JPS59181825A - 電流還流回路 - Google Patents
電流還流回路Info
- Publication number
- JPS59181825A JPS59181825A JP5596183A JP5596183A JPS59181825A JP S59181825 A JPS59181825 A JP S59181825A JP 5596183 A JP5596183 A JP 5596183A JP 5596183 A JP5596183 A JP 5596183A JP S59181825 A JPS59181825 A JP S59181825A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- load
- transistor
- voltage
- capacitor
- Prior art date
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- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/04—Modifications for accelerating switching
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
- H03K17/64—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors having inductive loads
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/01—Modifications for accelerating switching
- H03K19/013—Modifications for accelerating switching in bipolar transistor circuits
- H03K19/0133—Modifications for accelerating switching in bipolar transistor circuits by bootstrapping, i.e. by positive feed-back
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はイングクティブキックを応用した電流還流回
路に係り、特にその低電圧動作化を図ったものにβし1
する。
路に係り、特にその低電圧動作化を図ったものにβし1
する。
従来、音響機器を含む電子機器一般に広く使用される電
流還流回路として第1図に示すように、インダクティブ
キックを応用し、且つ還流素子としてダイオードを利用
したものが知られている。
流還流回路として第1図に示すように、インダクティブ
キックを応用し、且つ還流素子としてダイオードを利用
したものが知られている。
すなわち、Qlはスイッチング動作fるパフ−トランで
あり、Pは負荷であり、しおよびCは平滑用素子となる
インダクタンスおよびコンデンサであり、Dlは還流作
用を有するダイオードである。
あり、Pは負荷であり、しおよびCは平滑用素子となる
インダクタンスおよびコンデンサであり、Dlは還流作
用を有するダイオードである。
そして、第2図(a)に示す如きスイッチング信号を図
示A点に印加することにより、パフ−トランソスタQl
が短時間にオン・オフ動作をすると、オンの期間中にイ
ンダクタンスL IIC aれた電流がオフ期間となっ
て遮断されようとする瞬間に該インダクタンスLの両端
にいわゆるイングクティブキックと称される高電圧VL
が発生することにある。
示A点に印加することにより、パフ−トランソスタQl
が短時間にオン・オフ動作をすると、オンの期間中にイ
ンダクタンスL IIC aれた電流がオフ期間となっ
て遮断されようとする瞬間に該インダクタンスLの両端
にいわゆるイングクティブキックと称される高電圧VL
が発生することにある。
この高電圧vLは電源vco電位に加算される方向であ
るから、図示B点の電位が第2図(b)に破断)で示す
ようにVCCよりも高くなってダイオードD、をオンさ
せることになる。
るから、図示B点の電位が第2図(b)に破断)で示す
ようにVCCよりも高くなってダイオードD、をオンさ
せることになる。
これによって、パワートランジスタQ1のオフ期間中に
も負荷Pに電flift’、を供給することが可能とな
る如くした電流還流作用を奏するものである。
も負荷Pに電flift’、を供給することが可能とな
る如くした電流還流作用を奏するものである。
なお、第2図(c)は第1図の図示C点の電圧波形vc
c Voを示している。
c Voを示している。
しかしながら、腿上のような従来の電流還流回路にあっ
ては、ダイオードDlの順方向電圧降下VF f−0,
7V (第2 図(b) (7) 斜線部) ’Ic
、J: ル。
ては、ダイオードDlの順方向電圧降下VF f−0,
7V (第2 図(b) (7) 斜線部) ’Ic
、J: ル。
スがあるために、特にIC等で要求される低電圧動作化
が阻害されがちであるという問題を有していた。
が阻害されがちであるという問題を有していた。
そこで、この発明は以上のような点に鑑みてなされたも
