制御信号
が示され・Ｑ２・Ｑａ−Ｑ、の制御信号は独立に示され
又いないが−Ｑｓ’ｒ丁Ｑ、と反対動作、Ｑ−まＱｌｌ
と反対動作、Ｑ６はＱ、と反対動作となる。トランジス
’Ｑ＋・〜Ｑ、が第７図に示す制御信号で制御されると
、出力ラインＵ、Ｖ、Ｗの線間の出方電圧波形は、第７
図のＶＵＶ　”　”Ｖ’Ｗ　’　ＶＷＵとなる。Ｒ口ち
、谷線間の電圧波形は第３図で示した波形と同じになる
。

尚、メモリ＋１］）の出力ラインＭ８はカウンタ（８１
０リット信号が読み出された時にカウンタｆ８１をリセ
ットする。これにより、再び最初のアドレス０からデー
タが読み出される。メモリ旧１の出力ラインＭ。

は、制御電圧入力端子叫のラインの抵抗（１３＋に並列
接続されたトランジスタ（１４１のベースに結合されて
いる。このため、メモリ出力ラインＭ、から第７図（− に示すよ５な出力が順次に発生すると、これに応じてト
ランジスタ０４！がオンオフし、制御電圧ＶＲ（７）値
が変ｆヒする。従って、特定位置の出力パルスの幅を変
えることが可能になる。尚、制御電圧ｖＲを変える必要
のない場合には、メモリ出力ラインＭ。

の値は常に一足に保たれる。

上述から明らかなように１本実施例によれば。

久の利点が得られる◎ （ａｌ　　θＳの整数倍の間隔で矩形波出力パルスが配
列きれているので、出力パルスを得るためのインバータ
のスイッチング制御が容易になる。

（ｂｌ　　実質的に面積の等しい複数のパルスの配列に
よつ℃正弦波近似出力を得るので１位相の任意区間に於
ける複数パルスの実効的総面積をその区間に於ける正弦
波の面積に近似させることが容易になり、正弦波近似出
力か容易に得られる。

（ｃｌ　　ｑ！ｒ出力パルスの立上り位相は出方電圧、
出力周波数に無関係に常に一定であり且っ各出力パルス
の立上り間隔が０６の整数倍であり、更に立上り位相及
びパルス間隔が予め決められた固定値である。このため
、パルスの立ち上がり位相の制御は極め℃普遍的なデジ
タル技術、又はアナログ技術によつ”ｉ（極めて容易に
実現することが可能であり、更に立ち上がり以後のパル
ス幅の制御も容易であり特に多相出力の場合その効果が
太きい。

（ｄｌ　　本実施例では入力端子（１）にインバータの
１臨Ｅの直流電圧を供給するように構成しているので、
インバータ入力電圧の変動ニよるインバータ゛出力電圧
の変動を制限することが出来る。即ち。

入力電圧が例Ｉえは低下すると、積分コンデンサ＋４１
の入力電圧も低下し、第７図に示すのこぎり波ｖＡの傾
糾がゆるくなる。この結果、インバータ出力電圧のパル
スの幅が広くなる。しかし、入力電圧が低下し出力パル
スの振幅が小さくなっているので、出力パルスの面積は
ほぼ一定に保たれ、出力電圧の変動及び高調波成分の変
動が実質的に生じない。このような動作は、インバータ
電源Ｅが脈動電圧を供給する場合に於い又も生じる。従
って。

入力電圧の脈動を含めた電圧変動が出力１１１１に現わ
れないという大きな利点がある。

（ｅｌ　　メモリ出力ラインＭ、ＶＣよって制御電圧Ｖ
Ｒのレベルを切換え１特定パルスの幅を制御することが
出来るので、正弦波近似性を高める制御を容易に達成す
ることができる。

