JPS5868316A - ノツチフイルタ - Google Patents
ノツチフイルタInfo
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- JPS5868316A JPS5868316A JP16583581A JP16583581A JPS5868316A JP S5868316 A JPS5868316 A JP S5868316A JP 16583581 A JP16583581 A JP 16583581A JP 16583581 A JP16583581 A JP 16583581A JP S5868316 A JPS5868316 A JP S5868316A
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- JP
- Japan
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- circuit
- resistance
- bridge
- output
- frequency
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- Granted
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/126—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using a single operational amplifier
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- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、入力信号中の特定の周波数成分を除去するノ
ツチ特性のＱを一定め伝達比の基に調整できるＣ−Ｒ能
動型のノツチフィルタに関するものである。
ツチ特性のＱを一定め伝達比の基に調整できるＣ−Ｒ能
動型のノツチフィルタに関するものである。
第１図は、周知のこの種のＣＲの並列Ｔ型回路を用いた
ノツチフィルタを示すものであり、出力信号を抵抗器Ｒ
１及びＲ２により分圧してバッファ増幅器Ａ２を介して
正帰還することによりノツチ特性のＱを設定でき、また
分圧比を調整することにより伝達比を一定に保持したま
までＱを＊Ｕすることが可能である。しかしながら、こ
のノツチフィルタでは並列Ｔ型回路１の総容量が大きく
、ハイブリッドＩＣ化して形状を小型化する場合に不都
合であり、コスト的にも問題であった。また、ノツチ周
波数を２段階に切換えるために並列Ｔ型回路１の抵抗値
Ｒを切換える場合３個所に直列抵抗器及びこれに並列の
アナログスイッチを追加する必要があるタケでなく、バ
ッファ増幅器Ａ１の入力インピーダンスは並列Ｔ型回路
１の出力インピーダンスに対して充分大きくしておかね
ばならないために、バッファ増幅器Ａ１の入・力側に追
加されるアナログスイッチは、対応して高インピーダン
スで駆動し得るものを使用せねはならなかった。さらに
、ノツチフィルタはしばしば帯域フィルタと組合わせて
使用する場合があり、例えば生体信号の増幅回路にノツ
チフィルタをハム除去用に使用するとステップ応答が第
２図の如く撮動的になるために第１図で点線で示すよう
にローパスフィルタを追加する必要がるり、フィルタの
小型化を増々困難にしていた。
ノツチフィルタを示すものであり、出力信号を抵抗器Ｒ
１及びＲ２により分圧してバッファ増幅器Ａ２を介して
正帰還することによりノツチ特性のＱを設定でき、また
分圧比を調整することにより伝達比を一定に保持したま