ので、簡易な構成で確実に低電圧動作化が図れるように
改良した極めて良好なる電流還流回路を提供することを
目的としている。
ので、簡易な構成で確実に低電圧動作化が図れるように
改良した極めて良好なる電流還流回路を提供することを
目的としている。
すなわち、この発明による電流還流回路は、インダクテ
ィブキックより発生される電圧で速流素子を駆動するこ
とにより負荷に電流還流を施してなるものにおいて、前
記還51f、素子として用いられるものでコレクターエ
ミッタ通路が還流路に設定されたトランジスタと、この
トランジスタに対し駆動時に飽和状態とするに足るベー
スバイアスを与える充電回路と、この充電回路の充電電
流を前記負荷にMj:給する手段とを具備してなること
を特徴としている。
ィブキックより発生される電圧で速流素子を駆動するこ
とにより負荷に電流還流を施してなるものにおいて、前
記還51f、素子として用いられるものでコレクターエ
ミッタ通路が還流路に設定されたトランジスタと、この
トランジスタに対し駆動時に飽和状態とするに足るベー
スバイアスを与える充電回路と、この充電回路の充電電
流を前記負荷にMj:給する手段とを具備してなること
を特徴としている。
以下図面を参照してこの発明の一実施例てっぎ詳細に説
明する。
明する。
すなわち、第3図に示すようにスイッチング信号となる
あるデユティ比を有したノeルス状信号が印加される入
力端INにベースが接続されたスイッチング動作用のノ
RワートランジスタQlはそのエミッタが接地GNDに
接続され且つそのコレクタがインダクタンスしおよび負
荷P全一直列に介して電UrtVccに接6cされてい
る。
あるデユティ比を有したノeルス状信号が印加される入
力端INにベースが接続されたスイッチング動作用のノ
RワートランジスタQlはそのエミッタが接地GNDに
接続され且つそのコレクタがインダクタンスしおよび負
荷P全一直列に介して電UrtVccに接6cされてい
る。
ここで、負荷Pの両唱には上記インダクタンスLと−I
t:;c平i’i:用素子となるコンデンサC1が並列
に接続されている。
t:;c平i’i:用素子となるコンデンサC1が並列
に接続されている。
また゛、上記−やワートランジスタQ1のコレクタにそ
のコレクタが接続された還流作用を営むトランジスタQ
2はそのエミッタが上記電源VCCに接りウ1;され且
つそのベースが抵抗R,,R2を直列に介(−で」二記
負荷PとインダクタンスLの接続中点に接続されている
。
のコレクタが接続された還流作用を営むトランジスタQ
2はそのエミッタが上記電源VCCに接りウ1;され且
つそのベースが抵抗R,,R2を直列に介(−で」二記
負荷PとインダクタンスLの接続中点に接続されている
。
ここで、抵抗RI + R2の接続中点とトランジス
タQ2のコンク2間にはコンデンサC2の両端が接す、
二されている。
タQ2のコンク2間にはコンデンサC2の両端が接す、
二されている。
而して、1す上の構成においてスイッチング信号が印加
されることによって)ぞワートランゾスタQ1がオンす
ると、インダクタンスLを介して負7J、t pに電流
が供給されると共に、抵抗R2ヲ介(〜でコンデンサC
2に対する充電が所定の時定数(R2・C2)でなされ
るようになる。
されることによって)ぞワートランゾスタQ1がオンす
ると、インダクタンスLを介して負7J、t pに電流
が供給されると共に、抵抗R2ヲ介(〜でコンデンサC
2に対する充電が所定の時定数(R2・C2)でなされ
るようになる。
そして、ノRワートランジスタQ1がオンからオフにな
った瞬間に前述したと同様のインダクティブキックによ
る高電圧が図示a点に発生する。これによって、図示a
点の電位は第4図に破線で示すように電源V。C電位よ
りも茜い電圧値となる。
った瞬間に前述したと同様のインダクティブキックによ
る高電圧が図示a点に発生する。これによって、図示a
点の電位は第4図に破線で示すように電源V。C電位よ
りも茜い電圧値となる。
また、このとき図示す点の電位は、上述したように充電
されるコンデンサCのプートストラップ的作用によって
、やはり電源Vcc電泣よりも高い電圧値となっている
。
されるコンデンサCのプートストラップ的作用によって
、やはり電源Vcc電泣よりも高い電圧値となっている
。
従って、図示す点の電位が′電源■cc電位よりベース
・エミッタ間電圧VBE(Q2)分だけ上ったときに、
トランジスタQ2はオン状態となって負荷Pへの還流作
用を奏することになる。
・エミッタ間電圧VBE(Q2)分だけ上ったときに、
トランジスタQ2はオン状態となって負荷Pへの還流作
用を奏することになる。
この場合、l・ランジスクQ2はオンしたとぎに飽和状
態にあるため、コレクタ・エミ、り間電圧VcEsat
(Q2 ) (第4図斜線部)が約0.2V程度と非
常に小さな値となり、従来のダイオード全利用するもの
に比してロスを大幅に11(−減することができる。こ
れによって、特にJ Ci?:で要求される低電圧動作
化を図ることが可能となる。
態にあるため、コレクタ・エミ、り間電圧VcEsat
(Q2 ) (第4図斜線部)が約0.2V程度と非
常に小さな値となり、従来のダイオード全利用するもの
に比してロスを大幅に11(−減することができる。こ
れによって、特にJ Ci?:で要求される低電圧動作
化を図ることが可能となる。
