JP3613037B2

JP3613037B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP3613037B2
Application number: JP32384498A
Authority: JP
Inventors: 信悟國井; 直人佐野
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1998-11-13
Filing date: 1998-11-13
Publication date: 2005-01-26
Anticipated expiration: 2018-11-13
Also published as: JP2000152608A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、出力短絡の解除後に自動的に定常動作に復帰する機能を有するようなＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１１は従来の自励発振型ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図である。図１１において、トランスは２個のトランス巻線１，２で構成されていて、巻線の極性は同じ向きに直列に接続されている。一方のトランス巻線１は昇圧の際のエネルギーの放電に用いるものであり、その一端はブロッキング発振に用いられるトランス巻線２の一端に接続されている。トランス巻線１の他端はトランジスタ３のコレクタに接続され、トランス巻線２の他端とトランジスタ３のベースとの間にはコンデンサ４と抵抗５との直列回路が接続される。
【０００３】
トランス巻線１と２との接続点には直流電圧Ｖ１が与えられる。また、この接続点とトランジスタ３のベースとの間には起動抵抗６が接続され、さらにトランジスタ３のベースにはトランジスタ１７のコレクタが接続され、トランジスタ３とトランジスタ１７のエミッタは接地される。トランジスタ３のコレクタは整流用ダイオード７を介してトランジスタ９のエミッタに接続され、ダイオード７のカソード側と接地間には平滑用コンデンサ８が接続される。トランジスタ９のベースには抵抗１０を介して直流電圧Ｖ１が与えられる。
【０００４】
また、トランジスタ９のコレクタとトランジスタ３のベースとの間には出力電圧制御回路１１が接続されている。トランジスタ９のコレクタと接地間には抵抗１３と１４が接続され、これらの抵抗１３と１４とによって分圧された電圧が電圧比較器１５によって直流電源１６からの基準電圧Ｖｒｅｆと比較され、出力電圧が正常に出力されているか否かが判断される。電圧比較器１５の出力はトランジスタ１７のベースに与えられる。
【０００５】
ここで、トランジスタ９と抵抗１０，抵抗１３，１４，電圧比較器１５とトランジスタ１７が短絡保護回路を構成している。
【０００６】
次に、図１１に示した従来の自励発振型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。短絡保護回路は比較器１５によって出力電圧と、抵抗１３と１４とで分圧した電圧の基準電圧Ｖｒｅｆとを比較することにより、出力電圧が正常に出力されているか否かが判断される。出力が短絡状態になると、電圧比較器１５が出力異常を検知し、トランジスタ１７をオンにする。トランジスタ３のベース電位はＧＮＤレベルまで低下し、スイッチング動作が停止する。スイッチング動作の停止後、トランジスタ９のエミッタ電圧は入力電圧まで低下し、ベースエミッタの順方向バイアス電圧がなくなり、トランジスタ９がオフとなる。トランジスタ９は短絡保護などのスイッチング停止時に出力を遮断し、入力側から出力への貫通電流が流れるのを防ぎ、素子の熱破壊から保護する目的で設けられている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
図１１に示した従来の回路では、出力短絡の際は素子を保護するためにスイッチング動作を強制的に停止させ出力を遮断する。この一連の短絡保護動作はラッチ動作となっており、出力短絡解消後もＤＣ−ＤＣコンバータは動作停止状態となる。短絡解消後に回路を再び動作させるには電源再投入などの再起動を必要とする。
【０００８】
