JPS59194378A - マグネトロンの駆動回路 - Google Patents
マグネトロンの駆動回路Info
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- JPS59194378A JPS59194378A JP6753383A JP6753383A JPS59194378A JP S59194378 A JPS59194378 A JP S59194378A JP 6753383 A JP6753383 A JP 6753383A JP 6753383 A JP6753383 A JP 6753383A JP S59194378 A JPS59194378 A JP S59194378A
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- Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
不発８Ｉ４は電子レンジの加熱手段等として使用される
マグネトロンの駆動回路に関し、更に詳述すれば入力電
力の安定度を高めた駆動回路を提案するものである。
マグネトロンの駆動回路に関し、更に詳述すれば入力電
力の安定度を高めた駆動回路を提案するものである。
第１図は従来の高周波駆動方式のマグネトロンの駆動回
路を略示している。商用周波電源１０け整流回路１１に
て整流され、その脈流出力はコンデンサ１２．１４及び
コイル１３からなるロー／ぐスフイルタを介して、チョ
ークコイル１５、昇圧変圧器１−６、共振コンデンサ１
７、フライホイルダイオード１８、ゲートターンオフサ
イリスク等のスイッチング素子１９及びスイッチング制
御回路２０からなるインバータに与えられるようにしで
ある。前記ローパスフィルタはインバータ側の高周波雑
音が商用周波電源１０側に伝播するのを阻止するための
ものである。スイッチング素子１９はスイッチング制御
回路２０が出力する高周波のパルス信号にてオン、オフ
を反復される。スイッチング素子１９がオンからオフに
転じると、オンの間にチョークコイル１５及び昇圧変圧
器１６の１次巻線１６ｐに蓄えられたエネルギーによっ
て、チョークコイル１５．１次巻線１６ｐと共振コンデ
ンサ１７との間で共振し、共振コンデンサ１７の両端に
共振電圧が発生してこの放電電流にて昇圧変圧器１６の
２次巻線１６ｓ ＶＣ連なる半波倍電圧整流回路のコン
デンサ２３が充電される。
路を略示している。商用周波電源１０け整流回路１１に
て整流され、その脈流出力はコンデンサ１２．１４及び
コイル１３からなるロー／ぐスフイルタを介して、チョ
ークコイル１５、昇圧変圧器１−６、共振コンデンサ１
７、フライホイルダイオード１８、ゲートターンオフサ
イリスク等のスイッチング素子１９及びスイッチング制
御回路２０からなるインバータに与えられるようにしで
ある。前記ローパスフィルタはインバータ側の高周波雑
音が商用周波電源１０側に伝播するのを阻止するための
ものである。スイッチング素子１９はスイッチング制御
回路２０が出力する高周波のパルス信号にてオン、オフ
を反復される。スイッチング素子１９がオンからオフに
転じると、オンの間にチョークコイル１５及び昇圧変圧
器１６の１次巻線１６ｐに蓄えられたエネルギーによっ
て、チョークコイル１５．１次巻線１６ｐと共振コンデ
ンサ１７との間で共振し、共振コンデンサ１７の両端に
共振電圧が発生してこの放電電流にて昇圧変圧器１６の
２次巻線１６ｓ ＶＣ連なる半波倍電圧整流回路のコン
デンサ２３が充電される。
スイッチング素子１９のオン、オフにより昇圧変圧器１
６の２次巻線１６ｓＫは高周波の高電圧が発生するが、
この高電圧は前記コンデンサ２３及びダイオード２１、
パリスクー２２からなる半波倍電圧整流回路に与えられ
その出力をマグネトロン２４に与えてこれを励振するよ
