JPS63271883A - 高周波加熱装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、誘電加熱用マグネトロン駆動用の電源として
、大電力の周波数変換器を用いるものについてスイッチ
素子の改良をはかった高周波加熱装置に関するものであ
る。

従来の技術 このような方式の高周波加熱装置は、その電源トランス
の小型化、軽量化、あるいは低コスト化のために様々な
構成のものが提案されている。

第６因は、従来の高周波加熱装置の回路図である。図に
おいて、商用電源１の電力はダイオードブリッジ２によ
り整流され、単方向電源が形成されている。３はインダ
クタ、４はコンデンサであってインバータの高周波スイ
ッチング動作に対するフィルタの役割を果すものである
。

インバータは共振用コンデンサ５電力伝達用インダクタ
ンスとして機能する昇圧トランス６、トランジスタ７、
ダイオード８および駆動回路９により構成されている。

トランジスタ７は駆動回路９より供給されるベース電流
によって所定の周期とデユーティ−（すなわち、オンオ
フ時間比）でスイッチング動作する。この結果、第６図
ａのような電流Ｉｃ／ｄ、すなわち、トランジスタ７の
コレクタ電流Ｉｃとダイオード８の電流１ｄが流れる。

一方、トランジスタ７のオフ時にはコンデンサ６と一次
巻線１０との共振により第６図すのような電圧Ｗｅｅが
トランジスタ７のＣ−に間に発生する。このため−次巻
線１０には高周波電力が発生する。したがって、二次巻
線１１、及び三次巻線１２には各々高周波高圧電力およ
び高周波低圧電力が生じる。この高周波高圧電力はコン
デンサ１３およびダイオード１４により整流され、マグ
ネトロン１６のアノードカソード間に供給され、一方、
高周波低圧電力はカソードヒータに供給される。したが
ってマグネトロン１６は発振し誘電加熱が可能となるも
のである。なお、マグネトロン１６はマグネトロン本体
１５１Ｌと、フィルタを構成するコンデンサ１６　、１
７　、１　Ｂ、チョークコイル１９　、２Ｑとにより成
るものである。また２１は駆動回路９の電源トランスで
ある。

このような構成において、昇圧トランス６のコア断面積
は一次巻線１ｏの両端に供給される電力の周波数が高い
望小さくなるので、たとえばインバータを２０ＫＨｚ−
１００ＫＨｚ程度の周波数で動作させると商用電源周波
数の１まで昇圧する場合に比べて昇圧トランスの重量、
サイズを数分の−から士数分の−にでき、電源部の低コ
スト化が可能であるという特長を有するものである。

トランジスタ７のベースに供給されるベース電流Ｉｂは
第６図Ｃのように正電流Ｉｂ　　と負電流Ｉｂ”−とよ
り成る。正電流Ｉｂ　　はトランジスタ７のコレクタ電
流Ｉａの最大値ｌ０１１に対してその電流増幅率（ｈｆ
ｅたとえば３０）分の−より大きいことが必要である。

また、負電流Ｉｂ−はトランジスタ７のスイッチングス
ピードを速めスイッチング損失の増大を防止するために
、トランジスタのペースエミッタ間を逆バイアスするこ
とによって流れる電流である。正電流より＋は第６図ａ
、ｃより明らかなようにトランジスタ７の導通期間の間
のコレクタ電流Ｉｃの最大値Ｉｃｍ（たとえば６ｏム）
によって決まる値Ｉｂ１１１＋（たとえば２ム）とする
ことが必要であった。また、負電流Ｉｂｍ−もコレクタ
電流Ｉｃの最大値Ｉｃｍに応じて決まり（たとえば１６
ム）、Ｉｃｍが大きいほど大電力が必要であった。

さらに、コレクタ電流Ｉｃはいわゆる少数キャリア蓄積
効果によりベース電流Ｉｂ　　が遮断されてから一定時
間ｔｏｒｒだけ流れつづけるものであシ、このような条
件下でトランジスタ７を駆動するため駆動回路９はたと
えば第６図すのような構成となるものである。すなわち
電源トランス２１より得られる直流電源２２　、２３　
、発振回路２４゜トランジスタ２５　、２６　、２７　
、抵抗器２６−３６およびダイオード３７より構成され
ている。

発振回路２４は所定の周期の導通期間でトランジスタ２
５．２６を交互にオンオフし、第６図Ｃのよウナペース
電流をトランジスタ７に供給する。

しかしながらこのトランジスタ２５．２６はかなりの大
電流を扱い得るものであることが必要であり、かつ直流
電源２２．２３もこの大電流を供給することが必要であ
った。したがって、駆動回路９および電源トランス２１
は大型で高価なものとならざるを得なかった。

