JPS5932212Y2 - スイツチングレギユレ−タ - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案はトランジスタのようなスイッチング素子によっ
て電源からの電力を断続匍脚して直流出力電圧を調整す
る形式のスイッチングレギュレータに関するものである
。

第１図は本考案者らによって提案された従来のスイッチ
ングレギュレータ回路で、図中、Ｅは直流電源、Ｑｌは
過電流保護用トランジスタＱ２は過電流検出用トランジ
スタ、Ｑ３はスイッチングトランジスタ、Ｑ４は駆動用
トランジスタ、Ｄｌは帰還用ダイオード、Ｌｌ 、Ｃ１
は出力平滑回路を構成するコイルとコンデンサ、Ｒ４は
過電流検出用抵抗、Ｒ７、ＲＢは出力電圧検出回路を構
成する電圧検出用抵抗、Ｒｔ、は負荷、ＺＤは基準電圧
用のツェナーダイオード、ＯＰは比較増幅器、ＣＯＮは
パルス幅制御回路である。

出力電圧は負荷ＲＬに並列接続された抵抗Ｒ７、Ｒｇで
検出され、比較増幅器ＯＰの一方の入力端子子に入力す
る。

ツェナーダイオードＺＤは抵抗Ｒ６を介して直流電源Ｅ
に接続され、比較増幅器ＯＰのも５一方の入力端子−に
ツェナーダイオードＺＤの基準電圧が付与されろ。

この基準電圧と出力電圧は比較増幅器ＯＰで比較され、
その誤差増幅出力はパルス幅制御回路ＣＯＮに送られる
。

パルス幅制御回路ＣＯＮでは一定の周波数で発生した三
角波と比較増幅器ＯＰから得られろ誤差増幅出力とが比
較されるので、パルス幅制御回路ＣＯＮからは周波数が
一定でパルス幅が出力電圧によって変化するパルス列が
発生し、駆動用トランジスタＱ４をパルス期間のみオン
にする。

これによりスイッチングトランジスタＱ３もオンになり
、パルス幅制御回路ＣＯＮから得られろパルス列に応じ
てスイッチング動作をする。

すなわち、出力電圧が高くなればスイッチングトランジ
スタＱ３のオン期間が短くなり、出力電圧が低くなれば
スインチングトランジスタＱ３のオン期間が長くなるよ
うに動作する。

いまここで、過電流が生じたときには過電流検出用抵抗
Ｒ４の端子電圧が上昇し、トランジスタＱ２ 、Ｑｌが
オンになる。

この結果、直流電源Ｅの電圧がトランジスタＱｌ 、抵
抗Ｒ３を介して比較増幅器ＯＰの入力端子＋に印加し、
あたかも出力電圧が高くなったようになる。

これによってスイッチングトランジスタＱ３のオン期間
の幅は狭くなり、出力電圧は低下し、負荷に流れる電流
が制限される。

すなわち、垂下型の過電流保護動作となる。

このように従来回路によっても一応過電流から回路を保
護することができろが、この回路では起動時、出力平滑
回路のコンデンサＣ１に流れろ突入電流を防ぐことがで
きず、スイッチングトランジスタＱ３が過電流により破
壊することがあった。

本考案の目的は、起動の際における出力平滑用コンデン
サへの突入過電流からスイッチングトランジスタを確実
に保護するとともに、過電流保護回路の動作を安定にし
、かつ瞬時の過電流に対しても早く応答できる信頼性の
高いスイッチングレギュレータを提供することにある。

以下、図面を参照して本考案の実施例に付いて述べる。

ただし、第２図において、第１図と同一符号で示すもの
は実質的に同一であるので、その詳しい説明は省略する
。

第２図の第１の実施例回路においては、過電流検出用抵
抗Ｒ４が出力平滑用のコイルＬ１ とコンデンサＣ１
との間に接続され、過電流検出用トランジスタＱ２のベ
ースが抵抗Ｒｇ ｔ ＲｌＯを介して抵抗Ｒ４の一端
に、トランジスタＱ２ のエミッタが抵抗Ｒ４の他端に
接続されている。

