JPS59168753A - Ｆｓｋ変調波復調装置 - Google Patents
Ｆｓｋ変調波復調装置Info
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- JPS59168753A JPS59168753A JP4073983A JP4073983A JPS59168753A JP S59168753 A JPS59168753 A JP S59168753A JP 4073983 A JP4073983 A JP 4073983A JP 4073983 A JP4073983 A JP 4073983A JP S59168753 A JPS59168753 A JP S59168753A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明はディジタル通信機及びデータ処理装置に用いら
れる周波数シフトキーインク変調方式（ＦＳＫ方式）で
変調された符号化信号の復調を行うＦＳＸＳＸ変調波波
調装置する。
れる周波数シフトキーインク変調方式（ＦＳＫ方式）で
変調された符号化信号の復調を行うＦＳＸＳＸ変調波波
調装置する。
搬送波を用いたディジタルパルス伝送では周波数シフト
キーインク変調（ＦＳＫ）方式が古くから広く用いられ
ている。この方式は伝送符号の′マーク及びスペースに
対応して周波数をｆｌ及びｆ２に切替えるものである。
キーインク変調（ＦＳＫ）方式が古くから広く用いられ
ている。この方式は伝送符号の′マーク及びスペースに
対応して周波数をｆｌ及びｆ２に切替えるものである。
変調方法としては古くから数多くの方法が提案されてい
るが、変調波を積分しその信号を位相シフトキーイング
（ＰＳＫ）回路に入れる方法がよく用いられている。こ
の信号を復調する方法としては簡易型に属するものとし
て、アナログ周波数変調波の復調方式例えばラウンドト
ラビス型、フォスターシーリー型、パルスカウント型等
のＦＭ復調器を利用したものがある。又、ＦＳＸの復調
に最も適した方式として、同期検波方式が知られている
。
るが、変調波を積分しその信号を位相シフトキーイング
（ＰＳＫ）回路に入れる方法がよく用いられている。こ
の信号を復調する方法としては簡易型に属するものとし
て、アナログ周波数変調波の復調方式例えばラウンドト
ラビス型、フォスターシーリー型、パルスカウント型等
のＦＭ復調器を利用したものがある。又、ＦＳＸの復調
に最も適した方式として、同期検波方式が知られている
。
しかしながら、これらの円、比較的ローコストで単純な
構成のものは主要回路となる移相回路にコイルとコンデ
ンサを用いておシ、製造時に設定周波数に同調するだめ
の細かな調整を必要とし、更に高周波化や高信頼性化が
困難であるという多くの問題を有していた。
構成のものは主要回路となる移相回路にコイルとコンデ
ンサを用いておシ、製造時に設定周波数に同調するだめ
の細かな調整を必要とし、更に高周波化や高信頼性化が
困難であるという多くの問題を有していた。
一方同期検波方式やパルスカウント方式によるものは性
能は優れているが、同期発振回路や、積分回路等の部品
点数の多い複雑な成子回路を必要とし、装置の大きさ、
価格、消費電力、高周波化の点で問題がある。
能は優れているが、同期発振回路や、積分回路等の部品
点数の多い複雑な成子回路を必要とし、装置の大きさ、
価格、消費電力、高周波化の点で問題がある。
通常のアナログＦＭ変調波の後調器では、これらの欠点
を補うものとして弾性表面波遅延線をオリ用した第１図
に示すような遅延検波方式力；既に考案されている。
