JPS5928288B2 - 電荷検出回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電荷検出回路とくに差動動作可能な電荷検出回
路に関するものである。

電荷転送装置（Ｃｈａｒｇｅ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｄｅ
ｖｉｃｅ １以下ＣＴＤと略記する）においては信号が
、その振幅に比例する量の電荷の形で転送される。

したがってこの信号を担う電荷すなわち信号電荷を検出
して後段の回路で処理し易いレベルまで増幅するには、
入力電荷に比例する出力電圧を生ずる増幅器を用いるこ
とが望ましいわけであって、このような機能を有する増
幅器は電荷感知型増幅器（Ｃｈａｒｇｅ ５ｅｎｓｉｔ
ｉｖｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）と呼ばれてすでに周知で
ある。

以下この型の増幅器をＣ８増幅器と略記する。

上記Ｃ８増幅器はとくにトランスバーサル・フィルタ等
のＣＴＤを利用するアナログ信号処理装置において、Ｃ
ＴＤに直結される前置増幅器に好適である。

そこで従来ＣＴＤを用いた電極分割型フィルタの出力端
においては正係数側と負係数側とにそれぞれ１系統ずつ
のＣ８増幅器を接続して信号電荷を電圧に変換し、上記
両系統の信号電圧を差動増幅器に入力することによって
正負の符号を付した後平滑化するようにしていた。

しかしこの形式の電荷検出回路は上記差動増幅器の入力
端子に接続される抵抗素子の抵抗値に厳しい精度が要求
される不利があるため、以前に本発明者は３系統のＣ８
増幅器を用いる電荷検出回路を提案した。

第１図にこの電“荷検出回路を示し、以下この回路につ
いて簡単に説明する。

第１図において２系統のＣ８増幅器は上述した信号電荷
を電圧に変換する役割を有している。

Ｃ８増幅器１は正係数用であって、２個の入力端子中逆
相側１ａには信号電荷が印加され、他方の入刃端子（同
相側）Ｉｂには一定の正の直流電圧が直流電圧源５によ
って与えられている。

コンデンサ３は負帰還用コンデンサで、このコンデンサ
３を通ずる負帰還によって出力端子１ｃには入力端子１
ａに印加された信号電荷量に比例した出力電圧を生ずる
。

他の系統のＣ８増幅器２は負係数用であるが、回路構成
は正係数のＣ８増幅器１と本質的に同じであって、同相
入力端子２ｂは直流電圧源６により一定電位に保たれて
おり、負帰還用コンデンサ４を通ずる負帰還によって出
力端子２ｃに、逆相入力端子２ａに印加される信号電荷
量に比例する出力電圧を生ずる。

図示の回路において重み係数に正負の符号を付するため
には、第３のＣ８増幅器７に上記２系統のＣ８増幅器１
″Ｆ６よび２（以下それぞれ第１および第２Ｃ８増幅器
と呼ぶ）と第３のＣ８増幅器７の入力端子７ａ 、７ｂ
との間にコンデンサに！６よひ２個の切替えスイッチ５
Ｗ１ＳよびＳＷ２が介挿されている。

切替えスイッチＳＷ１の共通端子１１はコンデンサにの
片側電極に、同じく切替え端子１２および１３は第１Ｃ
８増幅器１の出力端子ｌｅｇよび第３Ｃ８増幅器７の逆
相入力端子７ａにそれぞれ直結されている。

また切替えスイッチＳＷ２の共通端子２１はコンデンサ
にの他の片側電極に、切替え端子２２および２３は第２
Ｃ８増幅器２の出力端子２ｃおよび第３Ｃ８増幅器７の
同相入力端子７ｂに、それぞれ直結されている。