までＱを＊Ｕすることが可能である。しかしながら、こ
のノツチフィルタでは並列Ｔ型回路１の総容量が大きく
、ハイブリッドＩＣ化して形状を小型化する場合に不都
合であり、コスト的にも問題であった。また、ノツチ周
波数を２段階に切換えるために並列Ｔ型回路１の抵抗値
Ｒを切換える場合３個所に直列抵抗器及びこれに並列の
アナログスイッチを追加する必要があるタケでなく、バ
ッファ増幅器Ａ１の入力インピーダンスは並列Ｔ型回路
１の出力インピーダンスに対して充分大きくしておかね
ばならないために、バッファ増幅器Ａ１の入・力側に追
加されるアナログスイッチは、対応して高インピーダン
スで駆動し得るものを使用せねはならなかった。さらに
、ノツチフィルタはしばしば帯域フィルタと組合わせて
使用する場合があり、例えば生体信号の増幅回路にノツ
チフィルタをハム除去用に使用するとステップ応答が第
２図の如く撮動的になるために第１図で点線で示すよう
にローパスフィルタを追加する必要がるり、フィルタの
小型化を増々困難にしていた。
よって本発明は、より小型化することができ、かつ安価
な冒頭に述べた種類のノツチフィルタを提供することを
目的とする。そしてこの目的は、本発明によれは前述の
如く帯域フィルタとの併用の有用性に鑑みて小型化・低
コスト化のためにウィーンブリッジを利用し、さらにＱ
の調整による伝達比の変化を回避するために帯域フィル
タの減衰量の範囲でＱ調整を行わせることにより解決す
る。
な冒頭に述べた種類のノツチフィルタを提供することを
目的とする。そしてこの目的は、本発明によれは前述の
如く帯域フィルタとの併用の有用性に鑑みて小型化・低
コスト化のためにウィーンブリッジを利用し、さらにＱ
の調整による伝達比の変化を回避するために帯域フィル
タの減衰量の範囲でＱ調整を行わせることにより解決す
る。
次に本発明を図示の実施例を基に説明する。。
第３図において、抵抗器Ｒ１１及びコンデンサＣ１ｌの
直列回路と、コンデンサＣＩ２及び抵抗器Ｒ１２の並列
回路と、抵抗器Ｒ１３から成る第１の抵抗回路と、直並
列の抵抗器Ｒ１４〜Ｒ１６から成る第２の抵抗回路とが
、それぞれを辺とするウィーンブリッジを構成し、抵抗
器Ｒ１３及び直列回路Ｒ１１，Ｃ１ｌの辺接続点が信号
入力端子とし、直列回路Ｒ１１，Ｃ１ｌ及び並列回路Ｃ
Ｉ２． Ｒ１２の辺接続点が差動増幅器Ａｌｌの一入力
端子にそして抵抗器Ｒ１３及び直並列の抵抗器Ｒ４の自
由端の辺接続点はその十入力端子に接続し、また並列回
路Ｃ１２，Ｒ１２及び直並列の抵抗器Ｒ１５の自由端の
辺接続点には差動増幅器Ａｌｌの出力端子が接続してい
る。また、直並列の抵抗器Ｒ１４〜Ｒ１６のうち両並列
抵抗器Ｒ１５，Ｒ１６の自由端間には抵抗器Ｒ１７及び
コンデンサＣ１３より成るローパスフィルタ及びバッフ
ァ増〜１器Ａ１２が接続している。そしてこれらの抵抗
器Ｒ１５及びＲ１６の自由端はそれぞれ増幅器Ａｌｌ、
Ａｌ１の出力端で低インピーダンスにされ、したがっ
て直並列の抵抗器Ｒ１４〜Ｒ１６の合成抵抗値が、ウィ
ーンブリッジの前述の第２の抵抗回路の辺抵抗値となる
。
直列回路と、コンデンサＣＩ２及び抵抗器Ｒ１２の並列
回路と、抵抗器Ｒ１３から成る第１の抵抗回路と、直並
列の抵抗器Ｒ１４〜Ｒ１６から成る第２の抵抗回路とが
、それぞれを辺とするウィーンブリッジを構成し、抵抗
器Ｒ１３及び直列回路Ｒ１１，Ｃ１ｌの辺接続点が信号
入力端子とし、直列回路Ｒ１１，Ｃ１ｌ及び並列回路Ｃ
Ｉ２． Ｒ１２の辺接続点が差動増幅器Ａｌｌの一入力
端子にそして抵抗器Ｒ１３及び直並列の抵抗器Ｒ４の自
由端の辺接続点はその十入力端子に接続し、また並列回
路Ｃ１２，Ｒ１２及び直並列の抵抗器Ｒ１５の自由端の
辺接続点には差動増幅器Ａｌｌの出力端子が接続してい