を補うものとして弾性表面波遅延線をオリ用した第１図
に示すような遅延検波方式力；既に考案されている。
この方式は、圧電基板４上に１つの送信用すだれ状電極
１と２つの受信用すだれ状電極２，３を設けてなる伝搬
路長の異った二つの弾性表面波遅延線を利用して入力信
号を位相差の異った２つの信号に分離し、弁別特性の直
線性を改善するためにリミッタ６を挿入し、ミキシング
回路５でこれらの信号の積をとり低域フィルり７でベー
ス／（ンド成分を抽出することによって、位相差に比例
する出力を得ようとするものであり、回路構成〃；単純
で優れた方式である。
１と２つの受信用すだれ状電極２，３を設けてなる伝搬
路長の異った二つの弾性表面波遅延線を利用して入力信
号を位相差の異った２つの信号に分離し、弁別特性の直
線性を改善するためにリミッタ６を挿入し、ミキシング
回路５でこれらの信号の積をとり低域フィルり７でベー
ス／（ンド成分を抽出することによって、位相差に比例
する出力を得ようとするものであり、回路構成〃；単純
で優れた方式である。
しかしながら、このＦＭ復調器に単にＦＳＫ （ぎ号全
入力しても出力される信号は、直流成分の重畳したパル
ス波形であり、このままではｆｌ 、ｆ２に対応したマ
ークとスペース信号の区分は出来ない。
入力しても出力される信号は、直流成分の重畳したパル
ス波形であり、このままではｆｌ 、ｆ２に対応したマ
ークとスペース信号の区分は出来ない。
これらのパルス列を識別するには、基準となるＩ鯛値直
流電圧を用い、その電圧を越えるか越えないかによって
マークとスペースの判別を行うのが普通である。このと
き閾値電圧が固定されていると、入力信号レベルが小さ
い場合、出力パルス信号が閾値を越えることが出来ず検
出不可能になる問題がある。
流電圧を用い、その電圧を越えるか越えないかによって
マークとスペースの判別を行うのが普通である。このと
き閾値電圧が固定されていると、入力信号レベルが小さ
い場合、出力パルス信号が閾値を越えることが出来ず検
出不可能になる問題がある。
本発明は上記点に鑑みてなされたもので、広範囲な人力
信号レベルに対して誤り率の少い、信頼性の高いＦＳＫ
Ｑ調を非同門状態で可能にするＦＳＸ変調波復調装置
を提供するものである。
信号レベルに対して誤り率の少い、信頼性の高いＦＳＫ
Ｑ調を非同門状態で可能にするＦＳＸ変調波復調装置
を提供するものである。
本発明は弾性表面波遅延線を用いたＦＭ復調器にマーク
とスペース信号の識別に必要な閾値設定用゛電圧を入力
レベルに比例しだ値及び遅延線の特・性変動に対応した
値に設定しうる回路を付加することによって広範囲な入
力信号レベルに対して誤り率の少い、信頼性の高いＦＳ
Ｘ復調を非同期状態で町Ｉ（ヒにしだものである。
とスペース信号の識別に必要な閾値設定用゛電圧を入力
レベルに比例しだ値及び遅延線の特・性変動に対応した
値に設定しうる回路を付加することによって広範囲な入
力信号レベルに対して誤り率の少い、信頼性の高いＦＳ
Ｘ復調を非同期状態で町Ｉ（ヒにしだものである。
本発明の具体的実施例を説明する前に、まず弾性表面波
ＦＭ遅延後調器によるＦＳＫ変調信号の復調原理につい
て説明する。
ＦＭ遅延後調器によるＦＳＫ変調信号の復調原理につい
て説明する。
ＦＳＫ変調信号は第２図１１のように情報シンボル長を
Ｔとする信号になっており、時間間隔Ｔ内ではキャリア
周波数がｆｌ又はｆ２の連続信号５ｉ（ｔ）になってい
る。一般にｉ＝１又は２として、周波数ｆｉにおけるｓ
ｉ （ｔ）は定位和項を省略した形で５ｔ（ｔ）＝Ｅ
■２πｆｉｔ とかける。一方、二つの弾性表面波遅延線の伝送函数は
それぞれ Ｈ（ｆ）＝ Ｈｏ ｅｘｐ （−ｊθ（ｆ）） 、