この場合作だ、コンデンサC2の充電経路は実グ・′↓
自勺に負ヤ1“了Pを介して設けられていることにより
、コンデンサC2の充電電流も負荷Pに供靴妬凡る工う
にムるので、その分だけロスを軽6にして7(コ力の第
1j用効率を改善することができるという利点をイ]し
ている・ な:j′−・、との発明は」二記し且つ図示した実施例
のみに限定されることなく、との発明の要旨を逸脱しな
い範囲で石i々の変形や適用が可能であることは言う迄
もない。
自勺に負ヤ1“了Pを介して設けられていることにより
、コンデンサC2の充電電流も負荷Pに供靴妬凡る工う
にムるので、その分だけロスを軽6にして7(コ力の第
1j用効率を改善することができるという利点をイ]し
ている・ な:j′−・、との発明は」二記し且つ図示した実施例
のみに限定されることなく、との発明の要旨を逸脱しな
い範囲で石i々の変形や適用が可能であることは言う迄
もない。
し1]えは、第5図に示すように電源VCC電位にいく
ぶんの余裕がある場合には抵抗R2の代りに図示極性の
如きダイオードD2を用いるようにしてもよい。これに
よってコンデンサC2の放電電流lはその殆んどがトラ
ンジスタQ2のペース電流として供給されることになる
。
ぶんの余裕がある場合には抵抗R2の代りに図示極性の
如きダイオードD2を用いるようにしてもよい。これに
よってコンデンサC2の放電電流lはその殆んどがトラ
ンジスタQ2のペース電流として供給されることになる
。
従って、以上詳述したようにこの発明によれば、簡易な
溝数で確実に低電圧動作化が図れるように改良した極め
て良好なる電流還流回路を提供することが可能となる。
溝数で確実に低電圧動作化が図れるように改良した極め
て良好なる電流還流回路を提供することが可能となる。
第1図は従来の電流還流回路を示す構成説明図、第2図
は第1図の作用を説明するための各部の波形図、第3図
はこの発明知係る電流還流回路の一実旗例を示す構成費
明図、第4図は第3図の作用を説明するだめの波形図、
第5図はこの発明の他の実施例を説明するだめの構成説
明図である。 IN、・スイッチング信号入力端子、Ql、Q2・・・
トランジスタ、L・・インダクタンス、C1。 C2・・・コンデンサ、R1l R2・・抵抗、P・・
負荷、Vcc・・電源、GND・・接地、D2 ・ダイ
オード。
は第1図の作用を説明するための各部の波形図、第3図
はこの発明知係る電流還流回路の一実旗例を示す構成費
明図、第4図は第3図の作用を説明するだめの波形図、
第5図はこの発明の他の実施例を説明するだめの構成説
明図である。 IN、・スイッチング信号入力端子、Ql、Q2・・・
トランジスタ、L・・インダクタンス、C1。 C2・・・コンデンサ、R1l R2・・抵抗、P・・
負荷、Vcc・・電源、GND・・接地、D2 ・ダイ
オード。
Claims (1)
- インダクティブギックにより発生される電圧で還流素子
を駆動することにより負荷に電流還流を施してなる電流
還流回路において、前記還流素子として用いられるもの
でコレクターエミッタ通路が還流路に設定されたトラン
ジスタと、このトランジスタに対し駆動時に飽和状態と
するに足るベースバイアスを与える充電回路と、この充
電回路の充電電流を前記負荷に供給する手段とを具備し
てなることを特徴とする電流還流回路。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5596183A JPS59181825A (ja) | 1983-03-31 | 1983-03-31 | 電流還流回路 |
DE19843411912 DE3411912A1 (de) | 1983-03-31 | 1984-03-30 | Schaltender regler |
GB08408425A GB2137443B (en) | 1983-03-31 | 1984-04-02 | Switching regulator circuit |
US06/596,049 US4598244A (en) | 1983-03-31 | 1984-04-02 | Switching regulator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5596183A JPS59181825A (ja) | 1983-03-31 | 1983-03-31 | 電流還流回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59181825A true JPS59181825A (ja) | 1984-10-16 |
Family
ID=13013673
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5596183A Pending JPS59181825A (ja) | 1983-03-31 | 1983-03-31 | 電流還流回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS59181825A (ja) |
-
1983
- 1983-03-31 JP JP5596183A patent/JPS59181825A/ja active Pending
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