うになしである。
６の２次巻線１６ｓＫは高周波の高電圧が発生するが、
この高電圧は前記コンデンサ２３及びダイオード２１、
パリスクー２２からなる半波倍電圧整流回路に与えられ
その出力をマグネトロン２４に与えてこれを励振するよ
うになしである。
なお昇圧変圧器１６の３次巻線１６ｔはマグネトロン２
４の陰極のヒータ用電源としている。
４の陰極のヒータ用電源としている。
このような高周波駆動方式による場合は旧来の低周波の
り一ケージ変圧器利用のものべ比して変圧器を小型軽量
にできること、インバータの出力周波数にてマグネトロ
ン出力′ｆ：調整できる等の利点があるが次のような問
題点が残されていた。
り一ケージ変圧器利用のものべ比して変圧器を小型軽量
にできること、インバータの出力周波数にてマグネトロ
ン出力′ｆ：調整できる等の利点があるが次のような問
題点が残されていた。
スイッチジグ制御回路２０はインバータの入力電圧（入
力電流でもよい）を検出して入力電圧に比例するレベル
の信号を出力する分圧回路２０ａ１該分圧回路２０ａの
出力電圧に相応する時間幅を有するパルス信号を出力す
る信号変換回路２０ｂ及びスイッチング素子１９の駆動
回路２０ｃから〜なる。
力電流でもよい）を検出して入力電圧に比例するレベル
の信号を出力する分圧回路２０ａ１該分圧回路２０ａの
出力電圧に相応する時間幅を有するパルス信号を出力す
る信号変換回路２０ｂ及びスイッチング素子１９の駆動
回路２０ｃから〜なる。
第２図は信号変換回路２０ｂの変換特性を示しており、
入力信号（整流回路１１出力側又はインバータ入力側の
電圧若しくけ電流）と出力パルス信号の時間幅との関係
を線形としている。即ちインバータの入力電力が増す（
減する）と信号変換回路２０ｂ出力の出力パルス信号の
時間幅をそれに応じて短く（長く）シて、この時間幅に
て規定されるスイッチング素子１９のオン時間を短縮（
拡大）してインバータの入力電力を抑制（増大）させる
ようにしている。このようなフィードバック的制御によ
って入力電力が安定する笛であるが、現実には入力電力
が暴走してその変動が２００〜８００％に・及・ぶｊこ
と′となっていた。このためスイッチング素子が破壊し
たり昇圧変圧器が飽和して所期のマグネトロン励振が行
えない等の不都合があった。
入力信号（整流回路１１出力側又はインバータ入力側の
電圧若しくけ電流）と出力パルス信号の時間幅との関係
を線形としている。即ちインバータの入力電力が増す（
減する）と信号変換回路２０ｂ出力の出力パルス信号の
時間幅をそれに応じて短く（長く）シて、この時間幅に
て規定されるスイッチング素子１９のオン時間を短縮（
拡大）してインバータの入力電力を抑制（増大）させる
ようにしている。このようなフィードバック的制御によ
って入力電力が安定する笛であるが、現実には入力電力
が暴走してその変動が２００〜８００％に・及・ぶｊこ
と′となっていた。このためスイッチング素子が破壊し
たり昇圧変圧器が飽和して所期のマグネトロン励振が行
えない等の不都合があった。
本願発明者は種々の実験、研究により次のような知見を
得た。即ち変圧器１６の２次側に連なる負荷はマグネト
ロンと電子レンジのキャビティ（調理室）とキャビティ
内の被調理物の和となるがこの被調理物に因り上記した
入力電力の変動全招来する。
得た。即ち変圧器１６の２次側に連なる負荷はマグネト
ロンと電子レンジのキャビティ（調理室）とキャビティ
内の被調理物の和となるがこの被調理物に因り上記した
入力電力の変動全招来する。
第３図、第４図はキャビティ内の被調理物によって便化
する入力電力の特性を実測した結果の１例を示し、第３
図は負荷からの反射波の位相角をθ°、１８０°とした
場合にオはルＶ、Ｓ、Ｗ、Ｒ０（電圧定在波比）−人力
電力の特性を、また第４図ｔ／′ｉＶ、Ｓ、Ｗ、Ｒ。