なお８は負帰還用コンデンサで第３Ｃ８増幅器７の出力
端子７ｃと逆相入力端子１ａとの間に接続されており、
９は負帰還用コンデンサ８の放電用インピーダンスであ
る。

また第３Ｃ８増幅器７の同相入力端子γｂは接地されて
いる。

次に図示の回路の動作について説明する。

第１、第２両Ｃ８増幅器は、コンデンサに＄６よび切替
えスイッチ５ｗ１ｇよびＳＷ２が無ければ単に入力電荷
量に比例する振幅の出力電圧を生ずるのみで、しかも該
両Ｃ８増幅器１，２の出力電圧の極性もまた同一である
。

いま両Ｃ８増幅器の出力端子１ｃおよび２ｃにそれぞれ
出力電圧ｙｔ−Ｆ＋よび■２を生じているものとしよう
。

このとき切替えスイッチｓ Ｗ１２よびＳＷ２をそれぞ
れ切替え端子１３および２３に切替えれば、コンデンサ
にはＶｌ −ｖ２に等しい電圧に充電されることになる
。

この充電完了後両切替えスイッチＳＷ１およびＳＷ２を
それぞれ切替え端子１３および２３に切替えれば ７コ
ンデンサにの下側電極（共通端子２１につながっている
方）は強制的に接地されるが、コンデンサ両端の電位差
は瞬時に変化し得ないので、コンデンサにの非接地端子
の電圧はｖｌ−ｖ２に等しくなるわけである。

ゆえにこのときには第３Ｃ８増幅器７に（Ｖｌ−Ｖ２）
という入力電圧、換言すればＱ＝Ｃｋ （Ｖｌ−Ｖ２
）という入力電荷が与えられたことになる。

ただし簡単にするためＣ８増幅器１の固有人力容量は無
視した。

またＣｋはコンデンサにの容量値を表す。

以上により、切替えスイッチが第３Ｃ８増幅器１の入力
端子７ａ、７ｂ側に切替えられたとき、該増幅器７の出
力端子７ｃに現れる出力電圧をｖ３ とすれば ｖ３
： −（Ｖｌ −ｖ２ ）・５ゝｆ となる。

ただしＣｆは第３Ｃ８増幅器７の帰還用コンデンサ８の
容量値を表す。

しかして信号レベルが比較的小さい範囲内では、Ｖ’ｌ
−ｖ２の値が正のときには出力電圧ｖ３の極性は負、
またこの逆のときには該出力電圧の極性もまた逆となる
。

よってＩｖｌ−ｖ２１を重み係数とＰ波すべき信号の振
幅とに比例させれば、Ｖｌ−ｖ２の正負により正負の重
み係数が実現することになる。

しかし上記従来の電荷検出回路は、ＣＴＤ・とともに集
積化しようとすると、次のような問題点を生ずる。

上記電荷検出回路をＣＴＤとともに集積化する場合には
、増幅器中の増幅素子をすべてＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ −
０ｘｉｄｅ −Ｓｅｍ１ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ）型の電
界効果トランジスタを用いることになり、その結果第１
′Ｊ６よび第２Ｃ８増幅器の両者とも出力インピーダン
スがかなり高くなる。

その結果コンデンサにの充電が完了するのに時間がかか
るため、高速動作の場合にはコンデンサにの充電が完了
しないうちに切替えが行われ、該コンデンサにの両端子
間の電位差がＶＩ Ｖ２に等しくならない可能性があ
る。

また上記高い出力インピーダンスを通じて両Ｃ８増幅器
の出力が結合して相互に影響を及ぼし合い、とくに両Ｃ
８増幅器の出力インピーダンスが不揃いの場合にはコン
デンサにの充電電圧がＶｌ−ｖ２に等しくならない恐れ
がある。

本発明は前述の点に鑑みなされたもので、２系統のＣ８
増幅器の出力端子間の結合を根本的に防止した新規な電
荷検出回路を提供しようとするものである。

以下図面を用いて本発明に係る電荷検出回路の一実施例
につき詳細に説明する。

第２図は本発明に係る電荷検出回路の一実施例の回路接
続を示したもので、第１図と同等部分には同一符号を用
いた。

２系統のＣ８増幅器１，２の出力端子１ｃおよび２ｃは
それぞれ切替えスイッチＳＷａおよびＳＷｂの切替え端
子３２および４２に直結されている。

上記切替えスイッチＳＷａの共通端子３１はコンデンサ
に１の片側端子に、右側の切替え端子３３は第３Ｃ８増
幅器７の入力端子７ａにそれぞれ直結されており、上記
コンデンサに１ の他の片側端子は接地されている。

