JPS589516Y2 - 電流型インバ−タの制御装置 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は経済的で、しかも始動の安定性を高め得るよう
にした電流型インバータの制御装置に関するものである
。

電流型インバータを誘導加熱用電源として使用するとき
、始動用負荷のタンク回路の誘起電圧が発生しないため
、負荷転流ができない。

このため始動回路を取付け、タンク回路に電圧を誘起さ
せるその後負荷転流をする必要がある。

第１図は従来Ｑつ電流型インバータの一例を示す回路図
であって、同図においてはＲｆは供給される三相交流入
力を整流して直流出力を送出する順変換器、Ｌｄは直流
リアクトル、Ｓｌ、Ｓ４は始動用補助サイリスク、Ｓ２
．Ｓ３．Ｓ５．Ｓ６は主サイリスク、Ｌｏは転流リアク
トル、ＴＣは誘導加熱用コイルＬ２と力率調整用コンデ
゛ンサＣ２とからな負荷のタンク回路、Ｃ１はコンデン
サ、Ｒ１は放電抵抗である。

このように横取された第１図回路では、始動時に転流失
敗すると、事故電流が補助サイリスタＳ１．Ｓ４を通し
て流れる可能性があるため、補助サイリスタＳ１．Ｓ４
の容量を小さくすることができなかった。

またスタート時Ａ−Ｂ間の電圧一定制御をせずに最初か
ら電圧−周波数変換器出力の発振周波数で運転するので
、コンデンサＣ１の初期充電のレベルと発振器の周波数
を調整しないと動作しない。

すなわち、第６図ａに示すようにコンデンサＣ１の充電
電圧がＶｃ２のときは、時刻ｔ２′でコンデンサＣ１の
電圧はまだ正方向のためインバータがうまく動作しない
。

このため始動電圧レベルとスタートの発振パルスを一定
関係にしないと始動できない欠点がある。

さらに始動時、始動用直列回路（Ｓｌ、Ｃ１゜ＴＣ，Ｓ
６あるいはＳ３．ＴＣ２Ｃ１，Ｓ４で横取される）の各
サイリスタ８１ 、８６ ８３ ＋ ８４運転中、第１
図回路には第２図に示す限流抵抗Ｒ２，Ｒ３がないので
、Ｌ−Ｃ回路のシリーズ動作となり、コンデンサの電圧
が上昇しずきてサイリスクを破損させることがある。

本考案はこのような従来の問題点を解決するためになさ
れたもので、以下実施例を用いて説明する。

第２図は本考案による電流型インバータの一実施例を示
す回路図であって、第１図と同じものあるいは同じ機能
を有するものには同符号を用いている。

第２図においてＲ２，Ｒ３は限流抵抗である。第３図は
第２図の制御装置の一実施例を示すブロック図であって
、同図において１は第２図のインバータのＡ−Ｂ間の出
力電圧ｖＡ−Ｂの波高値を検出する波高値検出回路であ
って、この波高値検出回路１はＡ−Ｂ間電圧■Ａ−Ｂが
ある一定電圧値になったらパルスを発生し、分周回路２
を介して切換回路３へ信号ａとして供給する。

ここで第３図の波高値検出回路１の具体例を第４図を用
いて示す。

第４図において、Ｒ４−Ｒ７は抵抗、ＡＰｌ。

Ａｒ１はつき合せ回路、ＣＰｌ、ＣＦ２は比較器、ＤＣ
ｏ、ＤＣ２は微分回路、ＰＴｌ、ＰＴ２はパルストラン
ス、ＳＣは設定器、ＣＯＭは基準電位線、Ｐは正電位線
である。

同図において第２図のＡ−Ｂ間の電圧が第４図のＡ−Ｂ
間に印加され、その分圧出力がつき合せ回路ＡＰ１に供
給されると、つき合せ回路ＡＰ１は設定器ＳＣからの設
定出力との偏差信号を比較回路ＣＰ、に供給し、ここで
正側の波高値に対応する設定値と比較され、微分回路Ｄ
Ｃ１パルストランスＰＴ１を介して後段の分周回路２へ
信号Ｃとして供給され、また別の分圧出力がつき合せ回
路ＡＰ２に供給されると、つき合せ回路−Ａｒ１は設定
器ＳＣからの設定出力との偏差信号を比較回路ＣＰ２に
供給し、ここで負側の波高値に対応する設定値と比較さ
れ、微分回路ＤＣ２パルストランスＰＴ２を介して後段
の分周回路２へ信号ｄとして供給される。