する入力電力の特性を実測した結果の１例を示し、第３
図は負荷からの反射波の位相角をθ°、１８０°とした
場合にオはルＶ、Ｓ、Ｗ、Ｒ０（電圧定在波比）−人力
電力の特性を、また第４図ｔ／′ｉＶ、Ｓ、Ｗ、Ｒ。
を２．０とした場合の位相角−人力電力の特性全天々示
している。実際には被調理物を均一加熱するためのター
ンテーブル、又はスターク等の働きてよって、第３．４
図の特性よりも更に複雑な変化を示すが、いずれにして
も負荷が線形に変化せず、非線形に変化し、従って第２
図に示す如き線形の特性を有するフィードバック的制御
では入力電力の安定化が図りない。
している。実際には被調理物を均一加熱するためのター
ンテーブル、又はスターク等の働きてよって、第３．４
図の特性よりも更に複雑な変化を示すが、いずれにして
も負荷が線形に変化せず、非線形に変化し、従って第２
図に示す如き線形の特性を有するフィードバック的制御
では入力電力の安定化が図りない。
これは見方を変えればインパークの入力電力はその入力
電圧又は入力電流に応じたリニアな変化を示しておらず
、単にこれら全フィード／（ンク制御情報としても不十
分な結果しか得られないと言うことができる。
電圧又は入力電流に応じたリニアな変化を示しておらず
、単にこれら全フィード／（ンク制御情報としても不十
分な結果しか得られないと言うことができる。
本発明は所かる知見に基いてなされたものであり、スイ
ッチング制御回路に非線形特性を有せしめて入力電力の
安定化を図ったマグネトロンの駆動回路全提供すること
を目的とする。
ッチング制御回路に非線形特性を有せしめて入力電力の
安定化を図ったマグネトロンの駆動回路全提供すること
を目的とする。
第５図は本発明に係るマグネトロンの駆動回路の略示回
路図であり、商用周波電源１ｏを整流回路１１に講読し
、その出力をコンデンサ１２．１４及びコイル１３から
なるフィルタを介してインバータに与え、昇圧変圧器１
６の２次巻線１６ｓの高周波の高電圧をコンデンサ２３
．ダイオード２１及びバリスタ２２からなる半波倍電圧
整流回路に与エテ、この整流出力をマグネトロン２４に
与するようになしてあり、前記インパークはチョークコ
イル１５．昇圧変圧器１６の１次巻線１６ｐ、共振コン
デンサ１７．７ライホイルダイオード１８及びゲートタ
ーンオアサイリスタ等のスイッチング素子１９並びに該
スイッチング素子１９のオン。
路図であり、商用周波電源１ｏを整流回路１１に講読し
、その出力をコンデンサ１２．１４及びコイル１３から
なるフィルタを介してインバータに与え、昇圧変圧器１
６の２次巻線１６ｓの高周波の高電圧をコンデンサ２３
．ダイオード２１及びバリスタ２２からなる半波倍電圧
整流回路に与エテ、この整流出力をマグネトロン２４に
与するようになしてあり、前記インパークはチョークコ
イル１５．昇圧変圧器１６の１次巻線１６ｐ、共振コン
デンサ１７．７ライホイルダイオード１８及びゲートタ
ーンオアサイリスタ等のスイッチング素子１９並びに該
スイッチング素子１９のオン。
オフ制御をするスイッチング制御回路２５がらなってお
り、捷た昇圧変圧器１′６．の、３次巻線１６ｔをマグ
ネトロン２４の陰極のヒータ用電源としている。そして
本発明の回路はスイッチング制御回路２５が第１図に示
したものと相法している。
り、捷た昇圧変圧器１′６．の、３次巻線１６ｔをマグ
ネトロン２４の陰極のヒータ用電源としている。そして
本発明の回路はスイッチング制御回路２５が第１図に示
したものと相法している。
第６図はこのスイッチング制御回路２５を示す回路図で
ある。
ある。
整流回Ｉ’ｌｌの正側出力ラインは２つの抵抗を直列接
続してなる入力回路２５ａに接続されており、抵抗相互
の接続点の電位を整流回路１１の出力電圧、換言すれば
インバータの入力電圧を表す信号として乗算器３０の一
人力として与えるようにしている。整流回路１１の負側