いま１個の切替えスイッチＳＷｂの共通端子４１はコン
デンサに２の片側端子に直結され、切替え端子４２は第
２Ｃ８増幅器２の出力端子２ｃに接続され、他の切替え
端子４３は接地されている。

第２図の回路にはさらにもう１個の切替えスイッチＳＷ
ｃがあり、該スイッチＳＷｃの共通端子５１はコンデン
サに２の片側端子に、切替え端子５２は第３Ｃ８増幅器
γの逆相入力端子７ａに、それぞれ接続されている。

また切替えスイッチＳＷｃの他の切替え端子５３は接地
されている。

次に第２図の回路の動作について説明する。

いま第１、第２両Ｃ８増幅器の入力端子１ ａ 、 ２
ａにそれぞれ電荷入力が印加され、出力端子１ｃ。

２ｃにそれぞれＶｌ 、 ｖ２なる出力電圧が生じてい
るものとする。

このときまず３個の切替えスイッチＳＷａ 、ｓｗｂ
、ＳＷｃをそれぞれ図に示されているように切替え端子
３２，４２，５３の方へ切替える。

するとに１はｖｌなる電圧に、コンデンサに２はｖ２な
る電圧に、それぞれ充電される。

コンデンサに１は電圧の一時的保持の役割を果たすもの
であるから以後保持用コンデンサと呼び、コンデンサに
２は後述するように位相反転回路に若干像た働きをなす
ので以後反転用コンデンサと呼ぶことにしよう。

さて両コンデンサに１．に２の充電完了後上記３個の切
替えスイッチを矢印イ２２ロ、ハようにそれぞれ切替え
る。

すると保持用コンデンサに１ の電圧ｖ１は３ｃ８増幅
器７に入力信号として印加されることになる。

一方反転コンデンサに２においては、切替えスイッチＳ
Ｗｂの共通端子４１に接続されている方の端子が強制的
に接地され、このとき該コンデンサに２の他方の端子は
接地から離れる。

しかるにコンデンサの両端子間の電位差は瞬時に変化す
ることができないので、切替えスイッチＳＷｃの共通端
子５１に接続されている反転コンデンサに２の端子の電
圧は−ｖ２となり、これが第３Ｃ８増幅器７に入力信号
として印加される。

この際Ｃ８増幅器７の入力端子７ａは仮想接地点となっ
ているため、両コンデンサに１．に２間に相互の影響は
ない。

上述の入力により第３Ｃ８増幅器７の出力端子７ｃに現
れる出力電圧をｖ′３とすれば が成立する。

ただしＣｆは負帰還用コンデンサ８の、Ｃ１は保持用コ
ンデンサに１の０２は反転コンデンサＣ２の、それぞれ
容量値である。

またＰ−ｊｗである。

上式（１）を整理すると が得られ、もしＣ２＝Ｃ１ならば となる。

この（３）式から、保持用コンデンサに１ と反転用コ
ンデンサに２との容量値を等しくしておけば、第３Ｃ８
増幅器からｖ １− ｖ ２に比例する出力電圧が得ら
れ、したがって第２図の回路が所期の動作を行うことが
明らかである。

上述した両コンデンサの容量値Ｃ１と０２とを等しく設
定することは、集積回路においては高精度の抵抗素子を
形成するよりもはるかに容易である。

なお各スイッチはすべてＭＯ８型トランジスタを用いた
電子スイッチとすればよい。

さらに上記（２）式においてＣ１ｖ １ ＝Ｑ１ 、Ｃ
２Ｖ ２＝Ｑ２と置けば となる。

（４）式から、第２図の回路が差動型電荷検出回路とし
ての機能をも有することがわかる。

なお第３Ｃ８増幅器Ｔの負帰還用コンデンサ８に並列接
続されている放電用インピーダンス９としては本実施例
においては便宜上単一の抵抗素子を用いているが、該抵
抗素子の代わりに周知の切替え容量素子（ＳＷｉｔｃｈ
ｅｄ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）を用いると集積比に−そう
有利である。