また、誤動作防止のため短絡から出力遮断までの遅延時間ｔｄを持たせようとしたとき、従来回路では出力短絡時にｔｄの時間素子に過大なストレスが印加されるため、素子の信頼性上ｔｄの時間を長くするには限界があり、さらに大きなｔｄを持たせるには、大きな定数の時定数回路が必要となってしまう。
【０００９】
さらに、従来回路では部品点数が多くなってしまい、小型化および安価にする上での大きな妨げとなっている。
【００１０】
それゆえに、この発明の主たる目的は、出力短絡の解除後自動的に定常動作に復帰でき、部品点数を少なくして小型かつ安価なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、制御回路によってスイッチングトランジスタの入力を制御して、電圧入力端に与えられた直流電圧を所望の直流電圧に変換して電圧出力端に出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、スイッチングトランジスタの出力を整流する第１のダイオードを含む整流回路と、電圧入力端とスイッチングトランジスタの入力電極との間に直列接続された２つの抵抗素子を含む起動抵抗と、２つの抵抗素子の間のノードと電圧出力端との間に接続された第２のダイオードを含み、電圧出力端が基準電位に短絡した場合にスイッチングトランジスタのスイッチング動作を停止させる短絡保護回路とを備えたものである。
【００１２】
好ましくは、さらに、整流回路の出力端と電圧出力端との間に接続され、その入力電極が電圧入力端に与えられた直流電圧を受け、スイッチングトランジスタのスイッチング動作が停止されたことに応じて非導通になるトランジスタを含む出力遮断回路が設けられる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施形態の回路図である。図１において、トランス巻線１，２とトランジスタ３とコンデンサ４と抵抗５，６は前述の図１１と同様にして構成される。さらに、トランジスタ３のコレクタには出力の整流のためにコンデンサ１８とダイオード１９，２０からなる整流回路が接続され、電圧出力端と接地間には出力電圧Ｖ２を平滑するためのコンデンサ２１が接続されている。この電圧出力端とトランジスタ３のベースとの間にはダイオード２２が接続される。このダイオード２２は短絡時にトランジスタ３のベース電圧を低下させる。さらに、電圧出力端とトランジスタ３のベースとの間には出力電圧制御回路１２が接続され、トランジスタ３のベース電流を調整することによって出力電圧Ｖ２を制御する。
【００１５】
図２は図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの各部の電圧波形を通常動作時と出力短絡時について示したものである。次に、図２を参照しながら図１の動作について説明する。図１において、短絡保護回路はダイオード２２が出力短絡時にトランジスタ３のベース電圧を低下させてスイッチング動作を停止させる。この例では、ダイオード２２が重要な働きをしており、これを中心に説明する。図１に示した実施形態は、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであるので、通常動作時には図２（Ａ）に示すようにトランジスタ３がスイッチングし、ダイオード２２は図２（Ｂ）に示すように、アノード（Ｂ点）より図２（Ｃ）に示すカソード（Ｃ点）の方が電圧が高く、オフの状態であり回路の動作に影響を及ぼさない。
【００１６】
出力短絡時はダイオード２２のカソード（Ｃ点）はＧＮＤレベルに低下する。これに伴い、図２（Ｂ）に示すトランジスタ３のベース電圧（Ｂ点）はダイオード２２が接続されているため、ダイオード２２の順方向電圧Ｖｆの電圧に低下する。このとき、ダイオード２２にトランジスタ３がオンするのに必要なベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅより低い電圧のＶｆとなるダイオードを使うことにより、トランジスタ３は常にオフとなり、スイッチング動作は停止する。この回路では、コンデンサ１８とダイオード１９，２０からなる整流回路を用いており、スイッチング動作が停止すると、回路が電圧を出力しなくなる。また、入力から出力にかけて貫通電流が流れることもなく、回路の各素子はストレスを受けることもなく短絡時に熱破壊より保護される。
【００１７】