出力ラインにはＣＴ２６が介装しており、その検出電流
、つ甘り整流回路１１の出力電流又はインバータの入力
電流を限流抵抗からなる入力回路２５ｄに通流せしめ、
抵抗接続点の電位を乗算器３０の低入力として与えるよ
うにしている。信号変換回路２５ｂの入力段に設けた乗
算器３０は例えばＥＸＡＲ社製汎用乗算器ＸＲ−２２０
８を用いてなり、その外付は抵抗Ｂｏａにてオフセン）
＃ｔ’Ｊ節が、−また抵抗８０ｂにテ内部オペアンプ
の倍率が決定され、その出力端子には面入力の積にこの
倍率が乗ぜられた信号が得られる。
続してなる入力回路２５ａに接続されており、抵抗相互
の接続点の電位を整流回路１１の出力電圧、換言すれば
インバータの入力電圧を表す信号として乗算器３０の一
人力として与えるようにしている。整流回路１１の負側
出力ラインにはＣＴ２６が介装しており、その検出電流
、つ甘り整流回路１１の出力電流又はインバータの入力
電流を限流抵抗からなる入力回路２５ｄに通流せしめ、
抵抗接続点の電位を乗算器３０の低入力として与えるよ
うにしている。信号変換回路２５ｂの入力段に設けた乗
算器３０は例えばＥＸＡＲ社製汎用乗算器ＸＲ−２２０
８を用いてなり、その外付は抵抗Ｂｏａにてオフセン）
＃ｔ’Ｊ節が、−また抵抗８０ｂにテ内部オペアンプ
の倍率が決定され、その出力端子には面入力の積にこの
倍率が乗ぜられた信号が得られる。
この乗算器３０の出力はオペアンプ４２の一人力端子へ
与えられる。オペアンプ４２の十入力端子に与えられる
基準電圧はこれに連なる抵抗７０゜７１及び７２にて決
定される。従ってこのオペアンプ４２への入力が大きい
（又は小さい）程低い（又は高い）レベルの出力信号Ｖ
４□が発せられることになる。該出力信号Ｖ４２は抵抗
７３を介してコンパレータ４７の十入力端子へ与えられ
る。コンパレータ４７の十入力端子はダイオード３８．
３８及び抵抗３９．３９．３９からなる過入力制限回路
に連なってその保護が図られている。このコン・くレー
タ４７はこのスイッチング制御回路２５の出力パルス信
号の時間幅、つまりハイレベルとなっている時間を定め
るものであって、抵抗及びトランジスタからなる定電流
回路４０にてコンデンサ４１を極めてリニアに充電し、
この充電電圧Ｖ４、をコンパレータ４７の一人力端子へ
与えており、十入力端子へ与えられる信号が一人力端子
への信号よりも高レベルである間には高レベル出力を発
する。
与えられる。オペアンプ４２の十入力端子に与えられる
基準電圧はこれに連なる抵抗７０゜７１及び７２にて決
定される。従ってこのオペアンプ４２への入力が大きい
（又は小さい）程低い（又は高い）レベルの出力信号Ｖ
４□が発せられることになる。該出力信号Ｖ４２は抵抗
７３を介してコンパレータ４７の十入力端子へ与えられ
る。コンパレータ４７の十入力端子はダイオード３８．
３８及び抵抗３９．３９．３９からなる過入力制限回路
に連なってその保護が図られている。このコン・くレー
タ４７はこのスイッチング制御回路２５の出力パルス信
号の時間幅、つまりハイレベルとなっている時間を定め
るものであって、抵抗及びトランジスタからなる定電流
回路４０にてコンデンサ４１を極めてリニアに充電し、
この充電電圧Ｖ４、をコンパレータ４７の一人力端子へ
与えており、十入力端子へ与えられる信号が一人力端子
への信号よりも高レベルである間には高レベル出力を発
する。
このコンパレータ４７の出力は、ＮＡＮＤゲート４３゜
４３からなるＲ−５７リツプ７０ンブへそのセット人力
Ｓとして与えられ、該Ｒ−Ｓフリップ７０ツブのＱ出力
は駆動回路２５ｃへ与えられ、またＱ出力は抵抗４４及
びコンデンサ４５の並列回路を介して、コンデンサ４１
の端子に接続したトランジスタ４６のベースへ与えであ
る。このトランジスタ４６がオンされるとコンデンサ４
１け放電されることになる。一方コンパレータ４８けス