る。また、直並列の抵抗器Ｒ１４〜Ｒ１６のうち両並列
抵抗器Ｒ１５，Ｒ１６の自由端間には抵抗器Ｒ１７及び
コンデンサＣ１３より成るローパスフィルタ及びバッフ
ァ増〜１器Ａ１２が接続している。そしてこれらの抵抗
器Ｒ１５及びＲ１６の自由端はそれぞれ増幅器Ａｌｌ、
Ａｌ１の出力端で低インピーダンスにされ、したがっ
て直並列の抵抗器Ｒ１４〜Ｒ１６の合成抵抗値が、ウィ
ーンブリッジの前述の第２の抵抗回路の辺抵抗値となる
。
抵抗器Ｒ１１及びＲ１２の抵抗値をＲ１コンデンサＣ１
ｌ及びＣＩ２の容量をＣとすると、ウィーンブリッジの
平衡周波数即ちノツチ周波数ｆｏ −抵抗器Ｒ１３と直
並列の抵抗器Ｒ１４〜Ｒ１６との抵抗値の比は、ノツチ
周波数ｆｏに対して直列回路Ｒ１１，Ｃ１ｌ及び並列回
路Ｒ１２，Ｃ１２の呈するインピーダンスに対応して周
知の如く２：１に設定されている。まだ、ローパスフィ
ルタＲ１７゜Ｃ１３のしゃ新局波数ｆ１は、ノツチ周波
数ｔｏの信号成分に減衰を与え得る周波数例えばｆｔ＝
ｆｏ／２に設定する。
ｌ及びＣＩ２の容量をＣとすると、ウィーンブリッジの
平衡周波数即ちノツチ周波数ｆｏ −抵抗器Ｒ１３と直
並列の抵抗器Ｒ１４〜Ｒ１６との抵抗値の比は、ノツチ
周波数ｆｏに対して直列回路Ｒ１１，Ｃ１ｌ及び並列回
路Ｒ１２，Ｃ１２の呈するインピーダンスに対応して周
知の如く２：１に設定されている。まだ、ローパスフィ
ルタＲ１７゜Ｃ１３のしゃ新局波数ｆ１は、ノツチ周波
数ｔｏの信号成分に減衰を与え得る周波数例えばｆｔ＝
ｆｏ／２に設定する。
以下、動作を第４図を参照して説明する。
入力信号が直流の場合、差動増幅器Ａｌｌの出力電圧は
ローパスフィルタＲ１７，Ｃ１３で減衰スること無く抵
抗器Ｒ１６”Ｋ加わり、シ゛たがって出力電圧は分圧さ
れること無くそのまま正帰還され、負帰還率も１である
ために伝達比は１になる。入力信号の周波数が徐々に高
くなりローパスフィルタＲ１７，Ｃ１３で減衰が生じ始
めると抵抗器Ｒ１５及びＲ１６間に電圧降下が生じ、こ
れらの分圧比に対応して正帰還電圧が減少するために差
動増幅器Ａｌｌの出力は徐々に減少し始める。
ローパスフィルタＲ１７，Ｃ１３で減衰スること無く抵
抗器Ｒ１６”Ｋ加わり、シ゛たがって出力電圧は分圧さ
れること無くそのまま正帰還され、負帰還率も１である
ために伝達比は１になる。入力信号の周波数が徐々に高
くなりローパスフィルタＲ１７，Ｃ１３で減衰が生じ始
めると抵抗器Ｒ１５及びＲ１６間に電圧降下が生じ、こ
れらの分圧比に対応して正帰還電圧が減少するために差
動増幅器Ａｌｌの出力は徐々に減少し始める。
即ち分圧器Ｒ１５，Ｒ１６の分圧比を変化させると（直
並列回路Ｒ１４〜Ｒ１６の合成抵抗値は常に一定に保持
する）、分圧比の小から大、つ捷りＱの小から大方向の
変化に対して第４図、（ａ）の如く変化し、分圧比が零
の状態で周波数ｆＩｅと対して充分尚い周波数では抵抗
器Ｒ１３及び直並列の抵抗器Ｒ１４〜Ｒ１６の合成抵抗
（この場合Ｒ１４が接地された状態になる）との比即ち
２：１に対地、して伝達比は１乃になる。ローパスフィ
ルタＲ１７，Ｃ１３を経由したバッファ増幅器ＡＩ２の
出力電圧の周波数応答は第４図、（ｂ）に示すように低
域が減衰する。この間入力信号の周波数が７ソチ周波数
ｆ、に近ずくと、差動入力は零に近すき、ノツチ周波数
ｆｏでは同相・零入力となり、差動増幅器Ａｌｌの出力
電圧はディップ状に変化する。そしてこの周波数ｆｏの
領域ではローパスフィルタＲ１７，Ｃ１３で減衰が与え
られているために抵抗器Ｒ１５，Ｒ１６による分圧比の
調整即ち正帰還率の調整によりＱの調整が可能になる。
並列回路Ｒ１４〜Ｒ１６の合成抵抗値は常に一定に保持
する）、分圧比の小から大、つ捷りＱの小から大方向の
変化に対して第４図、（ａ）の如く変化し、分圧比が零