以上１本発明の実施例１について述べたが１本発明はこ
れに限定されるものでなく、更に変形可能なものである
。例えば、第６図に於いて、制御電圧入力端子Ｕ■から
コンパレータ（９）に供Ｉ＠する電圧ＶＲを一定基準電
圧とし、入力端子ｔｌ＋から供給する電圧を出力電圧指
示電圧とし又もよい。即ち・第７図ののこぎり波ｖＡの
傾きを出力電圧に応じて変ｆ？させ、インバータ出力パ
ルスの幅を変えるようにしてもよい。また端子ｉｌ＋又
は牝の電圧をインバータの出力電圧の検出に基づいて供
給し、閉ループ制御とし又もよい。また、単相インバー
タにも勿論適用ＴＸＪ能である。、またサイリスタ等の
スイッチング素子を使用するインバータにも適用可能で
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図はインバータを示す回路図、第２図は従来のＰＷ
Ｍ制御万式を示す波形図、第３図は不発明の実施例に係
わるインバータの出力電圧を説明するための波形図であ
り、（Ａ）は原形パルス列、（Ｂ１は出力パルス列を示
す波形図、第４図は本発明の実施例の］８０６〜３６０
６区間の出力パルス列を示す波形図、第５図は正弦波の
面積と本発明の出力パルスとの関係を示すための波形図
、第６図は本発明の実施例に係わるインバータを示す回
路図。 第７図は第６図の各部の状態な示す波形図である。 尚図面に用いられている符号に於いて、（１１は積分電
圧入力端子、（２１はのこぎり波発生回路、（９ｊはコ
ンパレータ、ルは制御電圧入力端子、　（ＩＩＩはメモ
リ、　ｔｌカは論理回路−Ｑ、〜Ｑ６はトランジスタで
ある。 代　　理　　人　　　高　　野　　則　　次第１図 第２図 手続補正書（自発） 昭和５７年９（−、雇＼Ｃ日 特許庁長官　若杉和夫　　殿 ｌ　事件の表示 昭和５７　　＋１゛　％　　軒願第１３０７６３号２発
明の名称　直流交流変換方式 ３、　補正をする者 事件との関係　出願人 代表者　松本五良策 ４、代理人 ５、　補正命令の日付　自　　発 ６、　補正により増加する発明の数 ｉｌｌ　　ＩＩＡＩｗＩｌｉ第６負第４行〜同ｆｊｇｌ
Ｚ行）ｒ、ｊ７）方式によれば・・・・・・・方式があ
る。」を抹消する。 （２）　　明細書第６負第１３行の「曲線を得るにして
」を抹消する。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 Ｉｌｌ　　単相又は多相の直流交流変換装置の単相出力
   電圧又は多相の線間出力電圧の０６〜１８０′の範囲の
   波形が、　］　２０’／ｎ　（但しｎは整数）　ｆ）所
   定角度θ８より・も大きくないパルス幅を有するｎ個の
   矩形波パルスヲ３０″′〜１５０’の範囲に前記σ）所
   定角度間隔θ５の繰り返し周期で、９０’に対して対称
   に配置１ルた原形パルス列に於ける、３０″〜６０Ｏｆ
   ）範囲に位置するパルスの内の任意σ）Ｊ個又を工複数
   個を振幅及びパルス幅を変えずＩ／ｌ；ｆ：れぞれの位
   置から３０°に対して対称の位ｆＩ１．ＶＣ，それぞれ
   移動させ。 ６０″〜９０″ノ範囲に位置するノクルスの内の０１固
   を含む任意の個数のパルスを振幅及びパルス幅を変えず
   に極性を反転してそれぞれの位置からｏ″方向６０′′
   移動させ、９０°〜１２０６の範囲に位置するパルスの
   内の０個を含む任意の個数のパルスを振幅及びパルス幅
   を変えずに極性を反転してそれぞれの位置から１８０°
   の方向に６０°移動させ、１２０’〜】５０°の範囲に
   位置するパルスの内の任意の１個又は複数個のパルスを
   振幅及び幅を変えずにそれぞれの位置から３５０″′に
   対して対称の位置にそれぞれ移動させ、且つ９０°を中
   心にしてｎ個のパルスを対称に配置したと等価なパルス
   列となり。 前記単相出力電圧又は多相の線間出力電圧の１８０’〜
   ３６０’の範囲の波形が、前記０°〜１８０’の範囲の
   パルス列を極性反転したと等価なパルス列となるように
   前記直流交流変換装置を制御し又直流を交流に変換する
   ことを％黴とする直流交流変換方式。 （２１単相又は多相の直流交流変換装置の単相出力電圧
   又は多相の線間出力電圧の０６〜］　８０’の範囲の波
   形が、１２０′″／ｎ（但しｎは整数Ｊの所定角度間隔
   θＳよりも大きくないパルス幅を有するｎ個の矩形波パ
   ルスを３０″〜１５０’の範囲に前記の所定角度間隔θ
   、の繰り返し周期で、９０’に対し℃対称に配列した原
   形パルス列に於ける。３０’〜６０６の範囲に位置する
   パルスの内の任意の］個又は複数個を伽幅及びパルス幅
   を変えずにそれぞれの位置から３０６に対して対称の位
   置にそれぞれ移動させ、６０’〜９０″の範囲に位置す
   るパルスの内００個を含む任意の個数のパルスを撮幅及
   びノ（ルス幅を変えずに極性を反転してそれぞれの位置
   から０″方向へ６０″移動させ、９０’〜１２０’の範
   囲に位置するパルスの内の０個を含む任意の個数のパル
   スを撮幅及びパルス幅を変えずに極性を反転し工それぞ
   れの位置から１８０’の方向Ｖｃ６０’移動させ、１２
   ０°−１５０’のａ囲に位置するパルスの内の任意の１
   個又は複数個のパルスを・撮幅及び幅を変えずにそれぞ
   れの位置から１５０’に対して対称の位置にそれぞれ移
   動させ、且つ９０″を中心にしてｎ個のパルスを対称に
   配置したと等価なパルス列となり、前記単相出力電圧又
   は多相の線間出力電圧の３８０’〜３６０’の範囲の波
   形が、前記０″〜１８０′″の範囲のパルス列を１ａＬ
   性反転したと等価なパルス列となるように前記直流交流
   変換装置を制御し、且つ前記出力電圧の波形のパルス列
   の各パルスの幅を制御して前記単相出力電圧又は多相の
   線間出力電圧を調ｇ５することを特徴とする直流交流変
   換方式。