イッチング制御回路２５の出力パルスがローレベルとな
っている時間を定めるものであり、コンデンサ４９の充
電電圧をその一人力とし、抵抗５０等による分圧回路出
力を十入力さしである。そしてこのコンパレータ４８の
出力ｔｒｉ ［１記Ｒ−Ｓフリップフロップへそのリセ
ット人力Ｒとして与えられるようにしである。捷だコン
デンサ４９の端子はトランジスタ５１を介して接地され
るようにしてあり、そのベース［ＨＲ−Ｓフリップ７０
ツブのＱ出力が与えられるようにしである。
４３からなるＲ−５７リツプ７０ンブへそのセット人力
Ｓとして与えられ、該Ｒ−Ｓフリップ７０ツブのＱ出力
は駆動回路２５ｃへ与えられ、またＱ出力は抵抗４４及
びコンデンサ４５の並列回路を介して、コンデンサ４１
の端子に接続したトランジスタ４６のベースへ与えであ
る。このトランジスタ４６がオンされるとコンデンサ４
１け放電されることになる。一方コンパレータ４８けス
イッチング制御回路２５の出力パルスがローレベルとな
っている時間を定めるものであり、コンデンサ４９の充
電電圧をその一人力とし、抵抗５０等による分圧回路出
力を十入力さしである。そしてこのコンパレータ４８の
出力ｔｒｉ ［１記Ｒ−Ｓフリップフロップへそのリセ
ット人力Ｒとして与えられるようにしである。捷だコン
デンサ４９の端子はトランジスタ５１を介して接地され
るようにしてあり、そのベース［ＨＲ−Ｓフリップ７０
ツブのＱ出力が与えられるようにしである。
ＩＩＡｍｔ回１ｉｔ’３２５ｃけバッファ用Ｃ−ＭＯ５
Ｉ Ｃ５２、５３を入力段に備え、その出力はダイオー
ドを用いたサージ防止回路５４を経てトランジスタ５５
．５６゜５７．５８．５９等からなる増幅回路に与えら
れ、増幅出力全スイッチング素子１９へ与える構成とし
てトランジスタ５５のベース入力はコンデンサ６１を用
いたＣ結合としてあり、入力されるパルス信号（方形波
）の立上り時間の短縮を図るようにしである。ダイオー
ド６２及び抵抗６３もスピードアップのため［設けたも
のである。トランジスタ５７．５８及び５９．６０は相
補回路全構成する接続としである。またトランジスタ５
９．６０の中間ノードに連なるコイル６４及びこれに連
なる抵抗６５゛は限流用に設けである。
Ｉ Ｃ５２、５３を入力段に備え、その出力はダイオー
ドを用いたサージ防止回路５４を経てトランジスタ５５
．５６゜５７．５８．５９等からなる増幅回路に与えら
れ、増幅出力全スイッチング素子１９へ与える構成とし
てトランジスタ５５のベース入力はコンデンサ６１を用
いたＣ結合としてあり、入力されるパルス信号（方形波
）の立上り時間の短縮を図るようにしである。ダイオー
ド６２及び抵抗６３もスピードアップのため［設けたも
のである。トランジスタ５７．５８及び５９．６０は相
補回路全構成する接続としである。またトランジスタ５
９．６０の中間ノードに連なるコイル６４及びこれに連
なる抵抗６５゛は限流用に設けである。
以上の如く構成されたスイッチング制御回路２５におい
て乗算器３０の出力Ｖはインバータの入力電圧、入力電
流の積に比例し１その倍率を両者の位相差又は負荷力率
に相当する適宜の値に選択しチオく場合はインパーク入
力電力を代表することとなる。従ってこの出力Ｖはイン
パークの入力電圧又は入力電流単独の変化状態と比較す
るとこれらと非線形の関係を有している。この電圧■け
オペアンプ４２の一人力端子に与えられるのでオペアン
プ出力Ｖ４２はＶが大きい（又は小さい）程低レベル（
又は高レベル）となる。
て乗算器３０の出力Ｖはインバータの入力電圧、入力電
流の積に比例し１その倍率を両者の位相差又は負荷力率
に相当する適宜の値に選択しチオく場合はインパーク入
力電力を代表することとなる。従ってこの出力Ｖはイン
パークの入力電圧又は入力電流単独の変化状態と比較す
るとこれらと非線形の関係を有している。この電圧■け