の状態で周波数ｆＩｅと対して充分尚い周波数では抵抗
器Ｒ１３及び直並列の抵抗器Ｒ１４〜Ｒ１６の合成抵抗
（この場合Ｒ１４が接地された状態になる）との比即ち
２：１に対地、して伝達比は１乃になる。ローパスフィ
ルタＲ１７，Ｃ１３を経由したバッファ増幅器ＡＩ２の
出力電圧の周波数応答は第４図、（ｂ）に示すように低
域が減衰する。この間入力信号の周波数が７ソチ周波数
ｆ、に近ずくと、差動入力は零に近すき、ノツチ周波数
ｆｏでは同相・零入力となり、差動増幅器Ａｌｌの出力
電圧はディップ状に変化する。そしてこの周波数ｆｏの
領域ではローパスフィルタＲ１７，Ｃ１３で減衰が与え
られているために抵抗器Ｒ１５，Ｒ１６による分圧比の
調整即ち正帰還率の調整によりＱの調整が可能になる。
つまり、分圧比が大きくなる程、ノツチ周波数ｆｏの両
側のレベルが上昇するために高いＱが得られる。かくし
て、通過帯域の伝達比を１にしたままで、抵抗器Ｒ１４
〜Ｒ１６の設定によりノツチ特性のＱ調整が可能になる
。
側のレベルが上昇するために高いＱが得られる。かくし
て、通過帯域の伝達比を１にしたままで、抵抗器Ｒ１４
〜Ｒ１６の設定によりノツチ特性のＱ調整が可能になる
。
ＩＰＩＪ 、ｔば、第３図のノツチフィルタを心電計に
利用する場合、伝達率比を一定にした１１５０及び６０
Ｈｚの画周波数のハムを所望のレベルで除去するような
Ｑの設定が可能になり、この際高域が減衰することによ
り第２図ＶＣ示すようなステップ応答の振動も無くなり
、ＳＴ波の歪みに起因する誤診もなくなる。同様な特性
が、第１図のノツチフィルタにおいて点線で示すローノ
（スフィルタを追加することにより得られるが、本発明
によればノツチフィルタ自身のＣＲ素子の数が簡になり
、特に増幅器の直流入力抵抗値を同一にした場合容量を
全体で箇にでき、またバッファ増幅器Ａ２は不要になる
。
利用する場合、伝達率比を一定にした１１５０及び６０
Ｈｚの画周波数のハムを所望のレベルで除去するような
Ｑの設定が可能になり、この際高域が減衰することによ
り第２図ＶＣ示すようなステップ応答の振動も無くなり
、ＳＴ波の歪みに起因する誤診もなくなる。同様な特性
が、第１図のノツチフィルタにおいて点線で示すローノ
（スフィルタを追加することにより得られるが、本発明
によればノツチフィルタ自身のＣＲ素子の数が簡になり
、特に増幅器の直流入力抵抗値を同一にした場合容量を
全体で箇にでき、またバッファ増幅器Ａ２は不要になる
。
尚、場合によっては直並列回路Ｒ１４〜Ｒ１６のうち、
直列の抵抗器Ｒ１４は廃市し、並列の抵抗器Ｒ１５及び
Ｒ１６による分圧器のみで辺抵抗を形成させることも可
能である。４ノツチ周波数を例えば５０及び６０Ｈｚ間
で切換える場合、第５図に示す如く追加の抵抗器Ｒ１１
′及びＲ１２′に並列の２個のアナログスイッチＳｌｌ
及びＳ１２をそれぞれ低インビータ′ンス点に接続する
ことができる。
直列の抵抗器Ｒ１４は廃市し、並列の抵抗器Ｒ１５及び
Ｒ１６による分圧器のみで辺抵抗を形成させることも可
能である。４ノツチ周波数を例えば５０及び６０Ｈｚ間
で切換える場合、第５図に示す如く追加の抵抗器Ｒ１１
′及びＲ１２′に並列の２個のアナログスイッチＳｌｌ
及びＳ１２をそれぞれ低インビータ′ンス点に接続する
ことができる。
Ｑを任意に調整可能にするには、第６図に示すように前
述の第２の抵抗回路を抵抗器Ｒ２１、バッファ増幅器Ａ
２１及び並列抵抗として機能する可変抵抗器ＲＶ２１よ
り構成し、可変抵抗器ＫＶ２１の分圧電圧を低インピー
ダンスで抵抗器Ｒ２１を通して正帰還させる。
述の第２の抵抗回路を抵抗器Ｒ２１、バッファ増幅器Ａ
２１及び並列抵抗として機能する可変抵抗器ＲＶ２１よ
り構成し、可変抵抗器ＫＶ２１の分圧電圧を低インピー