出力短絡解消後、出力の負荷インピーダンスが大きくなると、ダイオード２２側から流れ込む電流により出力電圧が上昇する。出力電圧が上昇し、Ｂ点の電圧が、トランジスタ３がオンするのに必要なベースエミッタ間電圧Ｖｂｅ以上となると、トランジスタ３はオンとなり、スイッチング動作が再開される。スイッチング動作再開後、出力電圧が上昇し回路は通常の動作に復帰する。
【００１８】
なお、スイッチングトランジスタ３としてＭＯＳＦＥＴを使用した場合においても、同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００１９】
図３はこの発明の第１の実施形態の第１の変形例の回路図である。この図３に示した例は、ブロッキング発振に用いるトランス巻線２を接地側に設けたものである。すなわち、図１ではトランス巻線２の一端はトランス巻線２の一端に接続されているが、図３ではトランス巻線１の一端はトランジスタ３のコレクタに接続され、トランス巻線２の一端は接地され、トランス巻線２の他端はコンデンサ４と抵抗５を介してトランジスタ３のベースに接続される。それ以外の構成は図１と同じである。
【００２０】
この実施形態も図１と同様に、ブロッキング発振側のトランス巻線２の両端電圧の変動分を利用してコンデンサ４の充放電を行なってブロッキング発振するためダイオード２２と併せて短絡保護回路の動作は図１と同じである。
【００２１】
図４はこの発明の第１の実施形態の第２の変形例を示す図である。この例はトランジスタ３のコレクタに第３のトランス巻線２７の一端を接続し、トランス巻線２７の他端側にコンデンサ２３とダイオード２４と２５とからなる整流回路を接続し、電圧出力端と接地間にはコンデンサ２６が接続される。また、この系統の短絡保護回路として、ダイオード２８が電圧出力端とトランジスタ３のベースとの間に接続される。
【００２２】
この例は、２つの電圧出力端から別々に直流電圧を出力する多出力回路であり、それぞれの電圧出力端の負荷が短絡した場合であっても、ダイオード２２，２８による短絡保護回路が図１と同様にして動作する。
【００２３】
図５はこの発明の第２の実施形態の回路図である。この実施形態は、図１１の従来例と同様にして、トランジスタ３のコレクタと電圧出力端との間に整流用のダイオード７とトランジスタ９のエミッタ・コレクタを接続し、ダイオード７のカソード側と接地間に平滑用のコンデンサ８を接続し、電源電圧Ｖ１が抵抗Ｒ１０を介してトランジスタ９のベースに与えられる。トランジスタ９はスイッチング動作の停止時にダイオード７のカソード側と電圧出力端との間を遮断し、貫通電流が流れるのを防止する。
【００２４】
図６は図５の各部の電圧波形を通常動作時と出力短絡時について示した図である。この実施形態においても、ダイオード２２からなる短絡保護回路が出力短絡時にトランジスタ３のベース電圧を低下させ、スイッチング動作を停止させる。通常動作時には、図６（Ｄ）に示すように、アノード（Ｅ点）より図６（Ｆ）に示すようにカソード（Ｆ点）の方が電圧が高く、ダイオード２２は回路の動作に影響を及ぼさない。出力短絡時はダイオード２２のカソードが接地電位に低下する。図６（Ｅ）に示すように、トランジスタ３のベース電圧はダイオード２２が接続されているため、ダイオード２２の順方向電圧Ｖｆ以上の電圧にならない。
【００２５】
トランジスタ３がオンするのに必要なベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅより順方向電圧Ｖｆが小さい場合、トランジスタ３は常にオフとなり、スイッチング動作が停止する。スイッチング動作の停止によりトランジスタ９のエミッタの電圧が入力電圧まで低下する。図５に示した回路では、出力遮断回路を使用しており、スイッチング動作の停止によりトランジスタ９のベース・エミッタ間に順方向のバイアス電圧の印加がなくなると、トランジスタ９はオフとなり、出力が遮断される。これにより、入力から出力への貫通電流もなく、回路の各素子はストレスを受けることもなく短絡時に熱破壊より保護される。
【００２６】
出力短絡解消後、出力の負荷インピーダンスが大きくなるとダイオード２２側から流れ込む電流により出力電圧が上昇する。出力電圧が上昇し、Ｅ点の電圧がトランジスタ３がオンするのに必要なベース・エミッタ電圧Ｖｂｅ以上となると、トランジスタ３がオンし、スイッチング動作が再開される。スイッチング動作の再開後、出力電圧が上昇して回路は通常の動作に復帰する。
