JPS5922688Y2 - 容量式近接スイツチ - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は容量式近接スイッチに関する。

従来、被検知導体の接近・離間を電極間容量の変化とし
て検知し、スイッチング動作するよう構成した容量式近
接スイッチは、第３図に鎖線で示した如く、前記被検知
導体が電極に接近して電極間容量を増加させると、検出
感度が直線的に変化するため微少な容量変化しかない導
体の接近・離間においては特定の位置で鋭敏に検知する
ことが困難であり、これを遠戚しようとすると回路構成
も複雑となった。

簡単な回路としてスイッチングトランジスタを用いたも
のがあるが、この場合には、前記スイッチングトランジ
スタの遅延時間ｔｄにバラツキが多く、やはり微少な容
量変化の検出に対して安定な性能が得られない等々の欠
点を有していた。

本考案は上記の欠点を除去するために、スイッチングト
ランジスタのベース回路に、抵抗・コンデンサでなる遅
延回路を付加することにより、スイッチングトランジス
タの遅延時間ｔｄのバラツキを原因とする回路動作の不
安定を解消すると共に、鋭敏な感度特性を有する容量式
近接スイッチを提供することを目的とする。

以下、図面を用いて本考案を詳述する。

第１図に本考案の容量式近接スイッチの回路図を示す。

図においては、水晶発振器Ｏ３の出力端子が、コンテ゛
ンサＣ１を介して、単安定マルチバイブレータ■Ｃ１の
入力端子に接続されている。

なお、前記単安定マルチバイブレーク■Ｃ１の入力端子
は抵抗Ｒ１を介して接地されている。

また、前記の単安定マルチバイブレータＩＣ１はＩＣで
構成されており、直流電源■が与えられると共に、外部
接続された電極Ｐ１．Ｐ２を有し、被検知体である導体
Ｐ３の接近・離間に応じて前記導体Ｐ３と電極Ｐ１．Ｐ
２間の合成電極間容量Ｃｘが変化する。

従って前記の単安定マルチバイブレータＩＣ１は、前記
抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１からなる微分回路を介した前
記水晶発振器Ｏ５の出力パルスによってトリガ゛され、
パルスを発生するが、そのパルス幅は前記電極間容量Ｃ
ｘに応じて変化する。

前記単安定マルチバイブレータＩＣ１の出力端子は抵抗
Ｒ２を介してトランジスタＴｒ□のベースに接続されて
いる。

なお、前記トランジスタＴｒ１のベースはコンデンサＣ
２を介して接地されている。

前記トランジスタＴｒ１のエミッ夕は接地されており、
前記トランジスタＴｒ１のコレクタは抵抗Ｒ３を介して
前記直流電源■の正極に接続されると共に、コンテ゛ン
サＣ３を介してＩＣでなる比較器ＩＣ２の入力端子に接
続されている。

なお、前記抵抗Ｒ２、コンデンサＣ２は、遅延回路を構
成しており、その時定数τ−Ｒ２Ｃ２が前記トランジス
タＴｒ１の遅延時間ｔｄに対してτンｔｄとなるよう選
択されている。

前記比較器ＩＣ２は前記直流電源■によって給電されて
いる。

前記の比較器ＩＣ２の出力端子は、トランジスタＴｒ２
のベースに接続されている。

前記トランジスタＴｒ２のエミッタは接地され、前記ト
ランジスタＴｒ２のコレクタは負荷Ｚを介して、前記直
流電源■の正極に接続されている。

従って前記単安定マルチバイブレータＩＣ。の出力パル
スは、前記抵抗Ｒ２、コンデンサＣ２でなる遅延回路を
通過する際所定時間、即ち遅延時間τ−Ｒ２Ｃ２遅延せ
しめられ、前記のトランジスタＴｒ１のベースに与えら
れる。

前記のトランジスタＴｒ１は、検波器として動作し、前
記単安定マルチバイブレータ■Ｃ１の出力パルス幅に対
応するコレクタ出力を発生する。

前記トランジスタＴｒ１のコレクタ出力は、コンデンサ
Ｃ３を介して、比較器ＩＣ。

に与えられ、前記比較器ＩＣ２に予め設定した基準設定
電圧と比較される。

前記トランジスタＴｒ１のコレクタ出力が前記比較器■
Ｃ２の前記基準設定電圧を越えた場合、前記比較器ＩＣ
２の出力端子に出力が発生し、前記比較器ＩＣ２の出力
がトランジスタＴｒ２を駆動し、負荷Ｚを駆動する。

第２図ａ乃至ｆはスイッチングトランジスタの一般的な
過渡応答波形を示しており、人力パルス、例えばベース
入力電流パルスのパルス幅Ｔ。

が、第２図ａのように前記スイッチングトランジスタの
遅延時間ｔｄ、並びに立ち上がり時間ｔｒの和よりも大
なる場合、前記スイッチングトランジスタは充分に駆動
され、第２図すのように飽和電流■。

が流れる。

又前記の入力パルス幅Ｔ。が、第２図Ｃのようにｔｄ
＜ Ｔｏ ＜ ｔｄ ＋ ｔｒとなる範囲内の大きさで
あれば、前記スイッチングトランジスタのコレクタ出力
電流波形は第２図ｄのように三角波である。