ダンスで抵抗器Ｒ２１を通して正帰還させる。
第７図は通過帯域を高域にするために、第３図において
ローパスフィルタＲ１７，Ｃ１３を）・イバスフィルタ
Ｒ３１，Ｃ３１で置換したものである。
ローパスフィルタＲ１７，Ｃ１３を）・イバスフィルタ
Ｒ３１，Ｃ３１で置換したものである。
この場合低域ではバッファ増幅器Ａ１２の出力電圧が減
衰するだめにしゃ新局波数ｆ１がノツチ周波数ｆｏより
も高く、例えば２倍に設定されていると、第８図に示す
ようにバッファ増幅器Ａ１２の出力端では高域の通過帯
域における伝達比が一定で、かつＱの調整され得る応答
特性が得られる。
衰するだめにしゃ新局波数ｆ１がノツチ周波数ｆｏより
も高く、例えば２倍に設定されていると、第８図に示す
ようにバッファ増幅器Ａ１２の出力端では高域の通過帯
域における伝達比が一定で、かつＱの調整され得る応答
特性が得られる。
尚、本発明によるウィーンブリッジ回路は、コンデンサ
及び抵抗器の直列回路及び並列回路を相互に入れ替える
ようにして構成することもでき、この場合、第３図につ
いて説明すればこれらの辺接続点を差動増幅器Ａｌｌの
十入力端子に接続し、抵抗器ｔＬ１３及び直並列の抵抗
器Ｒ１４〜Ｒ１６の抵抗値の比も逆にしてこれらの辺接
続点を一入力端子に接続する。抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２及
びコンデンサＣ１ｌ、 １２ はそれぞれ異った値に
してこれらにより定まる平衡状態でのインピーダンス比
に他の２辺の抵抗比を設定することもできる。
及び抵抗器の直列回路及び並列回路を相互に入れ替える
ようにして構成することもでき、この場合、第３図につ
いて説明すればこれらの辺接続点を差動増幅器Ａｌｌの
十入力端子に接続し、抵抗器ｔＬ１３及び直並列の抵抗
器Ｒ１４〜Ｒ１６の抵抗値の比も逆にしてこれらの辺接
続点を一入力端子に接続する。抵抗器Ｒ１１，Ｒ１２及
びコンデンサＣ１ｌ、 １２ はそれぞれ異った値に
してこれらにより定まる平衡状態でのインピーダンス比
に他の２辺の抵抗比を設定することもできる。
以上の説明から明らかなように、ウィーンブリッジへ平
衡状態で差動出力が零になるように差動増幅器を接続し
、これに帯域フィルタを後続させ、差動出力と帯域フィ
ルタ出力との差電圧を分圧帰還させることによりその分
圧比に応じたＱ調整が可能になり、この際通過帯域の信
号に対する伝達比は一定にできる。そして帯域フィルタ
の出力端では帯域通過及びノツチ特性を備えた伝達特性
が得られ、差動増幅器の出力端にはノツチ特性に近い伝
達特性が得られる。
衡状態で差動出力が零になるように差動増幅器を接続し
、これに帯域フィルタを後続させ、差動出力と帯域フィ
ルタ出力との差電圧を分圧帰還させることによりその分
圧比に応じたＱ調整が可能になり、この際通過帯域の信
号に対する伝達比は一定にできる。そして帯域フィルタ
の出力端では帯域通過及びノツチ特性を備えた伝達特性
が得られ、差動増幅器の出力端にはノツチ特性に近い伝
達特性が得られる。
しかも、ノツチフィルタＯＣＲ素子の必要な部品数が少
く、総容量も小さくなるため帯域通過特性との複合化に
も拘わらず・・イブリッドＩＣ化が、低コスト・小型で
実現可能となる。ノツチ周波数の切換えも通常の安価な
アナログスイッチで行うことができるようになる。
く、総容量も小さくなるため帯域通過特性との複合化に
も拘わらず・・イブリッドＩＣ化が、低コスト・小型で
実現可能となる。ノツチ周波数の切換えも通常の安価な
アナログスイッチで行うことができるようになる。
第１図は周知の並列Ｔ型の７ソチフイルタ、第２図はそ
のステップ応答波形、第３図は本発明のウィーンブリッ
ジ型のノツチフィルタ例、第４図は第３図によるノツチ