Ｇ（ｆ）＝Ｇｏｅｘｐ（−ｊＦ（ｆ））とかける。ここ
にｎｏ ｖ Ｇｏは各遅延線の振幅周波数応答でありθ
（ｆ） 、 Ｗ（１＞は位相周波数特性である。
Ｔとする信号になっており、時間間隔Ｔ内ではキャリア
周波数がｆｌ又はｆ２の連続信号５ｉ（ｔ）になってい
る。一般にｉ＝１又は２として、周波数ｆｉにおけるｓ
ｉ （ｔ）は定位和項を省略した形で５ｔ（ｔ）＝Ｅ
■２πｆｉｔ とかける。一方、二つの弾性表面波遅延線の伝送函数は
それぞれ Ｈ（ｆ）＝ Ｈｏ ｅｘｐ （−ｊθ（ｆ）） 、
Ｇ（ｆ）＝Ｇｏｅｘｐ（−ｊＦ（ｆ））とかける。ここ
にｎｏ ｖ Ｇｏは各遅延線の振幅周波数応答でありθ
（ｆ） 、 Ｗ（１＞は位相周波数特性である。
信号５ｉ（ｔ）を各遅延線に同時に印加し、二？の出力
信号をミキシング回路を通して乗算を行い、低・城戸波
器でベースバンド信号ｅ ｉ （ｔ）を抽出するとｅｉ
（ｔ）は、ミキシング回路の特性によってきまる直流電
圧レベルをＥｄｃとして ｅ ｉ （ｔ）＝ ０．５ ｍＥ２Ｇ□ＨＯｃｏｓ （
Ｆ （ｆ ｉ ）−〇（ｆｉ）＋Ｅｄｃとなる。ここに
ｍはミキシング効率を表わす比例定数である。位相差δ
（ｆｉ）をδ（ｆｉ）−６（ｆｉ） と定義するとベ
ースバンドの出力信号ｅ １（ｔ）は第３図のようにな
る。従ってｆ、ｌ、ｆｌに応じてδ（ｈＬδ（ｆｌ）を
適当に設定し、その点でのｅ １（ｔ）の値が異るよう
にすることによってＥｄｃを基準レベルとするパルス出
力が得られることになる。ことでパルスの波冒値は入力
レベルの振幅の自乗に比例して大きく変動するのでこの
パルスを原信号のマーク、スペースに対応させて識別す
るには、その閾値を常に波高値に応じて変動させること
が必要になる。
信号をミキシング回路を通して乗算を行い、低・城戸波
器でベースバンド信号ｅ ｉ （ｔ）を抽出するとｅｉ
（ｔ）は、ミキシング回路の特性によってきまる直流電
圧レベルをＥｄｃとして ｅ ｉ （ｔ）＝ ０．５ ｍＥ２Ｇ□ＨＯｃｏｓ （
Ｆ （ｆ ｉ ）−〇（ｆｉ）＋Ｅｄｃとなる。ここに
ｍはミキシング効率を表わす比例定数である。位相差δ
（ｆｉ）をδ（ｆｉ）−６（ｆｉ） と定義するとベ
ースバンドの出力信号ｅ １（ｔ）は第３図のようにな
る。従ってｆ、ｌ、ｆｌに応じてδ（ｈＬδ（ｆｌ）を
適当に設定し、その点でのｅ １（ｔ）の値が異るよう
にすることによってＥｄｃを基準レベルとするパルス出
力が得られることになる。ことでパルスの波冒値は入力
レベルの振幅の自乗に比例して大きく変動するのでこの
パルスを原信号のマーク、スペースに対応させて識別す
るには、その閾値を常に波高値に応じて変動させること
が必要になる。
本発明は、上記考えに基づいてなされたものであり、入
力信号レベルの変動に対応して変動する閾値設定用電圧
抽出回路を弾性表面波遅延線を用いたＦＭ後調器に付加
することによってマーク。
力信号レベルの変動に対応して変動する閾値設定用電圧
抽出回路を弾性表面波遅延線を用いたＦＭ後調器に付加
することによってマーク。
スペース信号の識別を入力信号レベルの大／］・にかか
わらず誤りなく正確に行うＦＳＸ復調装置を提供するも
のである。
わらず誤りなく正確に行うＦＳＸ復調装置を提供するも
のである。
以下発明の実施例を図面を参照して詳細に説明する。
第４図は本発明のＦＳＸ復調器の一実施例を示すもので
ニオブ酸リチウム、タンタル酸リチウム、水晶等の圧電
基板４上にアルミニウム等の金属膜からなる弾性表面波
送信用すだれ状電極１と二つの受信用すだれ状電極２．
３を送信用′成極との中心間距離（Ａ！ＩＡ’２）をぞ
゛れぞれ異るように配置した構造の弾性表面波遅延線と