特に高周波大電流でトランジスタ７を動作させる場合は
、駆動回路９および電源トランス２１は極めて大型で高
価なものとなり、たとえば２０Ｗ−５０Ｗ程度の電力が
必要となるものであった。

発明が解決しようとする問題点 このような従来の高周波加熱装置は前述したように次の
ような欠点があった。

従来の高周波加熱装置は昇圧トランス６をトランジスタ
７等よ構成るインバータにて付勢し、その電源装置の小
型、軽量、低コスト化を図るものであった。

しかしながら、トランジスタ７には第θ図ａおよびＣの
ようにコレクタ電流Ｉｃのピーク値Ｉｃｍに相当するベ
ース電流Ｉｂｍ　を供給することが必要であり、このＩ
ｂｍ＋を供給するだめの電力はかなシ大きなものとなっ
ていた。たとえばＩｃｍ　＝６０人としトランジスタ７
のｈｆｅを３０とするとＩｂｍ＋＝１．７ムとなシ、駆
動回路９の消費電力は極めて大きなものとなシ、駆動回
路９および電源トランス２１の大型化高価格化を避ける
ことが困難であった。

さらに、温度変化などによるトランジスタ７のストレー
ジタイム（第６図におけるｔｏｒｒの主因）の変化や、
マグネトロン１６の温度変化や経時変化により生じる；
レクタ電流Ｘａｍの変化に対応するためにはこれに十分
なベース電流を供給することが必要であり、一層駆動回
路９、電源トランス２１などの大型化高価格化を生じる
ばかシでなく、高周波加熱装置の出力変動を大きくして
不安定なものとし、かつ無駄なトランジスタ７等の損失
を生じさせ、信頼性、安全性を低下させてしまうという
欠点があった。

問題点を解決するための手段 本発明はこのような従来の高周波加熱装置の欠点を解決
するためになされたものであシ、以下に述べる手段によ
り構成された高周波加熱装置である。

すなわち、商用電源等より得られる直流又は脈流電源と
、昇圧トランスおよびコンデンサよ構成る共振回路と、
前記共振回路に接続された１つ又はそれ以上のスイッチ
素子と、前記昇圧トランスの出力により付勢されるマグ
ネ上ロンと、前記スイッチング素子を駆動する制御部と
を備え、前記スイッチング素子を伝導度変調機能を有す
る電界効果トランジスタで構成したものである。

作用 本発明は上記構成により以下に述べる作用を有するもの
である。

すなわち、本発明の高周波加熱装置は、共振回路とスイ
ッチング素子でインバータを構成し、このインバータの
出力でマグネトロンを駆動する構成とすると共に、スイ
ッチング素子を伝導度変調機能を有する電界効果トラン
ジスタで構成したので大電力を扱うトランジスタのスイ
ッチング動作全安定化し、かつ、駆動回路や電源トラン
スの消費電力の低減とその構成の簡素化を実現して大型
化高価格化せざるを得なかった駆動回路や電源トランス
をコンパクトで低価格なものとすることができる。

実施例 以下本発明の高周波加熱装置の一実施例について図面と
ともに説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す高周波加熱装置の回路
図であシ、第５図と同符号のものは相当する構成要素で
あシ説明を省略する。

第１図において、昇圧トランス６は、発生した高周波出
力をマグネトロンに電力伝達し、またコンデンサ６と共
振するインダクタンスとして機能する電磁結合手段であ
る。昇圧トランス６の二次巻線１１にはマグネトロン１
６が接続されるとともに、そのフィルタコンデンサ１６
　、１７力図Ｏように並列接続されている。一方、昇圧
トランス６は通常のトランスよりも一次二次巻線間結合
係数が小さく（たとえば、０．８程度＞＠成されておシ
、かなシ大きい漏洩インダクタンスを有している。この
漏洩インダクタンスとフィルタコンデンサ１６．１７と
が一種のローパスフィルタの作用をするため、従来用い
られていた高圧ダイオードを用いなくてもマグネトロン
の７ノードビーク電流を小さく抑えつつ、所定の電波出
力を得ることができ、高圧ダイオードを省略してもマグ
ネトロンを安定に動作させることができる。

すなわち、漏洩インダクタンスとフィルタコンデンサ１
６，１．７とにより、アノード電流のピーク値を抑制す
ることができる。マグネトロンの電波出力を例えば５０
０１１〜７００Ｗ程度得ようとするとスイッチング素子
４０は、１ＫＷ〜１．４に！程度の電力を扱うことが要
求され、６０〜６ｏムノコレクタ電流、５００Ｖ〜７０
０７のコレクタ電圧が印加されることとなる。このよう
な場合、通常のバイポーラ形トランジスタを用いるとど
うしても大電力で駆動することが必要となシ、駆動回路
９を構成する電源４１や発振回路４３が大型で高価なも
のになってしまう。