このような実施例を第３図に示した。

第３図は第３Ｃ８増幅器７と帰還回路だけを取り出して
示したもので、点線枠Ｚａ内が放電用回路であって、２
個の絶縁ゲート電界効果トランジスタ（ＩＧ−ＦＥＴ）
６１および６２と、一端が接地されたコンデンサ６３と
から成っている。

ＩＧ・ＦＥＴ６１と６２とは互いに直列接続されていて
、両ＦＥＴのチャンネルの一端はそれぞれ負帰還用コン
デンサ８の片方の電極につながっている。

該両ＩＧ−ＦＥＴ６１および６２のゲート電極６１ｇお
よび６２ｇに、それぞれ位相が半周期ずつずれたパルス
列を印加すれば、図の回路Ｚａは抵抗と同じように負帰
還用コンデンサ８を放電させる。

そして該回路ＺａはＭＯ８素子だけで構成可能である。

なお一般に放電インピーダンスは第３Ｃ８増幅器７の両
入力端子間に接続してもよい。

以上説明した本発明に係る電荷検出回路は、２系統のＣ
８増幅器が相互に影響を及ぼし合う不都合を根本的に無
くシ、また高精度の抵抗素子を必要とせず、単に２個の
容量素子の容量値を揃えるだけで高精度の電荷検出を行
うことのできる優れた利点がある。

ゆえにＣＴＤの出力用増幅器とて、とくに集積化する場
合にきわめて有利である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電荷検出回路を示す接続図、第２図は本
発明に係る電荷検出回路の一実施例を示す回路接続図、
第３図は本発明の別の一実施例における負帰還回路の接
続図である。 １：第１Ｃ８増幅器、２：第２Ｃ８増幅器、７：第３Ｃ
８増幅器、９：放電用インピーダンス、Ｋ１：保持用コ
ンデンサ、Ｋ２：反転用コンデンサ、６１．６２ ：
ＩＧ−ＦＥＴ、６３ ニ一端接地のコンデンサ、Ｚａ：
切替え容量素子による放電用インピーダンス。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 正の係数を有する電荷信号が入力される第１の電荷
   感知型増幅器と、負の係数を有する電荷信号が入力され
   る第２の電荷感知型増幅器と、一端が基準電位に接続さ
   れた電荷保持用コンデンサと、正の係数をもった電荷信
   号と負の係数を持った電荷信号との差に対応した電位を
   出力する第３の電荷感知型増幅器と、反転用コンデンサ
   と、第１、第２、第３の切替えスイッチとよりなり、第
   １の切替えスイッチは前記電荷保持用コンデンサの他端
   を第１の電荷感知型増幅器の出力端子と第３の電荷感知
   型増幅器の入力端子とに選択的に接続し、第２の切替え
   スイッチは前記反転用コンデンサの一端を第２の電荷感
   知型増幅器の出力端子と基準電位とに選択的に接続し、
   第３の切替えスイッチは前記反転用コンデンサの他端を
   基準電位と第３の電荷感知型増幅器の入力端子とに選択
   的に接続するとともに、前記第１の切替えスイッチにお
   ける第１の電荷感知型増幅器の出力端子から第３の電荷
   感知型増幅器の入力端子への切り替えと、第２の切替え
   スイッチにおける第２の電荷感知型増幅器の出力端子か
   ら基準電位への切り替えおよび第３の切替えスイッチに
   おける基準電位から第３の電荷感知型増幅器の入力端子
   への切り替えとを同期して行なうことを特徴とする電荷
   検出回路。 ２ コンデンサおよび各増幅器内の増幅素子がすべてＭ
   Ｏ８型素子であることを特徴とする特許請求の範囲第１
   項に記載の電荷検出回路。