オペアンプ４２の一人力端子に与えられるのでオペアン
プ出力Ｖ４２はＶが大きい（又は小さい）程低レベル（
又は高レベル）となる。
このようにして得られたオペアンプ４２出力Ｖ４２はコ
ンパレータ４７にてコンデンサ４１の充電電圧と比較さ
れる。オペアンプ４２出カ霜がコンデンサ４１の充電電
圧ｖ４□より高い間はコンパレータ４７出力、つ１すＲ
−３７リンプ７０ツブのリセット人力Ｒはハイレベルに
あり、そのＱ出力がハイレベル、σ出力がローレベルに
ある状態を維持する。これによシトランジメタ５１ｔｆ
ｉオン、トラジスタ４６はオフとなっている。やがてＶ
ＵがＶ４□より高くなるとフンパレータ４７出力はロー
レベルにおち、Ｒ−８７リツプ７０ツブは状態全反転し
てＱ出力がローレベル、Ｑ出力がハイレベルに々る。従
ってトランジスタ４６がオンしてコンデンサ４１の充電
電荷を放電させる一方、トランジスタ５１けオフしてコ
ンデンサ４９の充電が開始さ？Ｉｊ＋。コンパレーク４
８の十入力がコンデンサ４９の充電電圧よりも高い間は
コンパレータ４８出力、っまりＲ−５７リツプフロツプ
のリセット人力Ｒはハイレベル知あるが、コンデンサ４
９の充電が進むとやがてＲはローレベルに転じ、これに
よってＲ−５７リツプ７０ツブは反転し、Ｑ出力がハイ
レベル、Ｑ出力がローレベルの状席に転じる。
ンパレータ４７にてコンデンサ４１の充電電圧と比較さ
れる。オペアンプ４２出カ霜がコンデンサ４１の充電電
圧ｖ４□より高い間はコンパレータ４７出力、つ１すＲ
−３７リンプ７０ツブのリセット人力Ｒはハイレベルに
あり、そのＱ出力がハイレベル、σ出力がローレベルに
ある状態を維持する。これによシトランジメタ５１ｔｆ
ｉオン、トラジスタ４６はオフとなっている。やがてＶ
ＵがＶ４□より高くなるとフンパレータ４７出力はロー
レベルにおち、Ｒ−８７リツプ７０ツブは状態全反転し
てＱ出力がローレベル、Ｑ出力がハイレベルに々る。従
ってトランジスタ４６がオンしてコンデンサ４１の充電
電荷を放電させる一方、トランジスタ５１けオフしてコ
ンデンサ４９の充電が開始さ？Ｉｊ＋。コンパレーク４
８の十入力がコンデンサ４９の充電電圧よりも高い間は
コンパレータ４８出力、っまりＲ−５７リツプフロツプ
のリセット人力Ｒはハイレベル知あるが、コンデンサ４
９の充電が進むとやがてＲはローレベルに転じ、これに
よってＲ−５７リツプ７０ツブは反転し、Ｑ出力がハイ
レベル、Ｑ出力がローレベルの状席に転じる。
このような動作から理解されるようにインバータ入力電
力の犬・小、つまりオペアンプ４２出力電２の低・高に
対応してＲ−Ｓフリップ７０ツブ＋７）Ｑ出力のハイレ
ベルの時間が短・長に変化することになり、このような
パルス信号がスイッチング素子１９に与えられる。これ
によってインバータの入力電力をフィードバック情報と
する制御が可能となるのである。
力の犬・小、つまりオペアンプ４２出力電２の低・高に
対応してＲ−Ｓフリップ７０ツブ＋７）Ｑ出力のハイレ
ベルの時間が短・長に変化することになり、このような
パルス信号がスイッチング素子１９に与えられる。これ
によってインバータの入力電力をフィードバック情報と
する制御が可能となるのである。
第７図は不発明の他の実施例を示している。この実施例
は信号変換回路２５′を、インバータ入力電流に替えて
適宜の発振器２７の出力を、インバータ入力電圧と共に
信号変換回路２５ｂに与えるように構成したものであり
、第５図に示したもの表向様の部分には同符号を付して
説Ｆ３Ａを省略する。
は信号変換回路２５′を、インバータ入力電流に替えて
適宜の発振器２７の出力を、インバータ入力電圧と共に
信号変換回路２５ｂに与えるように構成したものであり
、第５図に示したもの表向様の部分には同符号を付して
説Ｆ３Ａを省略する。
発振器２７の発振周波数は商用周波数とするのがよい。