そこで、スイッチ素子４ｏとして伝導度変調機能を有す
る電界効果トランジスタを用い、第１図のような構成と
したものである。第２図（ｆＬ）で表わされるスイッチ
素子４ｏは、第２図中）に示す等価回路図のように、電
界効果トランジスタ（ＭＯ８ＦＩｃＴ）４０＆と、ダイ
オード４ｏｂの直列接続体として表わすことができる。

すなわち、スイッチング素子の導通は、ＭＯ３ＦＩＣＴ
４０１Ｌの導通により始まシ、次にダイオード４０ｂが
順バイアスされて導通する。このダイオード４０ｂで表
わされるバイポーラ素子としての機能の存在によりいわ
ゆる少数キャリアの作用による伝導度変調を生じ、ため
に端子０−ＩＣ間のオン抵抗を通常のＭＯ８Ｆ！ＥＴの
みの場合と比べて著しく低減することができるものであ
る。

この構成により、駆動回路９を極めて低電力なものとす
ることができ、このためその構成が簡単でコンパクトな
ものとすることができる。従って、駆動回路９およびそ
の電源トランス２１をコンパクトで低価格なものとする
ことが可能である。

駆動回路９の発振回路４３は、第１図に示すように、コ
ンデンサ４の電圧とスイッチング素子４０のコレクタ電
圧を検出し、コンデンサ６と昇圧トランス６よ構成る共
振回路の共振動作に追従して作動する構成となっている
。

第３図は駆動回路９のさらに詳しい実施回路例であシ、
第１図と同符号のものは相当する構成要素であシ説明を
省略する。

第３図において、発振回路４３は抵抗器４５−４８゜比
較器５０．遅延手段６０．微分器５１よりなるゼロクロ
ス検知部と、抵抗器５２−５４．コンデンサ６６、比較
器６６、微分器６７よ構成る最長周期タイマーと、抵抗
器５７−６０．ダイオード６１、コンデンサ６２．比較
器６３．可変基準電圧源６４よ構成るオン時間タイマー
と、このオン時間タイマーの出力をＳ入力とし、最長周
期タイマーとゼロクロス検知部との和出力をＲ入力とす
るＲ−８／ＦＦ　６５により構成されている。６６はア
ンドゲート、６７．６８はインバータゲート、６９はダ
イオードである。Ｒ−８／ＦＦ６５の出力は、駆動回路
９の出力部を構成するバッファ回路７０におくられ、抵
抗器７１を介してスイッチング素子４ｏのゲートに送ら
れる。ダイオード７２＆。

７２ｂは出力部に設けられたサージ電圧抑制手段７２で
あシ、ツェナダイオードなどをダイオード７２ｂのかわ
シに用い、ダイオード７２Ｌを省略してもよい。このサ
ージ電圧抑制手段はスイッチング素子４ｏのコレクタに
昇圧トランス６が設けられる構成であるのでバッファ回
路７０およびスイッチング素子４０のゲートを保護する
上で極めて重要である。昇圧トランス６の出力側に接続
されるマグネトロンは、特にマグネトロンの発振開始時
において、いわゆる起動サージ電圧を発生せしめる。こ
れは発振開始時におけるマグネトロンの不安定動作に起
因するものである。

このサージ電圧は、当然のことながら、トランス６を介
してスイッチング素子のコレクタからゲートへと伝達さ
れる可能性が高い。スイッチング素子４０のゲートは本
来、ＭＯＳＦＥＴと同じである（第２図中）参照）ので
、極めて高インピーダンスである。このため、マグネト
ロンの起動サージによりスイツチング素子そのもののゲ
ートが破壊されたシ、バッフ１回路７０が破壊してスイ
ッチング素子が破壊してしまうという現象が生じやすい
のである。そこで、このサージ電圧抑制手段７２を設け
ることにより、このようなマグネトロンの起動サージに
よるスイッチング素子４ｏの破壊を防ぐことができるの
である。

第４図は第３図の駆動回路の動作を説明する波形図であ
シ、同図ａおよびｂはスイッチング素子４ｏに流れる電
流Ｘａ／ｅｉ　　および電圧Ｗｅｅである。

また、同図Ｃないしぎは発振回路４３の各部動作波形で
ある。ゼロクロス検知部比カムは同図Ｃのようにコンデ
ンサ４の電圧Ｖｓとｖｃｄとのクロスポイントから一定
時間ｔ＋１だけ遅延してゼロクロス近傍でゼロクロス検
知部ムを発生する。もし何らかの原因でこのクロスポイ
ントが検知されない場合は同図Ｃおよびｄに破線で示す
ようにコンデンサ６５の電圧Ｂが所定値Ｃになった時点
で強制ゼロクロスパルスが最長周期タイマーより発生さ
れる。