二つの受信用すだれ状成極から出力される信号を混合す
るだめのミキサー５を備えたＦＭ信号復調器に送信すだ
れ状電＆１から入力信号を得て、その信号の振幅成分Ｅ
の自乗に比例した直流成分を取り出すための自乗検波器
１６と低域Ｆ波器１７からなる閾値設定用電圧抽出回路
２０を付加した構成になっている。減衰器１８は抽出さ
れた電圧を所定の闇値設定用電圧に調整するだめのもの
であり、パルス擬形回路１９はこの闇値設定用電圧を用
いてマーク、ペース信号を識別し、対応するパルスを発
生する回路であり、シュミット回路等によって構成され
る。
ニオブ酸リチウム、タンタル酸リチウム、水晶等の圧電
基板４上にアルミニウム等の金属膜からなる弾性表面波
送信用すだれ状電極１と二つの受信用すだれ状電極２．
３を送信用′成極との中心間距離（Ａ！ＩＡ’２）をぞ
゛れぞれ異るように配置した構造の弾性表面波遅延線と
二つの受信用すだれ状成極から出力される信号を混合す
るだめのミキサー５を備えたＦＭ信号復調器に送信すだ
れ状電＆１から入力信号を得て、その信号の振幅成分Ｅ
の自乗に比例した直流成分を取り出すための自乗検波器
１６と低域Ｆ波器１７からなる閾値設定用電圧抽出回路
２０を付加した構成になっている。減衰器１８は抽出さ
れた電圧を所定の闇値設定用電圧に調整するだめのもの
であり、パルス擬形回路１９はこの闇値設定用電圧を用
いてマーク、ペース信号を識別し、対応するパルスを発
生する回路であり、シュミット回路等によって構成され
る。
このような装置において、位相差δ（ｆｉ）は伝搬距離
Ａ’ｌｌＡ’２を異ならしめることによって容易に実現
できる。即ち表面波の伝搬速度をＶとするとき δ（ｆｘ）＝２ πｆｉ（Ａ ２−ｊｈ）／ ｖ、
δ（ｆｌ）＝２ πｆ２（Ａ’２−６ｌ）、〆Ｖ で表わされるので、上式を満足するよう゛に（１２−１
１）を決定すればよい。
Ａ’ｌｌＡ’２を異ならしめることによって容易に実現
できる。即ち表面波の伝搬速度をＶとするとき δ（ｆｘ）＝２ πｆｉ（Ａ ２−ｊｈ）／ ｖ、
δ（ｆｌ）＝２ πｆ２（Ａ’２−６ｌ）、〆Ｖ で表わされるので、上式を満足するよう゛に（１２−１
１）を決定すればよい。
きて、Ｆ’ＳＫにおいてはＦＭの場合とは異９位相差の
変化に対する出力電圧の直線性は不要であり、むしろ非
直線部分を利用して温度変化等の外乱によって生じる。
変化に対する出力電圧の直線性は不要であり、むしろ非
直線部分を利用して温度変化等の外乱によって生じる。
位相差δ（ｆｉ）の変動が出力レベルに影響しないよう
に構成することが重要でわる。
に構成することが重要でわる。
従って、第３図の曲線の膜の部分にδ（ｆｌ）又はδ（
ｆｌ）の少くともどちらか一方を設定することが効果的
である。即ちｎを自然数とするときδ（ｆｉ）が略ｎπ
に等しくなるよう設定することが望ましい。
ｆｌ）の少くともどちらか一方を設定することが効果的
である。即ちｎを自然数とするときδ（ｆｉ）が略ｎπ
に等しくなるよう設定することが望ましい。
更に温度変化は直接的には遅延時間に影響するので位相
差δ（ｆｉ）の変動を極力押さえるには、その絶対値が
小さいことが望ましい。従ってδ（ｆｘ）。
差δ（ｆｉ）の変動を極力押さえるには、その絶対値が
小さいことが望ましい。従ってδ（ｆｘ）。
δ（ｆｌ）の内どちらか一方が定まっている場合にはそ
の差１δ（ｆｌ）−δ（ｆｌ） ｌが小さいことが望ま
しい。
の差１δ（ｆｌ）−δ（ｆｌ） ｌが小さいことが望ま
しい。
上記考え方に基づき構成された復調器の出力波形の例を
第２図に示している。これは、δ（ｆｘ）＝した場合の
例でＦ波器７から得られる信号は第２図１２に示すよう