この場合は信号変換回路２５ｂ中の乗算器３０の出力Ｖ
けインバータの入力電力を必ずしも代表しないがその出
力Ｖはインパークの入力電圧の変化に対して非線形に変
化することとなって、インバータの入力電圧から出力Ｖ
への非線形変換特性を適宜に選択することにょシ入カ電
力を検出しているのと略々同様となり入力電力を安定化
することが可能となる。これとは別にインバータの入力
電流と、適宜の発振器の出力を信号変換回路２５ｂの乗
算器３０の２人力とする構成としてもよく、全く同効果
を奏する。
けインバータの入力電力を必ずしも代表しないがその出
力Ｖはインパークの入力電圧の変化に対して非線形に変
化することとなって、インバータの入力電圧から出力Ｖ
への非線形変換特性を適宜に選択することにょシ入カ電
力を検出しているのと略々同様となり入力電力を安定化
することが可能となる。これとは別にインバータの入力
電流と、適宜の発振器の出力を信号変換回路２５ｂの乗
算器３０の２人力とする構成としてもよく、全く同効果
を奏する。
以上のように本発明に係るマグネトロンの駆動回路はイ
ンパークにて得た高周波電圧を用いてマグネトロンを励
振丁べくなしたマグネトロンの駆動回路において、前記
インバータの入力電圧、入力電流及び適宜の発振器の出
力のうちの２つの乗算結果に関連づけてインパークのス
イッチング制御を行うべくなしたものであり、入力電力
は負葡、つまりキャビティ内被調理物の変化に拘らず安
定し、入力電力の変動は約１０％の範囲に収めることが
可能となった。そしてこれによってインパークのスイッ
チング素子の破壊が防止される等、不発（７）は優れた
効果を奏する。
ンパークにて得た高周波電圧を用いてマグネトロンを励
振丁べくなしたマグネトロンの駆動回路において、前記
インバータの入力電圧、入力電流及び適宜の発振器の出
力のうちの２つの乗算結果に関連づけてインパークのス
イッチング制御を行うべくなしたものであり、入力電力
は負葡、つまりキャビティ内被調理物の変化に拘らず安
定し、入力電力の変動は約１０％の範囲に収めることが
可能となった。そしてこれによってインパークのスイッ
チング素子の破壊が防止される等、不発（７）は優れた
効果を奏する。
第１図は従来の高周波駆動方式のマグネトロン駆動回路
の略本回路図、第２図は従来のインバータ入力とそのス
イッチング制御信号のパルス幅との変換特性図、第３．
４図はマグネトロンの入力特性の測定結果を示すグラフ
、第５図は本発明回路の略本回路図、第６図はその要部
−１路図、第７図は本発明の他の実施例を示す略本回路
図である。 １９・・・スイッチング素子 ２４・・マグネトロン２
５．２５’・・・スイッチング制御回路 ２５ａ、２５
ｄ・・・入力回路 ２５ｂ・・・信４＋変換回路 ２５
ｃ・・駆動回路 ２６・・ＣＴ２７・・・発振器 特許出願人 三洋電機株式会社 代理人 弁理士 河 野 登 夫 ５．０ ４．０ ３．０ ２．０ ＋、０ ２．０
３．０ ４．０ ５．ＯＶ、Ｓ、Ｗ、Ｒ位相角１１１１
０’ −□信相角Ｏ０翳 ３ 図 Ｑ’ １８０’
３６０”□位相角 第 ４ 図
の略本回路図、第２図は従来のインバータ入力とそのス
イッチング制御信号のパルス幅との変換特性図、第３．
４図はマグネトロンの入力特性の測定結果を示すグラフ
、第５図は本発明回路の略本回路図、第６図はその要部
−１路図、第７図は本発明の他の実施例を示す略本回路
図である。 １９・・・スイッチング素子 ２４・・マグネトロン２
５．２５’・・・スイッチング制御回路 ２５ａ、２５
ｄ・・・入力回路 ２５ｂ・・・信４＋変換回路 ２５
ｃ・・駆動回路 ２６・・ＣＴ２７・・・発振器 特許出願人 三洋電機株式会社 代理人 弁理士 河 野 登 夫 ５．０ ４．０ ３．０ ２．０ ＋、０ ２．０
３．０ ４．０ ５．ＯＶ、Ｓ、Ｗ、Ｒ位相角１１１１
０’ −□信相角Ｏ０翳 ３ 図 Ｑ’ １８０’