また第３図において、４はインバータの出力側に設けら
れた転流余裕時間検出回路、５はつき合せ回路であって
、このつき合せ回路５は、この転流余裕時間検出回路４
の出力Ｃと始動時の転流余裕角を設定する転流余裕角設
定回路６の出力ｄと単安定マルチバイブレータＴの出力
ｅとをつき合せて得られる偏差信号を積分増幅器８．電
圧−周波数変換器９を介して分周回路１０および単安定
マルチバイブレーク７に供給する。

この分周回路１０の出力は信号すとして前記切換回路３
に供給される。

また１１は切換回路３の出力とゲート切換回路１２の出
力にもとづき、インバータのサイリスクゲート、すなわ
ち補助サイリスタＳ ｌ ｙ Ｓ４．＋主サイリスタＳ
２．Ｓ３．Ｓ５．Ｓ６のゲートを制御するゲート論理回
路である。

また１３はタイマであって、このタイマ１３は初めタイ
マ駆動信号が供給されるとタイマ動作を開始するととも
にその出力により始動時の転流余裕角設定回路６を動作
せしめると同時にゲート切換回路１２を動作せしめサイ
リスタＳ１．Ｓ６−８３．Ｓ４の運転に入るようにサイ
リスクゲートを切換える。

また前記切換回路３は始動後、ｔ２時にタイマ１３から
検出の切換パルスＸが与えられると、入力信号ａ、ｂの
周波数が近いことおよび互の位相が同期したことを検出
して、ａの信号をゲート論理回路１１へ供給していたの
を、ｂの信号をゲート論理回路１１へ供給するように切
換えると同時にこの切換時点ｔ２で切換回路３は出力信
号（検出の切換完了信号）ｙをタイマ１３へ送出し、一
定時間（検出の切換が完了し安定になった時間）後ｔ３
時点で、タイマ１３の出力２により、転流余裕角設定回
路６の動作を停止せしめ始動時の転流余裕角（δ）設定
量を零とするとともにゲート切換回路１２に対し、補助
サイリスクから主サイリスタへ切換信号が与えられるよ
うに、即ちサイリスタＳ１．Ｓ４のゲートをオフとし、
サイリスタＳ２．Ｓ５のゲートに信号が与えられるよう
にし、従ってサイリスタＳ２゜Ｓ６−Ｓ３．Ｓ５の運転
に入るようにゲート切換信号を送出するように行なわせ
る。

次に動作について第２図、第３図を用いて説明する。

始動時にまずサイリスタＳ１．Ｓ６を点弧させ、コンデ
ンサＣ１を図示の如く充電させる。

方タイマ１３は駆動信号により動作し、その出力２によ
り始動時の転流余裕角設定回路６を動作させると共にゲ
ート切換回路１２を第５図ｃ ＝ ｈのゲート波形に示
されるようにサイリスクＳ１． Ｓ６−Ｓ３．Ｓ４を点
弧するようにゲート切換信号を送出させる。

次にサイリスタｓ３．ｓ４に第５図ｅ。ｆに示す如く始
動パルスを与え、コンデンサＣ１を反対向きに充電する
。

そしてその後ｔ２′時点でＡ−Ｂ間がある一定電圧値に
なったら、波高値検出回路１からパルスを発生し、その
パルス出力を分周回路２．切換回路３．ゲート論理回路
１１を介してインバータのサイリスクゲートへ、すなわ
ち、波高値検出回路１の出力が正電圧（Ｃ信号）のとき
はサイリスタＳ３．Ｓ４のゲートへ、また負電圧（ｄ信
号）のときはサイリスタｓ１．ｓ６のゲートへ信号を与
える。

