JPS5917760A - デジタル処理ｆｍ復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の属する分野の説明〕 本発明は標本化された周波数変調信号（以下ｒＦＭ信号
」という。）と、その遅延信号と全乗算することにより
上記ＦＭ信号を復調するＦＭ復調器に関するものである
。

〔従来の技術の説明〕

従来、この種のＦＭ復調器の一例は第１図に示すように
構成されている。入力端子１には標本化されたＦＭ信号
が与えられ、これは乗算回路２および遅延回路３へ供給
され、遅延回路３の出力は乗算回路２へ供給されて入力
端子１よりの信号と乗算されて出力端子４へ供給される
。

一定の標本化周期Ｔ＜　Ｔ　＝　ｔ；”　：　ｆｓは標
本化周波数）で標本化された搬送周波数ｆ。のＦＭ信号
ｅ（ｋＴ）（ｋは整数）は ｅ（ｋＴ）　−ｒ：ｏｓ［２πｋｆｏＴ＋φ（ｋＴ））
　　　（１）と与えることができる。ここでφ（ｋｒ）
は変調信号を含む変調項であシ、 φ（ｋＴ）　−（ΔＦ／ｆｍ）ｓｉｎ（２ｙｒｋＪ’ｍ
Ｔ）　　　　（２）とする。ΔＦ、ｆｍはそれぞれ最大
周波数偏移、変調周波数である。遅延回路３の出力はｅ
（（ｋ−１）Ｔｌ＝ＣＯｓｌ：２πｋ　ｆ　ｏＴ−２π
ｆｏＴ＋φ（（ｋ−１）Ｔ））　　（５）となる。信号
ｅ（ｋＴ）とｅ（（ｋ−１）Ｔ）との乗算により復調信
号を得るには、無変調時にｅ（ｋＴ）とｅ（（ｋ−１）
Ｔ）がπ／２の位相差をもつ必要があるから、 φ（ｋＴ）−φ（（ｋ−１）ｊ）＝０ として、この条件ヲ（１）、（５）式に課すと２ｔｒｆ
ｏＴ＝　ｙｒ／２＋ｍｙｒ　（ｍ＝０．１．２、−−−
−−−　）　　（４１なる関係が必要となる。このとき
の乗算回路２の出力は 　１ ｅ（ｋＴ）ｅ（（ｋ−１））＝（−１）　　−５１ｏ（
４＋ｒｋｆｃＴ＋φ（ｋＴ）＋φ（（ｋ−１）Ｔ））（
１）　　−５ｉｎ（φ（ｋＴ）−φ（（ｋ−１）Ｔ））
　（５）となり、この第（５）式の第１項が入力ＦＭ信
号の２倍の周波数をもつＦＭ信号であり、同じ（第２項
が変調イハ号を含む項である。以下この第２項をｄ（ｋ
Ｔ）とおく。一般に φ（ｋＴ）−φ（（ｋ−１）Ｔ　ｌ　＝　ＴＣ−φ（ｔ
）〕ｄｔ　　　　　ｔ＝ｋＴ ＝２πΔＦＣＯ３（２πｋ　ｊ’ｒｎ　Ｔ　）　　　　
（６）であり、またベッセル関数で表わすと、一般に５
ｉｎ（、ｒｃｏｓφ）−２Σ（１）　Ｊ２ｎ＋１（ｚ）
ｃｏｓ（（２ｎ　＋　１　）θ）（７）１］に０ であるからこの（６）式および（７）式の関係を上記（
５）式の第２項ｄ（ｋＴ）に適用するとｄ（ｋｒ）はｍ
＋１２πΔＦ ｄ（ｋＴ）＝（−１）　　、ｙｌ（、、）Ｃｏｇ（２π
ｋｆｒｒＩＴ）ｍ＋１２πΔＦ −（−１）　　“＝　（ｆｓ−）“（′”ｋＪ〜“）−
゛“−−゛（８）となり、ｄ（ｋＴ）［は基本波成分の
他に奇数次の高調波成分を含むことがわかる。

また入力ＦＭ信号ｅ（ｋＴ）の搬送周波数がｆ。からΔ
ｆａだけずれた場合、すなわち ｅ（ｋＴ）　＝ｃｏｓ（２πｋ（、ｆＣ＋Δ、ｆｄ）Ｔ
十φ（ｋＴ））　　　　　　（９１とすると、ｄ（ｋＴ
月ま次式で力えられる。

・・・・・・　（１０１ この（１０１式よりΔｆｄのために奇数次の高調波の他
Ｋ　ＦｆＸ、光成分と偶数次の高調波成分が発生するこ
と、がわかる２、００）式においてΔＦ＝００ときのｄ
（ｋｒ）はで与えられ、これは無変調ＦＭ信号の搬送周
波数のｆＣかもの変化に応じた直流出力であり、復調器
の検波特性を表わす。第２図にそれを示す。

以上水したように第１図の構成では復調信号ｄ　（ｋ　
Ｔ　）　＆Ｃひすみ成分を含む。これは第２図からもわ
かるように検波特性が正弦特性をもつことに依存してお
り、ΔＦｉ大きくすることによりひずみは増大し、また
搬送周波数が（４）式の条件からずれてもひずみが発生
する。従ってこのＦＭ復調器全適用する際に、復調ひず
み率をある値以下におさえるにはｆ５に比しΔＦを小さ
くするためにｆ、金大きくとること、入力ＦＭ信号の温
度、電源電圧変動による周波数変動を十分小さく押さえ
ること等が必要であり、これが回路装置全実現するため
に大きな欠点でもあった。