フィルタの周波数応答特性、第５図、第６図及び第７図
は第３図によるノツチフィルタの変形例並びに第８図は
第７図によるノツチフィルタの周波数応答特性を示す。 墓１目 党２団 墓３２
のステップ応答波形、第３図は本発明のウィーンブリッ
ジ型のノツチフィルタ例、第４図は第３図によるノツチ
フィルタの周波数応答特性、第５図、第６図及び第７図
は第３図によるノツチフィルタの変形例並びに第８図は
第７図によるノツチフィルタの周波数応答特性を示す。 墓１目 党２団 墓３２
Claims (1)
- コンデンサ及び抵抗器の直列回路と、コンデンサ及び抵
抗器の並列回路と、第１の抵抗回路と、第２の抵抗回路
とを４辺とするウィーンブリッジを構成し、前記直列回
路及び前記並列回路の第１の辺接続点と、前記第１及び
第２の抵抗回路の第２の辺接続点とを差動増幅器の入力
端子へ差動的に接続し、前記直列回路又は前記並列回路
と前記第１の抵抗回路との第３の辺接続点を入力端子と
し、前記並列回路又は前記直列回路と前記第２の抵抗回
路との第４の辺接続点に前記差動増幅器の出力端・子？
接続し、前６ピ第４の辺接続点には前記ウィーブリッジ
の平衡周波数の信号に対しても減衰を与える帯域フィル
タを後続させ、前記第２の抵抗回路は前記第４の辺接続
点及び前記帯域フィルタの出力端子間の分圧電圧を前記
第２の辺接続点へ供給し得る分圧器として形成されてい
ることを特徴とするノツチフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16583581A JPS5868316A (ja) | 1981-10-19 | 1981-10-19 | ノツチフイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16583581A JPS5868316A (ja) | 1981-10-19 | 1981-10-19 | ノツチフイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5868316A true JPS5868316A (ja) | 1983-04-23 |
| JPS6237567B2 JPS6237567B2 (ja) | 1987-08-13 |
Family
ID=15819900
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16583581A Granted JPS5868316A (ja) | 1981-10-19 | 1981-10-19 | ノツチフイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5868316A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01230109A (ja) * | 1988-03-10 | 1989-09-13 | Fujitsu Ltd | サーボ位置決め装置 |
-
1981
- 1981-10-19 JP JP16583581A patent/JPS5868316A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01230109A (ja) * | 1988-03-10 | 1989-09-13 | Fujitsu Ltd | サーボ位置決め装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6237567B2 (ja) | 1987-08-13 |
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