また、抵抗Ｒ０と抵抗Ｒ１ｏとの接続点と、抵抗Ｒ４の
他端との間にはコンデンサＣ２と抵抗Ｒ１１の並列回路
が接続され、また抵抗ＲＩＯに並列に、ダイオードＤ２
が接続されている。

また、過電流検出用トランジスタＱ２のコレクタと抵抗
Ｒ４の一端との間には引き込み型の過電流保護動作とす
るために過電流保護用コンデンサＣ４が接続されており
、さらに抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との直列回路に並列に、コ
ンデンサＣ３が接続されている。

次に、この回路の動作について第３図を参照して説明す
る。

時点ｔ１ までは正常時の動作であり、第１図の回路
動作と同一であるが、時点ｔ１で第３図Ｂに示すように
出力電流が所定値りを越えると、すなわち抵抗Ｒ４の両
端の電圧を、抵抗Ｒ１ｇｗＲ１□およびコンデンサＣ２
からなる過電流平滑回路によって平滑した電圧が所定値
を越えろと、トランジスタＱ２にベース電流が流れてト
ランジスタＱ２がオンになる。

トランジスタＱ２がオンになると抵抗Ｒ２、トランジス
タＱ２、負荷ＲＬの回路でトランジスタＱ１のベース電
流が流れ、第３図Ｅに示すようにトランジスタＱ１ も
オン状態となり、直流電源Ｅの電圧がトランジスタＱ１
、抵抗Ｒ３を介して比較増幅器ＯＰの入力端子子に引加
し、あたかも出力電圧が高くなったような状態になる。

この結果、パルス幅制御回路ＣＯＮから駆動用トランジ
スタＱ４をオンにするパルスが発生しなくなり、スイッ
チングトランジスタＱ３は時点ｔ１からオフし、出力ス
イッチングパルスは第３図Ｆに示すように発生しなくな
る。

ｔｌ 〜ｔ２の期間においてはトランジスタＱ２のオ
ンによってトランジスタＱ１にベース電流が供給されろ
が、同時にトランジスタＱ２と抵抗Ｒ４とからなる閉回
路でコンデンサＣ４の電荷が放電し、第３図りに示す如
くコンデンサＣ４の両端電圧は零となる。

したがって、時点ｔ２でトランジスタＱ２がオフになっ
ても、コンデンサＣ４の充電電流としてトランジスタＱ
１ のベース電流が抵抗Ｒ２を介してＴの期間流れ続け
ろため、第３図Ｅに示す如く時点ｔ３ までトランジス
タＱ１のオン状態は維持されろ。

つまり、ｔｌ 〜ｔ３の期間はスイッチングトランジ
スタＱ３はオフとなり、スイッチング出力パルスは第３
図Ｆに示す如く発生しない。

コンデンサＣ１Ｉの充電電流がトランジスタＱ１のエミ
ッタ・ベース間、抵抗Ｒ２を介して流れ、コンデンサＣ
４がほぼ直流電源Ｅの電圧と出力電圧との差電圧に充電
されろ時点ｔ３になると、充電電流はもはや流れなくな
ってトランジスタＱ１ はオフとなり、比較増幅器ＯＰ
の入力過電圧状態が解除される。

その結果、パルス幅制御回路ＣＯＮからスイッチングト
ランジスタＱ３をオン・オフするパルス列が発生し、時
点ｔ３からスイッチングトランジスタＱ３のオン・オフ
動作が開始し、第３図Ｆに示す如く出力パルスが発生す
る。

しかし、まだ負荷短絡等の過負荷状態が解除しなければ
時点ｔ４で再びトランジスタＱ２がオンになり、時点ｔ
５ までオン状態を保ち、トランジスタＱ１ もｔ４
〜ｔ６の期間オンになる。

このように、過電流が発生するとトランジスタＱ２はオ
ンし、トランジスタＱ１のベース電流が抵抗Ｒ２を介し
てコンデンサＣ４を充電している間、スイッチングトラ
ンジスタＱ３はオフし続げろので、スイッチングトラン
ジスタＱ３がオン・オフ動作をしている。

