JPS59194384A

JPS59194384A - マグネトロンの駆動回路

Info

Publication number: JPS59194384A
Application number: JP6968283A
Authority: JP
Inventors: 猛生三木; 宏名倉; 甚野　芳
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd; Sanyo Denki Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd; Sanyo Denki Co Ltd
Priority date: 1983-04-19
Filing date: 1983-04-19
Publication date: 1984-11-05
Also published as: JPH056316B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は電子レンジの加熱手段等として使用されるマグ
ネトロンの駆動回路に関し、更に詳述すさば高周波変圧
器を用いたコールドスタート可能なマグネトロンの駆動
回路を提案するものである。

マグネトロンの駆動を、低周波のり一ケージ変圧器を用
いた回路に替えて、高周波変圧器を用いた回路によって
行わせ、小型軽量化、出力調整を可能とする技術が知ら
れている。これは商用周波電源を整流し、これをインバ
ータにて高周波に変換し、この高周波を昇圧変圧器に与
えて、高周波の高電圧を得、これを倍電圧整流回路を介
してマグネトロンに与えるようになしたものである。そ
して入力電力を安定させるためにインバータの入力電力
を検出し、それが増大（又は減少）する場合はインバー
タのスイッチング素子が導通している時間を短く　（又
は長く）する制御が行われる。

而して従来はこのような高周波による駆動方式をとる場
合には、マグネトロンの陰極のフィラメントの電流を昇
圧変圧器とは別に設けた変圧器により供給する構成とし
ていた。これはフィラメントを予熱した状態としておい
てマグネトロンの駆動を開始させるホントスタート方式
に依る必要があったためである。

マグネトロンは発振前においては定常発振時よりもイン
ピーダンスが高く、このような状態下で電源を投入する
と、残留磁束、電源スィッチの投入位相、入力電圧の大
きさ等により過渡的に昇圧変圧器の鉄心の磁束が飽和し
、過大な励磁突流が流れることとなり、これが予熱され
ていないマグネトロンの発振開始を不可能としていた。

従って電源スィッチの投入時に、インバータの周波数を
高くする、換言すればスイッチング素子が導通している
時間を短くして励磁突流を抑制することが考えられる。

一方、コールドスタートを行わせる場合は本発明回路に
つき後述するように昇圧変圧器の３次巻線を利用してフ
ィラメントの電源とするのであるが、インバータの周波
数を高めることによりフィラメントのインダクタンスが
無視できなくなり、フィラメント電流が減少し、その結
果マグネトロンが発振に至るまでの時間が長くなるとい
う弊害があり、要するにこれまでは高周波駆動方式によ
るコールドスタートは実用化されていなかった。

本発明は斯かる事情に鑑みてなされたものであってイン
バータの入力が所定値以下の範囲では入力が小さい程ス
イッチング素子の導通時間を短くする制御特性を有せし
めることより、コールドスタートを可能とすると共に定
常状態になった後は入力電力を安定に維持できる′よう
にしたマグネトロンの駆動回路を提供することを目的と
する。

以下本発明をその実施例を示す図面に基づいて詳述する
。

第１図は本発明に係るマグネトロンの駆動回路の略本回
路図であり、商用周波電源１０を整流回路１１に接続し
、その出力をコンデンサ１２．１４及びコイル１３から
なるローパスフィルタを介してインバータに与え、昇圧
変圧器１６の２次巻線１６５の高周波の高電圧をコンデ
ンサ２３．ダイオード２１及びバリスタ２２からなる半
波倍電圧整流回路に与えて、この整流出力をマグネトロ
ン２４に与えるようになしてあり、前記インバータはチ
ョークコイル１５．昇圧変圧器１６の１次巻線１６ｐ、
共振コンデンサ１７．フライホイルダイオード１８及び
ゲートターンオフサイリスク等のスイッチング素子１９
並びに該スイッチング素子１９のオン、オフ制御をする
スイッチング制御回路２５からなっており、また昇圧変
圧器１６のｚ３次巻線１６ｔをマグネトロン２４のフィ
ラメント用電源としている。

第２図はこのスイッチング制御回路２５を示す回路図で
ある。

整流回路１１の正側出力ラインは２つの抵抗を直列接続
してなる入力回路２５ａに接続されており、抵抗相互の
接続点の電位を整流回路１１の出力電圧、換言すればイ
ンバータの入力電圧を表す信号として乗算器３０の一人
力として与えるようにしている。整流回路１１の負側出
力ラインにはＣＴ２６が介装してあり、その検出電流、
つまり整流回路１１の出力電流又はインバータの入力電
流を限流抵抗からなる入力回路２５ｄに通流せしめ、こ
れを乗算器３０の抽入力として与えるようにしている。