この制御によりインバータの出力側のＡ−Ｂ間の電圧は
常に一定になるように波高値検出回路１はパルスを発生
し、第５図の４２時点までの制御が行なわれる。

すなわちｔ２′かう４２時点までは第５図に示すように
Ａ Ｂ間型圧ｖＡ−Ｂ一定電圧制御である。

タイマ１３は始動後１２時に検出の切換パルスＸを切換
回路３に与え、切換回路３はこの信号Ｘが入った時点か
らａ、ｔ）の信号が同期しているか、周波数差があるバ
ンドに入っているかを判断し、入力信号ａ。

ｂの周波数があるバンドに入っていることおよび両者の
位相が同期したことを検出して切換回路３の出力信号を
入力信号ａから入力信号すの方へ切換える。

この切換時点ｔ２において、切換回路３の出力（検出の
切換完了信号）ｙはタイマ１３に供給される。

一方、切換時点ｔ２から一定時間後ｔ３（こ至るまで電
圧−周波数変換器９の出力にもとづくｂ信号が切換回路
３を介してゲート論理回路１１に供給されることになり
、このｂ信号（こもとづいてインバータのサイリスタは
第５図に示すように運転される。

ここで電圧−周波数変換器９の出力同波数は積分増幅器
８の入力信号すなわち、転流余裕時間検出回路４の出力
Ｃと始動時の転流余裕角設定回路６の出力ｄの単安定マ
ルチバイブレーク７の出力ｅとの偏差信号が零となる。

（Ｃ≦ｄ＋ｅ）となるように動作する。

なおｅは主サイリスク運転時における転流余裕角設定量
で、ｄは補助サイリスタを切換した直後（サイリスクｓ
１，５６−ｓ３．ｓ４運転からサイリスタＳ２．Ｓ６−
Ｓ３． Ｓ５運転時）の安定性を増すための始動時の転
流余裕角（δ）の増加量である。

次に４２時点から一定時間後、即ち検出の切換が完了し
安定になった時間後ｔ３時点をみはからって、タイマ１
３は出力２により、始動時の転流余裕角設定回路６の動
作を停止せしめ始動時の転流余裕角（δ）設定量を零と
すると共にゲート切換回路１２に対し、サイリスタＳ１
．Ｓ４のゲートをオフとし、サイリスタＳ２．Ｓ５のゲ
ートに信号が与えられるように、従ってサイリスクＳ２
．Ｓ６−８３．Ｓ５の運転に入るようにゲート切換信号
を送出するように行なわせる。

４３時点後は主サイリスタＳ２．Ｓ６とＳ３．Ｓ５の交
互の導通によってインバータは運転され、転流余裕時間
は単安定マルチバイブレータ７で設定された巾で動作す
る。

次にこのように構成された第２図、第３図の本考案回路
では始動時に転流失敗しても抵抗Ｒ２゜Ｒ３を使用して
事故電流を限流しているため、補助サイリスタＳ１．Ｓ
４は始動時のみの定格を考えて使用できるため経済的と
なる。

またサイリスクｓ、、５６−ｓ３．ｓ４運転中、抵抗Ｒ
２，Ｒ３があるので、Ｌ−Ｒ−Ｃ回路の動作となりコン
デンサの電圧上昇を抑さえることができる。

さらに、スタート時Ａ−Ｂ間の電圧一定制御方式を採用
し、始動の安定性が増加する。

すなわちＡ−Ｂ間の電圧一定制御をせずに最初から電圧
周波数変換器の出力の発振周波数で運転する場合、コン
デンサＣ１に対する初期充電のレベルと発振器の周波数
を調整しないと動作しない。

ところが本考案ではスタート時Ａ−Ｂ間の電圧一定制御
方式を採用しており、サイリスタｓ１．ｓ６を点弧し、
コンデンサＣ１の充電電圧が第６図ａに示すように■Ｃ
１に充電された後、ｔ１時点でサイリスタＳ３．Ｓ４を
点弧し、これによりコンデンサＣ１の極性が反転し始め
、サイリスタＳ１．Ｓ６の点弧時であるｔ２′時点で、
コンデンサＣ１の極性が負方向に反転しているため、イ
ンバータ、は正常に運転される。