３６０”□位相角 第 ４ 図
Claims (1)
- １、インバータにて得た高周波電圧を用いてマグネトロ
ン全励振すべくなしたマグネトロンの駆動回路において
、前記イン／（−夕の入力電圧、入力電流及び適宜の発
振器の出力のうちの２つの乗算結果に関連づけてインノ
々−タのスイッチング制御を行うべく々したことを特徴
とするマグネトロンの駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6753383A JPS59194378A (ja) | 1983-04-15 | 1983-04-15 | マグネトロンの駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6753383A JPS59194378A (ja) | 1983-04-15 | 1983-04-15 | マグネトロンの駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59194378A true JPS59194378A (ja) | 1984-11-05 |
Family
ID=13347707
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6753383A Pending JPS59194378A (ja) | 1983-04-15 | 1983-04-15 | マグネトロンの駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59194378A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61259488A (ja) * | 1985-05-14 | 1986-11-17 | 松下電器産業株式会社 | 高周波加熱装置 |
| JPS61263091A (ja) * | 1985-05-17 | 1986-11-21 | 松下電器産業株式会社 | マグネトロン用電源装置 |
| JPS61279094A (ja) * | 1985-06-04 | 1986-12-09 | 松下電器産業株式会社 | マグネトロン用電源装置 |
| JPH02204992A (ja) * | 1989-02-01 | 1990-08-14 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波加熱装置 |
-
1983
- 1983-04-15 JP JP6753383A patent/JPS59194378A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61259488A (ja) * | 1985-05-14 | 1986-11-17 | 松下電器産業株式会社 | 高周波加熱装置 |
| JPH046268B2 (ja) * | 1985-05-14 | 1992-02-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | |
| JPS61263091A (ja) * | 1985-05-17 | 1986-11-21 | 松下電器産業株式会社 | マグネトロン用電源装置 |
| JPS61279094A (ja) * | 1985-06-04 | 1986-12-09 | 松下電器産業株式会社 | マグネトロン用電源装置 |
| JPH02204992A (ja) * | 1989-02-01 | 1990-08-14 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波加熱装置 |
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