期間はオフ動作を継続している期間に比較し極めて短く
なる。

出力電流は、スイッチングトランジスタＱ３がオン・オ
フ動作をしているわずかな期間を除いてほとんどの期間
、零近くになる。

このため、第４図に示すように出力電圧および出力電流
を実質的に零近傍とする引き込み型の過電流保護動作と
なる。

なお、瞬時の過電流のときには、ダイオードＤ２が導通
し、過電流平滑回路のコンデンサＣ２が早く充電されろ
ことにより、過電流検出用トランジスタＱ２が早く応答
する。

以上の動作により、スイッチングトランジスタＱ３は過
電流によって破壊されろことがない。

このように本考案（（よれば、過電流検出用抵抗Ｒ４が
出力平滑回路のコイルＬ１ とコンデンサＣ１との間
に接続されて（・るので、起動時におけろ過電流に列し
ても過電流保護回路が動作し、スイッチングトランジス
タＱ３を過電流による破壊から保護することができろ。

また、トランジスタＱ２のベース回路にはコンデンサＣ
２、抵抗Ｒ１ｏ。

Ｒ１１とからなる過電流平滑回路が接続されているので
、リプル分を含んだ過電流を抵抗Ｒ４の両端から検出し
てもそのリプル分に応答せず、保護回路の動作が安定に
なる。

また、過電流平滑回路により、抵抗Ｒ４に実質的にリプ
ル分のない直流が流れているものとして、過電流の設定
が容易にできろ。

また、ダイオードＤ２を抵抗Ｒ１ｏと並列に接続したこ
とにより、過電流平滑回路の応答遅れを補償し、瞬時の
過電流に列しても速く応答することができろ。

また、出力電圧と出力電流とを零近傍とする引き込み型
の過電流保護とすることも可能であり、スイッチングト
ランジスタＱ３およびその他の回路を過電流から確実に
保護することができろ。

以上本考案の実施例について説明したが、本考案は実施
例の回路に限定されろものではなく、種種の変形が可能
である。

例えば、コンデンサＣ４を省いた垂下型の過電流保護回
路を有するスイッチングレギュレータに適用してもよい
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案者らによって提案された従来のスイッチ
ングレギュレータ回路図、第２図は本考案の実施例に係
わるスイッチングレギュレータ回路図、第３図は第２図
の波形図、第４図は第２図の回路の過電流保護特性を示
す電流−電圧特性図である。 図中、Ｅは直流電源、Ｑｌ は過電流保護用トランジス
タ、Ｑ２は過電流検出用トランジスタ、Ｃ２は過電流平
滑用コンデンサ、Ｃ４は過電流保護用コンデンサ、Ｑ３
はスイッチングトランジスタ、Ｑ４は駆動用トランジス
タ、Ｌｌは出力平滑用のコイル、Ｃ１は出力平滑用のコ
ンデンサ、Ｒ４は過電流検出用抵抗、Ｒｔ、は負荷、Ｚ
Ｄはツェナーダイオード、ＯＰは比較増幅器、ＣＯＮは
パルス幅制御回路である。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 直流電源と負荷との間に直列に接続されたスイッチング
   回路と、前記スイッチング回路の出力側に接続されたコ
   ンデンサを含む出力平滑回路と、前記出力平滑回路の出
   力電圧を検出する出力電圧検出回路と、前記出力電圧検
   出回路で検出した検出出力電圧と基準電圧とを比較し、
   前記出力電圧を一定に制御するためにスイッチング制御
   信号を前記スイッチング回路に付与する制御回路と、前
   記直流電源の一端と前記制御回路の前記検出出力電圧が
   入力される端子との間に、そのエミツタとコレクタが接
   続された過電流保護用トランジスタと、前記出力平滑回
   路のコンデンサの前記直流電源側に前記直流電源と直列
   に接続された過電流検出用抵抗と、前記過電流検出用抵
   抗に並列に接続された抵抗とコンデンサとからなる過電
   流平滑回路と、前記過電流保護用トランジスタが導通す
   るベース電流供給回路を形成するように、前記過電流平
   滑回路のコンデンサの両端に、そのベースとエミツタが
   接続された過電流検出用トランジスタと、前記過電流検
   出用トランジスタのベース電流が流れろ向きに前記過電
   流平滑回路の抵抗に並列接続されたダイオードとからな
   ることを特徴とするスイッチングレギュレータ。