〔発明の目的〕

本発明はこれらの欠点を除去するもので、ＦＭ復調器の
検波特性の直線領域を拡げることを目的とする。

〔本発明の特徴〕

本発明は、周期Ｔで標本化されたＦＭ信号を入力として
、このＦＭ信号を上記周期Ｔだけ遅延させる遅延回路と
、この遅延回路の出力と上記ＦＭ信号を乗算する乗算回
路と、この乗算回路の出力から変調信号を含む帯域のみ
を通過させるデジタルｆ１波器と、このデジタル１波器
の出力信号に逆正弦関数ｓｉ訂１または逆余弦関数ｃｏ
ζ１をとる演算回路とを備えたことを特徴とする。。

〔実施例による説明〕

第３図は本発明の実施例構成図である。１は標本化され
たＦ　Ｍ信号入力端子、２は乗算回路、３は遅延回路、
５は変調信号を含む帯域を通過させるデジタル沢波器、
６は逆正弦関数演算回路であり、ＲＯＭテーブルにより
構成されることが好ましい。７は復調信号出力端子であ
る１、次にこの作用を数式を用（・て説明する。

端子１に与えられる人力ＦＭ（Ｍ号ｅ（ｋＴ）が前述の
（９）式で与えられるとすると、乗算回路２の出力は ｅ（ｋｒ）ｅ（（ｋ−１）Ｔｌ で与えられる。デジタル１波器５は０２）式の右辺第１
項を除去する機能を有する。デジタルＰ波器５の出力ｆ
　ａ（ｋＴ）とし、前述の（６）式を用いると、ａ（ｋ
Ｔ）＝（−１）　　　−５ｉｎ［２ｙｒΔｆｄＴ＋φ（
］＜Ｔ）−φ（（ｋｌ）Ｔｌ：）となる。逆正弦関数演
算回路６では出力信号ａ（ｋＴ）に対し ｓｉｎ　”（２（−１）　　ａ（ｋＴ））　　　　　　
　（＋４１の演算を行う。出力ｂ（ｋＴ）全復調信号と
して出力端子７に出力する。これをｂ（ｋＴ）とすると
、０３）、６４）式より ｂ（ｋＴ）＝ｓｉｎ’（２（−１）　　　ａ（ｋＴ））
−２πΔｆｄＴ＋２πΔＦＴＣＯ５（２πｋｆｍＴ）　
　　　　０５）となる。（ｉ５）式を前述の従来技術に
よる（１［１１）式と比較すると、本発明のＦＭ復調器
ではひずみ成分が発生しないことがわかる。本発明のＦ
Ｍ復：Ａ器は原理的に理想的なＦＭ復調器を実現できる
ことがわかる。０５）弐においてΔＦ＝０としΔｆｄと
ｂ（ｋＴ）をプロットすると検波特性が得られるがそれ
を第４図に示す。第４図では、 １Δｆｄ１≦ｆ５／４ の領域で特性は完全に直線となシ、ひずみは発生し、な
い。この条件はｓｉπ１関数が多値関数のために生ずる
もので、より一般的には（１５＋式より　ｓｉｎの引数
が １２πΔ−ｆｄＴ＋２ｙｒΔＦＴｃｏｓ　（２πｋＪ’
ｍＴ）　ｌ　Ｓ　ｙｒ／２　　　　（Ｉ６）のときに完
全にリニアな領域でのＦＭ復調が可能となる。（１４式
は （Δｊ′ｄ＋ΔＦ）≦ｆｓｉ４ａ７） と書ける。理想的にリニアな領域は定数の選定により設
定することができる。

上記説明の例では逆正弦演算回路を用いたが、これはπ
／２に相当する直流電圧を与えて、逆余弦演算回路を用
いることによっても、同様に実現することかできる。

〔効果の説明〕

以上説明したように本発明のＦＭ復調器は理想的にリニ
アな動作領域を広くとることができるために、周波数偏
移を大きくしてもひずみは増えない。また、入力ＦＭ信
号の周波数変動によるひずみの増加がない利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例のＦＭ復調器の回路構成図。 第２図は従来例ＦＭ復調器の検波特性を示す図３゜第３
図は本発明の一実施例構成図。　　−第４図は本発明の
一実施例の検波特性図。 １・・・標本化されたＦＭ信号の大刀端子、２・・・乗
算回路、３・・・遅延回路、４・・・乗算器出方端子、
５・・・デジタル沢波器、６・・・逆正弦関数演算回路
、７・・・復調信号の出力端子。 特許出願人　日本電信電話公社 代理人弁理士　井　出　直　孝 第　２　図 亮４図 ＝３６４

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）一定の標本化周期（Ｔ）で標本化された周波数変
   調信号が入力する入力端子と、 この入力端子の信号を−Ｆ記１標本化周期（Ｔ）だけ遅
   延させる遅延回路と、 この遅延回路の出力と上記入力端子の信号とを乗算する
   乗算回路と、 この乗算回路の出力信号から変調信号金倉む帯域の信号
   を通過させるデジタルｆ波器と、このデジタルｆ−１波
   器の出力信号を入力としてその逆正弦または逆余弦関数
   をとる演算回路とを備えたデジタル処理ＦＭ復調器１、
2. （２）逆正弦演算回路は読出専用メモＩＪ　（ＲＯＭ　
   ）による関数テーブルを含む特許請求の範囲第（１）項
   に８＋、載のデジタル処理ＦＭ復調器。