Ｒ−８／ＦＦ６５のＲ入力にパルス人が入力されるとＱ
出力は同図ｅのようにＨとなシスイツチング素子４ｏが
オンとなり、Ｉｃが流れる。同時にオン時間タイマーの
コンデンサ６２が同図ｆのように充電され、可変基準電
圧源６４よりきめられる電圧Ｅに達するとオン時間タイ
マーはＲ−Ｓ／Ｆ　Ｆｅ２のＳ入力に同図ｇのパルスＦ
を入力する。したがって出力ＱはＬとなシ、スイッチン
グ素子４゜がオフとなり最初の状態に戻シ、これをくシ
かえず。このような回路動作において、スイッチング素
子４ｏは０ＭＯ５−ＩＣなどで直接駆動できるので極め
て簡単で低消費電力の回路となシコンパクトで低価格な
ものとすることができる。

また、第１図に於て、電流検出器７３を設け、商用電源
１からの入力電流を検出する構成とし、この検出信号を
発振回路４３に供給する構成とすることにより、入力電
流の変化による電源情報を検出することができる。すな
わち、この検出信号によりスイッチング素子４０の導通
期間Ｔｏｎを制御するよう構成することにより、電源電
圧の変動などによりマグネトロン１６の電波出力が変動
することを防止し、これを安定化せしめることができる
。

発明の効果 以上に述べたように本発明によれば、大電力の高周波加
熱装置の電源として、インバータを用いることにより小
型コンパクト化できるうえに、スイッチング素子として
伝導度変調機能を備えた電界効果トランジスタを用いた
ので、スイッチング損失が小さく、かつ、その駆動電力
が極めて小さいインバータを実現することができる。

このため、スイッチング素子の駆動回路およびその電源
回路を著しく簡素で低電力、低価格なものとすることが
可能であシ、電源装置全体のコンパクト化、低価格化を
大幅に推進せしめることができるものであシ、その工業
的価値は極めて大きいものである。

また、特にゲートインピーダンスが箸しく高いスイッチ
ング素子となるので、マグネトロンの起動サージにより
破壊しやすくなるが、駆動回路の出力部にサージ電圧抑
制手段を設けることで、高信頼性化を図ることができる
。

さらに、スイッチング素子４０とダイオード８を１チッ
プ構成又は２チップ構成で１パツケージ化することによ
り、特にダイオード８のリード配線の浮遊インダクタン
スにより発生するサージ電圧でスイッチング素子４ｏが
破壊するのを防止することができる上に、装置の組立工
程の簡素化を実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す高周波加熱装置の回路
図、第２図ａ、ｂは同スイッチング素子の回路図および
その等価回路図、第３図は同装置の駆動回路の詳細な回
路図、第４図は同装置の各部動作電流波形図、第６図は
従来の高周波加熱装置の回路図、第６図は同装置の各部
動作電流波形図である。 １・・・・・・商用電源、２，３．４・・・・・・脈流
電源（２・・・・・・ダイオードブリッジ、３・・・・
・・インダクタ、４・・・・・・コンデンサ）、６・・
・・・・共振コンデンサ、６・・・・・・昇圧トランス
、８・・・・・・ダイオード、９・・・・・・駆動回路
、１０・・・・・・−入電線、１１・・・・・・二次電
線、１６・・・・・・マグネトロン、４ｏ・・・・・・
スイッチング素子、７２・・・・・・サージ電圧抑制手
段、７３・・・・・・電源情報検知手段。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第２
図 （の　　　　　　　（１）Ｊ 第３図 第４図 第５図 （ａ） 第６図

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）商用電源等より得られる直流又は脈流電源と、昇
   圧トランスおよびコンデンサより成る共振回路と、前記
   共振回路に接続された１つ又はそれ以上のスイッチング
   素子と、前記昇圧トランスの出力により付勢されるマグ
   ネトロンと、前記スイッチング素子を駆動する駆動回路
   とを備え、前記スイッチング素子を伝導度変調機能を有
   する電界効果トランジスタで構成した高周波加熱装置。
2. （２）駆動回路の出力部にサージ電圧抑制手段を設けた
   特許請求の範囲第１項記載の高周波加熱装置。
3. （３）駆動回路は、電源の電圧又は電流を検知する電源
   情報検知手段を有し、この電源情報検知手段の信号でス
   イッチング素子の導通期間が制御される構成とした特許
   請求の範囲第１項記載の高周波加熱装置。
4. （４）スイッチング素子は逆並列に接続されたダイオー
   ドと共に１チップ又は２チップで構成されかつ、単一の
   パッケージに収納される構成とした特許請求の範囲第１
   項記載の高周波加熱装置。