な波形になる。図でＡは閾値電圧を示し、Ｂは閾値設定
用電圧であり、 Ａ＝Ｅｄｃ十Ｂなる関係にある。１鯛
値Ａは入力信号のゆらきや復調器によって生ずる雑音成
分を見込んで設定きれ、通常Ｂは波高値の半分に選ぶの
が理想ときれている。
第２図に示している。これは、δ（ｆｘ）＝した場合の
例でＦ波器７から得られる信号は第２図１２に示すよう
な波形になる。図でＡは閾値電圧を示し、Ｂは閾値設定
用電圧であり、 Ａ＝Ｅｄｃ十Ｂなる関係にある。１鯛
値Ａは入力信号のゆらきや復調器によって生ずる雑音成
分を見込んで設定きれ、通常Ｂは波高値の半分に選ぶの
が理想ときれている。
このような本発明によると、入力信号の振幅Ｅの自乗に
比例した閾値設定用電圧Ｂを得る回路が付加されており
、電圧Ｂを波高値（ｍ Ｅ２ＧｏＨｏ／２ ）の半分に
相当する（ ｒｎＥ２Ｇ、）Ｈ（１／ ４ ）に設定す
ることは容易である。
比例した閾値設定用電圧Ｂを得る回路が付加されており
、電圧Ｂを波高値（ｍ Ｅ２ＧｏＨｏ／２ ）の半分に
相当する（ ｒｎＥ２Ｇ、）Ｈ（１／ ４ ）に設定す
ることは容易である。
このように設定することによって入力信号レベルの大小
にかかわらず一定の振幅をもつパルス波−形がパルス整
形回路よシ出力されるようになり、理想的なＦＳＸ変調
波の復調が可能になる。この場合、／３（ｆ＋）はπの
整数倍になっているので、外乱によってδ（ｆｉ）が変
化した場合にもＰ波器７からの出力パルスの振幅変動を
少くする効果を有することは明らかである。
にかかわらず一定の振幅をもつパルス波−形がパルス整
形回路よシ出力されるようになり、理想的なＦＳＸ変調
波の復調が可能になる。この場合、／３（ｆ＋）はπの
整数倍になっているので、外乱によってδ（ｆｉ）が変
化した場合にもＰ波器７からの出力パルスの振幅変動を
少くする効果を有することは明らかである。
更にδ（ｆｌＬδ（ｆ２）がそれぞれ２ｎｒｃ 、 （
２ｎ＋１ ）πに設定された場合には外乱による影響を
最も小さくすることが出来る。この場合、出力パルス列
は、直流レベルＥｄｃを基準にして正負のパルス列で得
られる。従って閾値レベルはＥｄｃで良いことになるが
、実際には雑音等による外乱の影響を考慮してＥｄｃか
ら少しずらして設定する必要がある。この場合にも本発
明は、抽出′電圧Ｂを用いて入力信号電圧の自乗Ｅ１２
に比例するレベルだけＥｄｃよりずらした値に設定する
ことによって入力信号に比例して発生する熱雑音等の外
乱に影響をうけＶこくい効果を産み出す。更に非直線性
を利用したミキサ等では、Ｆａｄｅが信号レベルで変化
するのでそれに応して閾値を変化させる本方法は非常に
Ｍ効な手段となる。
２ｎ＋１ ）πに設定された場合には外乱による影響を
最も小さくすることが出来る。この場合、出力パルス列
は、直流レベルＥｄｃを基準にして正負のパルス列で得
られる。従って閾値レベルはＥｄｃで良いことになるが
、実際には雑音等による外乱の影響を考慮してＥｄｃか
ら少しずらして設定する必要がある。この場合にも本発
明は、抽出′電圧Ｂを用いて入力信号電圧の自乗Ｅ１２
に比例するレベルだけＥｄｃよりずらした値に設定する
ことによって入力信号に比例して発生する熱雑音等の外
乱に影響をうけＶこくい効果を産み出す。更に非直線性
を利用したミキサ等では、Ｆａｄｅが信号レベルで変化
するのでそれに応して閾値を変化させる本方法は非常に
Ｍ効な手段となる。
上記説明ではパルス整形回路を用いた場合についてのべ
ているが、信号情報長Ｔが何らかの方法で検知できるか
あらかじめ解っている場合には１＃に３値を越える信号
の時間幅の略中間の時間位置でパルスの有無を検出しそ