このようにインバータ始動が安定に行なえる。

上述したように本考案による電流型インバータの制御装
置を用いれば、次のような種々の効果を奏する。

（１）スタート時Ａ−Ｂ間電圧一定制御方式（第２図、
第３図参照）の採用により始動の安定性が増加する。

（２）補助サイリスタは始動時のみの定格を考えて使用
できるので、経済的となる。

（３）始動時Ｌ−Ｒ−Ｃ回路動作となり、コンデンサＣ
１（第２図参照）の電圧上昇を抑えることができ、サイ
リスクの破損を防止できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電流型インバータの一例を示す回路図、
第２図は本考案による電流型インバータの一実施例を示
す回路図、第３図は第２図の制御装置の一実施例を示す
ブロック図、第４図は第２図の波高値検出回路１の具体
例を示す回路図、第５図ａ−１１，第６図ａ−ｅは第２
図の動作説明図であって、図中Ｒｆは順変換器、Ｓｌ、
Ｓ４は補助サイリスク、Ｓ２．Ｓ３．Ｓ５．Ｓ６は主サ
イリスク、ＴＣはタンク回路、Ｒ１，Ｒ３は抵抗、Ｃ１
はコンデンサ、１は波高値検出回路、３は切換回路、４
は転流余裕時間検出回路、５はつき合せ回路、６は転流
余裕角設定回路、７は単安定マルチバイブレーク９は電
圧−周波数変換器、１１はゲート論理回路、１２はゲー
ト切換回路を示す。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 順変換器と、複数の主サイリスクの順方向直列体が複数
   並列接続されて電力をタンク回路に供給する逆変換器と
   、この逆変換器に並列接続され、かつ補助サイリスタを
   複数順方向に直列接続してなる直列回路と、この直列回
   路を構成する補助サイリスク同志の接続点と前記主サイ
   リスタの一つの直列体を構成する主サイリスク同志の一
   方の接続点との間に接続され、かつ始動用コンデンサと
   抵抗を並列接続してなる回路とを設け、前記逆変換器の
   始動時に始動用直列回路の各サイリスクをゲート回路を
   介して制御し、この制御時における始動用コンデンサ充
   電後に逆変換器を運転するようにした電流型インバータ
   において、前記各補助サイリスクに夫々直列接続された
   限流抵抗と、前記補助サイリスクと限流抵抗からなる直
   列体同志の接続点Ａと前記主サイリスタの他の直列体を
   構成する主サイリスク同志の接続点Ｂとの間に接続され
   、前記始動用コンデンサ充電後の接続点Ａ。 Ｂ間の出力波高値を検出し、前記ゲート回路を介して始
   動用直列回路の各サイリスクを制御しＡ。 Ｂ間定電圧制御を行なう為の波高値検出回路と、この波
   高値検出回路に基づくＡ、Ｂ間定電圧制御時間を決定す
   るタイマーと、前記逆変換器の出力側に設けられた転流
   余裕時間検出回路と、前記波高値検出回路の出力信号を
   前記タイマーにてオフに切り換えた後前記始動用直列回
   路の各サイリスクに対する始動時の転流余裕角を設定す
   る為の第１の転流余裕角設定回路と、前記タイマーにて
   切り換えられ前記第１の転流余裕角設定回路の運転終了
   後の主サイリスクのみの運転時の転流余裕角を設定する
   第２の転流余裕角設定回路と、前記転流余裕時間検出回
   路の出力と前記第１の転流余裕角設定回路の出力と前記
   第２の転流余裕角設定回路の出力との偏差をとり、その
   偏差信号を送出するつき合わせ回路と、このつき合わせ
   回路の偏差信号が供給される電圧−周波数変換器と、前
   記波高値検出回路からの出力と前記電圧−周波数変換器
   の出力の画周波数が近いことおよび互いの位相が同期し
   たことを条件に前記波高値検出回路の出力に代って前記
   電圧−周波数変換器の出力に基づきゲート回路を介して
   前記補助サイリスクおよび主サイリスタにゲート信号を
   送出する切換回路とを備えたことを特徴とする電流型イ
   ンバータの制御装置。