信号変換回路２５ｂの入力段に設けた乗算器３０は例え
ばＥＸＡＲ社製汎用乗算器ＸＲ−２２０８を用いてなり
、その外付は抵抗３０ａにてオフセット調節が、また抵
抗３０ｂにて内部オペアンプの倍率が決定され、その出
力端子には再入力の積にこの倍率が乗ぜられた信号が得
られる。この乗算器３０の出力■はオペアンプ３１の十
人力端子及びオペアンプ３２の一人力端子に与えられる
。第３図は乗算器３０の出力とオペアンプ３１．３２の
出力との関係を示しており、オペアンプ３１の出力Ｖ３
１は乗算器３０出力の増大に伴って増加する特性を示し
オペアンプ３２の出力Ｖ３２は乗算器３０出力の増大に
伴って減少する特性を示し、両特性は交差する点を有し
ている。オペアンプ３１．３２出力はリミット回路３３
．３４にて上下限を制限され、ダイオード３５．３６等
からなる低レベル信号選択回路３７へ与えられ、ここで
選択された低い方の電圧がコンパレータ４７の十人力端
子へ与えられる。このコンパレータ４７はこのスイッチ
ング制御回路２５の出力パルス信号の時間幅、つまりハ
イレベルとなっている時間を定めるものであって、抵抗
及びトランジスタからなる定電流回路４０にてコンデン
サ４１を極めてリニアに充電し、この充電ｔ　圧Ｖ４１
をコンパレータ４７の一人力端子へ与えており、十人力
端子へ与えられる信号が−入力端子への信号よりも高レ
ベルである間には高レベル出力を発する。このコンパレ
ータ４７の出力は、ＮＡＮＤゲート４３．４３からなる
Ｒ−Ｓフリップフロップへそのセット人力Ｓとして与え
られ、該Ｒ−ＳフリップフロップのＱ出力は駆動回路２
５ｃへ与えられ、またｄ出力は抵抗４４及びコンデンサ
４５の並列回路を介して、コンデンサ４１の端子に接続
したトランジスタ４６のベースへ与えである。このトラ
ンジスタ４６がオンされるとコンデンサ４１は放電され
ることになる。一方コンバレーク４８はスイッチング制
御回路２５の出力パルスがローレベルとなっている時間
を定めるものであり、コンデンサ４９の充電電圧をその
一人力とし、抵抗５０等による分圧回路出力を手入力と
しである。そしてこのコンパレータ４８の出力は前記Ｒ
−Ｓフリップフロップへそのリセント入力Ｒとして与え
られるようにしである。またコンデンサ４９の端子はト
ランジスタ５１を介して接地されるようにしてあり、そ
のベースにはＲ−ＳフリップフロップのＱ出力が与えら
れるようにしである。

駆動回路２５Ｃはバッファ用Ｃ−ＭＯ３’ＩＣ５２，５
３を人力段に備え、その出力はダイオードを用いたサー
ジ防止回路５４を経てトランジスタ５５．５６．５７，
５８．５９等からなる増幅回路に与えられ、増幅出力を
スイッチング素子１９へ与える構成としである。トラン
ジスタ５５のベース入力はコンデンサ６１を用いたＣ結
合としてあり、入力されるパルス信号（方形波）の立上
り時間の短縮を図るようにしである。ダイオード６２及
び抵抗６３もスピードアンプのために設けたものである
。トランジスタ５７．５８及び５９．６０は相補回路を
構成する接続としである。