れに同期したパルス発生器で原波形を再現する等の方法
でも復調できる。このようにパルス整形回路を用いない
他の復調方法に対しても有効であり、このような方式も
本発明の＠囲に含１れるものである。
ているが、信号情報長Ｔが何らかの方法で検知できるか
あらかじめ解っている場合には１＃に３値を越える信号
の時間幅の略中間の時間位置でパルスの有無を検出しそ
れに同期したパルス発生器で原波形を再現する等の方法
でも復調できる。このようにパルス整形回路を用いない
他の復調方法に対しても有効であり、このような方式も
本発明の＠囲に含１れるものである。
第５図は、本発明の他の実施例で二つの受信側すだれ状
シ極２，３のどちらか一方の１極から人力信号に比例し
た出力信号を取り出しこの信号を検波し、入力信号の振
幅Ｅの自乗に比例する直流成分を得て閾値設定用電圧成
分とするものでめり、第４図の構成による効果に加えて
弾性表面波遅延線の振幅周波数応答の自乗に比例した１
駒値設定用電圧が得られるため、弾性表面波遅延線の振
幅応答の温度変化や経年変化等による影響でＦ波器７か
ら出力されるパルス応答が変動しても、それに応じて閾
値電圧が変動し、その影響が非常に軽減されるという効
果が得られる。特に二つの受傷すだれ状電極２，３０周
波数応答が略等しい場合には、常にＰ波器７からの出力
パルスの波高値に比例した１闇値設定用電圧が得られる
ので完全な追従かり能になシ信頼性の高い理想的な復調
が出来るという効果が得られる。
シ極２，３のどちらか一方の１極から人力信号に比例し
た出力信号を取り出しこの信号を検波し、入力信号の振
幅Ｅの自乗に比例する直流成分を得て閾値設定用電圧成
分とするものでめり、第４図の構成による効果に加えて
弾性表面波遅延線の振幅周波数応答の自乗に比例した１
駒値設定用電圧が得られるため、弾性表面波遅延線の振
幅応答の温度変化や経年変化等による影響でＦ波器７か
ら出力されるパルス応答が変動しても、それに応じて閾
値電圧が変動し、その影響が非常に軽減されるという効
果が得られる。特に二つの受傷すだれ状電極２，３０周
波数応答が略等しい場合には、常にＰ波器７からの出力
パルスの波高値に比例した１闇値設定用電圧が得られる
ので完全な追従かり能になシ信頼性の高い理想的な復調
が出来るという効果が得られる。
第６図は本発明のさらに他の実施例で二つの受信側すだ
れ状電極２．３の出力信号をそれぞれ独立に自乗検波し
た後、加え合せた成分から閾値設置用電圧を得るもので
あり、厳密な追従特性は得られないが受信側すだれ状ｄ
極の周波数応答が互いに異る場合には近似的な外乱に対
する補償が出牙るという点で効果的である。
れ状電極２．３の出力信号をそれぞれ独立に自乗検波し
た後、加え合せた成分から閾値設置用電圧を得るもので
あり、厳密な追従特性は得られないが受信側すだれ状ｄ
極の周波数応答が互いに異る場合には近似的な外乱に対
する補償が出牙るという点で効果的である。
以上説明した実施例において、自乗検波器１６はその回
路に入力する信号レベルの自乗に比例する直流出力電圧
が得られるものであれば代替することが出来、例えば入
力信号を二分し同時にミ＝ｖサーに入れて乗算する構成
をとることもできるう又、本発明の他の実施例として第
４図９図５図。
路に入力する信号レベルの自乗に比例する直流出力電圧
が得られるものであれば代替することが出来、例えば入
力信号を二分し同時にミ＝ｖサーに入れて乗算する構成
をとることもできるう又、本発明の他の実施例として第
４図９図５図。
第６図の実施例でミキサー５を出力すだれ状電極２及び
３から得られる信号の和を作るアナログ加算器と検波器