さらに入力パルス幅Ｔ。

が小さくなり、第２図ｅのようにＴｏ ＜ ｔｄとなる
と、スイッチングトランジスタを導通させることが出来
ず、コレクタには出力が得られない（第２図ｆ）。

しかしながら、スイッチングトランジスタの遅延時間ｔ
ｄは、同一種のトランジスタにおいてもバラツキが非常
に多く、このためにスイッチングトランジスタを用いた
だけでは安定した性能が得られなかったのであるが、本
考案においては前記スイッチングトランジスタＴｒ１の
ベース回路に、前記抵抗Ｒ２、コンデンサＣ２でなる遅
延回路を付加し、前記遅延回路の時定数τ−Ｒ２Ｃ２を
前記トランジスタＴｒ１の遅延時間ｔｄよりも充分に大
きくとったため、すなわちτ＝Ｒ２Ｃ２ンｔｄとしたた
め、等価的な遅延時間がτ＋ｔｄ÷τとなり、前記スイ
ッチングトランジスタＴｒ１の遅延時間ｔｄが無視し得
、一定値に設定できる。

従って、いま前記被検知導体Ｐ３が、次第に前記電極Ｐ
１．Ｐ２に接近する時、前記被検知導体Ｐ３と電極Ｐ１
．Ｐ２間の電極間容量Ｃｘ、すなわち電極Ｐ１゜２２間
の電極間容量をＣＩ）Ｉｐ□、被検知導体Ｐ３と電極２
１間の電極間容量をＣｐ１ｐ３、被検知導体Ｐ３と電極
４２間の電極間容量をＣｐ２ｐ３とすると、ＣＸ＝Ｃｐ
１ｐ２＋ｑ゛２°−Ｃ，、、、が増加し、前記単安定マ
ルチバイｃｐｌｐ３＋ら２ｐ３ ブレーク■Ｃ１の出力パルス幅Ｔ。

を増加させるが、前記出力パルス幅Ｔ。

が前記遅延回路の時定数τより小であれば、すなわちＴ
。

〈τであれば、前記スイッチングトランジスタＴｒ１は
遮断領域にあるので殆んど感応せず、コレクタ電流も流
れない。

よって、この期間中は検出感度も第３図イの部分のよう
に殆んど零で前記負荷Ｚが駆動されるには至らない。

前記被検知導体Ｐ３が前記電極Ｐ１．Ｐ２にさらに接近
して、前記単安定マルチバイブレークＩＣ１の出力パル
ス幅Ｔ。

かτ〈ＴＯ〈τｔｒなる範τ＋ｔｒなる範囲内の大きさ
に増大すると、前記スイッチングトランジスタＴｒ１は
活性領域に入り、コレクタに三角波出力電流が流れる。

この期間中は、第３図口の部分のように、検出感度が著
しく高まる。

次にＴｏ＞τ＋ｔｒ、すなわち前記単安定マルチバイブ
レータ■Ｃ１の出力パルス幅Ｔ。

が前記遅延回路の時定数τ、ならびに前記スイッチング
トランジスタＴｒ１の立ち上がり時間ｔｒの和よりも大
きくなると、前記スイッチングトランジスタＴｒ１は、
前記単安定マルチバイブレータ■Ｃ１の出力パルスによ
って飽和領域まで駆動され、コレクタに飽和電流ＩＣが
流れ、この期間の検出感度は第３図ハの部分のようにな
る。

叙上の如く、本考案の容量式近接スイッチは、（１）
スイッチングトランジスタＴｒ□の入力回路に、前記
スイッチングトランジスタＴｒ□の遅延時間ｔｄを無視
しうる大きさの時定数τを有するＲ２と０２の遅延回路
を付加したので、実質の遅延時間がτ＝Ｒ２Ｃ２となり
常に安定し、もって回路動作が安定化する （２）検出感度が特に高い近接範囲を有しているため、
この種の近接スイッチとして好適な感度特性が得られる （３）回路構成が簡単で安価となる 等々の顕著な効果を奏上するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の容量式近接スイッチの回路図、第２図
はスイッチングトランジスタの過渡応答波形図、第３図
は容量式近接スイッチの検出感度特性を示す図である。 Ｏ３・・・・・・水晶発振器、ＩＣ１・・・・・・単安
定マルチバイブレータ用ＩＣ，Ｔ、 、 Ｔ、・・・・
・・）・ランジスタ、ＩＣ２・・・・・・比較器用ＩＣ
，Ｚ・・・・・・負荷、■・・・・・・直流電源、Ｐｌ
、Ｐ２・・・・・・電極、Ｐ３・・・・・・導体、Ｒ１
−Ｒ３・・・・・・抵抗、Ｃ１〜Ｃ３・・・・・・コン
デンサ、ＣＸ・・・・・・合成電極間容量、ＣｐＩＰ□
・・・・・・電極Ｐ１．Ｐ２間の容量、Ｃｐ１ｐ３・・
・・・・導体Ｐ３と電極Ｐ０間の容量、Ｃｐ２ｐ３・・
・・・・導体Ｐ３と電極１２間の容量、ＩＣ・・・・・
・スイッチングトランジスタの飽和電流、ｔｄ・・・・
・・スイッチングトランジスタの遅延時間、ｔｒ・・・
・・・スイッチングトランジスタの立ち上がり時間。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 導体の接離に応じ変化する電極間容量によってパルス幅
   が変化するパルス発振器と、前記パルス発振器の出力が
   与えられる遅延回路と、前記遅延回路よりの出力が与え
   られる検出回路と、前記検出回路よりの出力により作動
   する負荷とを備えたスイッチにおいて、前記遅延回路の
   時定数を、前記検出回路に内蔵されるトランジスタの遅
   延時間に比べて充分大とすることを特徴とする容量式近
   接スイッチ。