またトランジスタ５９．６０の中間ノードに連なるコイ
ル６４及びこれに連なる抵抗６５は限流用に設けである
。

以上のように構成されたスイッチング制御回路２５にお
いて乗算器３０の出力Ｖはインバータの入力電圧、入力
電流の値に比例し、その入力電力を代表する値となって
いる。この出力■がオペアンプ３１．３２に与えられる
とオペアンプ３１゜３２からは第３図に示した特性に対
応するレベルの出力信号ｖ３．　”　３２が出力される
が、低レベル信号選択回路３７を設けているのでＶ　、
■　の３１　　　　　３２うちの低い方がコンパレータ４７へ入力されることにな
る。つまりインバータの入力電力とコンパレータ４７へ
の入力Ｖ４．との関係は第４図に示すようにＶ３１．■
３２の交点に相当する入力電力より低い範囲では右上り
の、またそれより高い範囲で右下りの特性を示すことに
なる。このようにして得られるコンパレータ入力Ｖ４７
　　（Ｖ３＋又はｖ３２）はコンパレータ４７にてコン
デンサ４１の充電電圧と比較される。Ｖ４７がコンデン
サ４１の充電電圧Ｖ４１より高い間はコンパレータ４７
出力、っまりＲ−Ｓフリップフロップのセント大力Ｓは
ハイレベルにあり、そのＱ出力がハイレベル、Ｑ出力が
ローレベルにある状態を維持する。これによりトランジ
スタ５１はオン、トランジスタ４６はオフとなっている
。や沙（てＶ４１がＶ４７より高（なるとコンパレータ
４７出力はローレベルにおち、Ｒ−Ｓフリップフロップ
は状態を反転してＱ出力がローレベル、６出力がハイレ
ベルになる。したがってトランジスタ４６がオンしてコ
ンデンサ４１の充電電荷を放電させる一方、トランジス
タ５１はオフしてコンデンサ４９の充電が開始される。

コンパレータ４８の手入力がコンデンサ４９の充電電圧
よりも高い間はコンパレータ４８出力、っまりＲ−Ｓフ
リップフロップのリセント人力Ｒはハイレベルにあるが
、コンデンサ４９の充電が進むとやがてＲはローレベル
に転じ、これによってＲ−Ｓフリップフロップは反転し
、Ｑ出力がハイレベル、Ｑ出力がローレベルの状態に転
じる。このような動作から理解されるように、インバー
タの入力電力がＶ３□、■３□の交点に相当する値より
低い範囲では、その人・小に対応してＲ−Ｓフリップフ
ロップのＱ出力のハイレベルの時間が長・短に変化する
ことになり、また高い範囲では逆にＱ出力のハイレベル
の時間が短・長に変化することになる。そしてコンパレ
ータＶ４７　の入力が高レベルである程Ｑ出力がハイレ
ベルである時間が長い、つまりスイッチング素子１９の
導通時間が長いことになる（第４図参照）。従ってマグ
ネトロン２４が発振を開始するまでの、インバータ入力
電力が低いときには、Ｖ３□側の特性に従ってスイッチ
ング素子１９の導通時間が短かく制御され、入力電力が
大きくなるにつれて導通時間が増加していき、発振が開
始されて定常発振状態に近づ（とＶ３□側の特性に従っ
て、入力電力の増・減に対応してスイッチング素子１９
の導通時間を短・長に変化させることになる。

従ってスイッチング素子の当初の導通時間を短くしたこ
とにより励磁突流が防止され、その後導通時間を増す、
即ちインバータの周波数をおとすことにより所要フィラ
メント電流を確保して、コールドスタートを短時間で行
わしめ、更に正常発振状態では入力電力を安定化すると
いう制御も行えることになる。

以上のように本発明に係るマグネトロンの駆動回路は、
その入力を検出してスイッチング制御を行う構成として
インバータを備え、その出力を用いてマグネトロンを励
磁すべ（なしたマグネトロンの駆動回路において、前記
入力信号が所定値より小さい範囲ではインバータのスイ
・ソチング素子の導通時間の長・短を検出信号の大・小
に対応づけた制御を行う構成としたものであるのでコー
ルドスタートが可能であり、しかも入力電力を安定化で
きるマグネトロンの駆動回路が実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明回路の略本回路図、第２図はその要部回
路図、第３図、第４図はその動作説明のための特性図で
ある。１９・・・スイッチング回路　２４・・・マグネ１−ロ
ン　２５・・・スイッチング制御回路３０・・・乗算Ｈ
ｓ１．ａｚ・・・オペアンプ３７・・−低レベル信号選
択回路

Claims

【特許請求の範囲】

１・その入力を検出してスイッチング制御を行う構成と
したインパークを備え、その出力を用いてマグネトロン
を励振すべくなしたマグネトロンの駆動回路において、
前記入力信号が所定値より小さい範囲ではインバータの
スイッチング素子の導通時間の長・短を検出信号の大・
小に対応づけた制御を行う構成としたことを特徴とする
マグネトロンの駆動回路。