（ｃ）を縦続接続した回路でおきかえることができる。
３から得られる信号の和を作るアナログ加算器と検波器
（ｃ）を縦続接続した回路でおきかえることができる。
このときｐ波器７から出力されるパルス電圧の波高値は
検波器（ｃ）の特性によってＥ又はＥ２に比例した値に
なる。従って、闇値設定用付加回路の検波器１６として
恢波器（ｃ）と略等しい特性を有する検波器を用いるこ
とによって、本発明による効果を何ら損うことなく、理
想的に補償された閾値を有するＦＳＸ検波器を実現出来
る。
検波器（ｃ）の特性によってＥ又はＥ２に比例した値に
なる。従って、闇値設定用付加回路の検波器１６として
恢波器（ｃ）と略等しい特性を有する検波器を用いるこ
とによって、本発明による効果を何ら損うことなく、理
想的に補償された閾値を有するＦＳＸ検波器を実現出来
る。
尚、本発明は、上記の実施例に限定されるものではなく
要旨を変更しない範囲において神々変更して実施するこ
とが出来る。
要旨を変更しない範囲において神々変更して実施するこ
とが出来る。
第１図は従来の弾性表面波遅延線を用いたＦＳＫ変調波
復調装置を示す図、第２図および第３図は弾性表面波Ｆ
Ｍ遅延復調器によるＦＳＫ変調信号の復調原理を説明す
るだめの波形図、第４図は本発明の一実施例によるＦＳ
Ｘ変調波復調装置を示す図、第５図および第６図はそれ
ぞれ本発明の他の実施例を示す図である。 １・・・送信用すだれ状電極、 ２，３・・・受信用すだれ状成極、４・・・圧電基板、
５・・・ミキシング回路、７・・・低域フィルタ、１６
・・・自乗検波器、１７・・・低域Ｐ波器、１８・・・
減衰器、１９・・・パルス整形回路、２０・・・閾値設
定用電圧抽出回路。 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 （ほか１名） 第 １ 図 第２図 第８図 第４図
復調装置を示す図、第２図および第３図は弾性表面波Ｆ
Ｍ遅延復調器によるＦＳＫ変調信号の復調原理を説明す
るだめの波形図、第４図は本発明の一実施例によるＦＳ
Ｘ変調波復調装置を示す図、第５図および第６図はそれ
ぞれ本発明の他の実施例を示す図である。 １・・・送信用すだれ状電極、 ２，３・・・受信用すだれ状成極、４・・・圧電基板、
５・・・ミキシング回路、７・・・低域フィルタ、１６
・・・自乗検波器、１７・・・低域Ｐ波器、１８・・・
減衰器、１９・・・パルス整形回路、２０・・・閾値設
定用電圧抽出回路。 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 （ほか１名） 第 １ 図 第２図 第８図 第４図
Claims (3)
- （１）遅延時間の異る二つ弾性表面゛波遅延線を用いて
二つの位相の異る信号波を作り、これらの信号波の積又
は和の信号を作ることによって周波数変調波の復調を行
うＦＳＸ変調波復調装置において、前記弾性表面波遅延
線の入力又は出力信号よシ前記入力信号の振幅の自乗又
は−乗に比例した閾値設定用電圧を得る検波回路と、こ
の検波回路の出力信号により前記遅延線の出力信号の積
又は和の信号中より特定の信号を識別する回路とを設け
たことを特徴とするＦＳＸ変調波復調装置。 - （２）検波回路は、二つの弾性表面波遅延線の受信用す
だれ状電極の少くとも一方の電極よシ得られる信号を検
波し、検波・出力電圧に比例した閾値設定用電圧を得る
ものであることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のＦＳＫ変調波復調装置。 - （３）弾性表面波遅延線は、牢電基板上に少くとも一つ
の送信用すだれ状電極と、二つの受信用すだれ状゛電極