【００２７】
なお、この図５に示した実施形態においても、スイッチングトランジスタ３・９としてＭＯＳＦＥＴを使用した場合においても同様の効果が得られる。
【００２８】
図７はこの発明の第３の実施形態を示す回路図である。前述の図１，図３，図４および図５に示した実施形態では、短絡保護用ダイオード２２としてスイッチング動作を停止させるため、スイッチングトランジスタ３のオンとなるＶｂｅ電圧より低い順方向電圧Ｖｆのダイオードを使用する必要がある。しかし、一般に順方向電圧Ｖｆの低いダイオードは価格が高いという欠点がある。そこで、図７に示した実施形態では、図１１に示した抵抗Ｒ６を２個の抵抗Ｒ６１とＲ６２とに分割し、その分割点にダイオード２２のアノードが接続される。
【００２９】
図８は図７の各部の電圧波形を通常動作時と出力短絡時について示した図である。図７において、トランジスタ３のベース電流はブロッキング発振側と起動抵抗側からのものとの２つに分けることができ、２つに分けて説明する。
【００３０】
図８（Ｇ），（Ｈ）は図７のＧ点およびＨ点の発振波形を示す。ブロッキング発振側より供給されるベース電流量はブロッキング発振の振幅に比例する。短絡時にブロッキング発振の振幅はコンデンサ１８とダイオード１９，２０からなる整流回路を用いることにより、通常動作時と比較して小さくすることができる。短絡時にブロッキング発振側から供給されるベース電流は発振の振幅が小さくなることにより低減でき、これにより出力電力を抑制できる。
【００３１】
図８（Ｉ），（Ｊ）は図７のＩ点およびＪ点のダイオードの両端電圧を示す。起動抵抗６１，６２より供給されるベース電流は短絡時にダイオード２２側に流すことにより低減する。通常動作時、ダイオード２２の両端電圧はアノード（Ｉ点）よりカソード（Ｊ点）の方が高く、ダイオード２２には電流が流れない。その結果、ダイオード２２の影響を受けることなく回路全体が動作する。
【００３２】
短絡時はＪ点の電圧が接地電位に低下するので、ダイオード２２のアノードはカソードより電圧が高くなる。ダイオード２２には電流が流れ、Ｉ点にはダイオード２２の両端電圧の順方向電圧降下分Ｖｆとなる。通常動作時にはＩ点の電圧を順方向電圧Ｖｆより高く設定しておけば、短絡時にＩ点の電圧が低下し、ベース電流が低減される。そして、ベース電流の低減により出力電力が抑制される。Ｉ点の電圧の低下幅が大きいほどベース電流の振幅幅が大きくなるため、通常動作時のＩ点の電圧をより高く設定しておくほど効果が大となる。
【００３３】
出力短絡解消後、負荷インピーダンスが大きくなると出力電圧が上昇する。出力電圧が上昇すればＩ点の電圧が上昇し、ベース電流は増加する。また、ブロッキング発振の振幅も大きくなり、これによってもベース電流が増加する。ベース電流が増加すれば出力電圧も上昇する。このように、ベース電流と出力電圧との間にはポジティブフィードバックがかかり、回路は通常動作に復帰する。
【００３４】
なお、この例においても、スイッチングトランジスタ３にＭＯＳＦＥＴを使用した場合においても同様の効果が得られる。
【００３５】
図９はこの発明の第４の実施形態の回路図である。この実施形態も図７の実施形態と同様にして、短絡時にトランジスタ３のベース電流を低減することにより出力電力を抑制し回路を保護するものである。すなわち、前述の図５に示した実施形態の起動用抵抗６を２個の起動用抵抗６１と６２とに分割し、その分割点に短絡保護用のダイオード２２のアノードが接続される。
【００３６】
図１０は図９の各部の電圧波形を通常動作時と出力短絡時について示した図である。この実施形態においても、トランジスタ３のベース電流をブロッキング発振側と起動抵抗側からのものとの２つに分けて説明する。
【００３７】
図１０（Ｋ），（Ｌ）は図９のＫ点とＬ点の発振波形を示す。ブロッキング発振側より供給されるベース電流量はブロッキング発振の振幅に比例する。短絡時にブロッキング発振の振幅はＶ２＝０Ｖとなることから通常動作時と比較して小さくなる。短絡時にブロッキング発振側から供給されるベース電流は発振の振幅が小さくなることにより低減でき、これにより出力電力を抑制できる。図１０（Ｍ），（Ｎ）は図９のＭ点およびＮ点のダイオードの両端電圧を示す。起動抵抗側より供給されるベース電流は短絡時にダイオード２２に流れることにより低減する。通常動作時にダイオード２２の両端電圧はアノード（Ｍ点）よりカソード（Ｎ点）の方が高くダイオード２２には電流が流れない。このため、ダイオード２２の影響を受けることなく回路全体が動作する。
【００３８】
短絡時はＮ点の電圧が約０Ｖとなるので、ダイオード２２のアノードはカソードより電圧が高くなる。ダイオード２２には電流が流れ、Ｍ点のダイオード２２の両端電圧が順方向電圧降下分Ｖｆとなる。通常動作時にはＭ点の電圧を順方向電圧Ｖｆより高く設定しておけば、短絡時にＭ点の電圧が低下し、ベース電流は低減でき出力電力を抑制できる。
【００３９】
出力短絡の解消後、負荷インピーダンスが大きくなると出力電圧が上昇する。出力電圧が上昇すればＭ点の電圧も上昇し、ベース電流が増加する。また、ブロッキング発振の振幅も大きくなり、これによってもベース電流が増加する。ベース電流が増加すれば出力電圧も上昇する。このようにベース電流と出力電圧の間にはポジティブフィードバックがかかり、回路は通常動作に復帰する。
【００４０】
この実施形態においても、スイッチングトランジスタ３としてＭＯＳＦＥＴを使用した場合においても同様の効果が得られる。
【００４１】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【００４２】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、短絡保護回路により出力短絡時にスイッチング動作を停止または短絡電流を抑制することにより素子の破壊を防止できる。しかも、短絡保護回路として、出力短絡の解除後自動的に定常動作に復帰することができ、部品点数を少なくできて小型かつ安価なＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施形態の回路図である。
【図２】図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの各部の電圧波形を通常動作時と出力短絡時について示した図である。
【図３】この発明の第１の実施形態の変形例を示す回路図である。
【図４】この発明の第１の実施形態の他の変形例を示す図である。
【図５】この発明の第２の実施形態を示す回路図である。
【図６】図５に示した実施形態の各部の電圧波形を通常動作時と出力短絡時について示した図である。
【図７】この発明の第３の実施形態を示す回路図である。
【図８】図７の各部の電圧波形を通常動作時と出力短絡時について示した図である。
【図９】この発明の第４の実施形態の回路図である。
【図１０】図９の各部の電圧波形を通常動作時と出力短絡時について示した図である。
【図１１】従来の自励発振型ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図である。
【符号の説明】
１，２，２７トランス巻線
３，９スイッチングトランジスタ
４，８，１８，２１，２３，２６コンデンサ
５，６，１０，６１，６２抵抗
１２出力電圧制御回路
７，１９，２０，２２，２４，２５，２８ダイオード

Claims

制御回路によってスイッチングトランジスタの入力を制御して、電圧入力端に与えられた直流電圧を所望の直流電圧に変換して電圧出力端に出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記スイッチングトランジスタの出力を整流する第１のダイオードを含む整流回路、
前記電圧入力端と前記スイッチングトランジスタの入力電極との間に直列接続された２つの抵抗素子を含む起動抵抗、および
前記２つの抵抗素子の間のノードと前記電圧出力端との間に接続された第２のダイオードを含み、前記電圧出力端が基準電位に短絡した場合に前記スイッチングトランジスタのスイッチング動作を停止させる短絡保護回路を備えた、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
さらに、前記整流回路の出力端と前記電圧出力端との間に接続され、その入力電極が前記電圧入力端に与えられた直流電圧を受け、前記スイッチングトランジスタのスイッチング動作が停止されたことに応じて非導通になるトランジスタを含む出力遮断回路を備えた、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。