によって構成され、前記二つの受信用すだれ状電極はＦ
ＳＸ変調波の構成要素となっている周波数ｆｌ＋ｆ２の
少くとも一方の周波数における各遅延線から出力される
信号の位相差がｎを自然数とするときｎπに略等しくな
るよう配置されていることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載のＦＳＸ変調波復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4073983A JPS59168753A (ja) | 1983-03-14 | 1983-03-14 | Ｆｓｋ変調波復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4073983A JPS59168753A (ja) | 1983-03-14 | 1983-03-14 | Ｆｓｋ変調波復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59168753A true JPS59168753A (ja) | 1984-09-22 |
Family
ID=12588997
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4073983A Pending JPS59168753A (ja) | 1983-03-14 | 1983-03-14 | Ｆｓｋ変調波復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59168753A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002183685A (ja) * | 2000-12-19 | 2002-06-28 | Koji Toda | 超音波個人識別カードシステム |
| JP2007201946A (ja) * | 2006-01-27 | 2007-08-09 | Epson Toyocom Corp | 送信装置および送受信システム |
| US7291904B2 (en) * | 2004-04-28 | 2007-11-06 | Fujitsu Media Devices Limited | Downsized package for electric wave device |
-
1983
- 1983-03-14 JP JP4073983A patent/JPS59168753A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002183685A (ja) * | 2000-12-19 | 2002-06-28 | Koji Toda | 超音波個人識別カードシステム |
| JP4626879B2 (ja) * | 2000-12-19 | 2011-02-09 | 耕司 戸田 | 超音波個人識別カードシステム |
| US7291904B2 (en) * | 2004-04-28 | 2007-11-06 | Fujitsu Media Devices Limited | Downsized package for electric wave device |
| JP2007201946A (ja) * | 2006-01-27 | 2007-08-09 | Epson Toyocom Corp | 送信装置および送受信システム |
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