JPS584841B2 - 導波管型帯域阻止フイルタ - Google Patents
導波管型帯域阻止フイルタInfo
- Publication number
- JPS584841B2 JPS584841B2 JP3337277A JP3337277A JPS584841B2 JP S584841 B2 JPS584841 B2 JP S584841B2 JP 3337277 A JP3337277 A JP 3337277A JP 3337277 A JP3337277 A JP 3337277A JP S584841 B2 JPS584841 B2 JP S584841B2
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- Japan
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- waveguide
- plane
- recessed portion
- tube
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- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/207—Hollow waveguide filters
- H01P1/209—Hollow waveguide filters comprising one or more branching arms or cavities wholly outside the main waveguide
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、管内に誘電体共振器を組込んだ構造が簡単で
高いＱ値が得られる導波管型帯域阻止フイルタに関する
ものである。
高いＱ値が得られる導波管型帯域阻止フイルタに関する
ものである。
この種導波管型帯域阻止フィルタとしては、用途に応じ
て狭帯域阻止とする必要があるが、従来の誘電体共振器
を用いた導波管型帯域阻止フィル夕としては、第１図ａ
に示すように、方形導波管１の管内にそのＥ面壁面に平
行にして誘電体共振器２を複数個縦続配置したもの、あ
るいは、第１図ｂに示すように、方形導波管１のＥ面壁
面に複数個の遮断域枝路３を１／４管内波長の間隔で取
付けて終端短絡板４の位置を調節して遮断域周波数の調
整を行なうとともに、各枝路に誘電体共振器２を挿入し
たものが用いられており、それら従来のものは、いずれ
も、狭帯域阻止特性とすることが困難であった。
て狭帯域阻止とする必要があるが、従来の誘電体共振器
を用いた導波管型帯域阻止フィル夕としては、第１図ａ
に示すように、方形導波管１の管内にそのＥ面壁面に平
行にして誘電体共振器２を複数個縦続配置したもの、あ
るいは、第１図ｂに示すように、方形導波管１のＥ面壁
面に複数個の遮断域枝路３を１／４管内波長の間隔で取
付けて終端短絡板４の位置を調節して遮断域周波数の調
整を行なうとともに、各枝路に誘電体共振器２を挿入し
たものが用いられており、それら従来のものは、いずれ
も、狭帯域阻止特性とすることが困難であった。
すなわち、第１図ａに示した帯域阻止フィルタにおいて
は、導波管内の伝搬域と誘電体共振器との結合が強いた
めに広帯域阻止特性しか得られず、また、第１図ｂに示
した帯域阻止フィルタにおいては、ＴＥ比型方形導波管
１のＥ面に他の遮断導波管３を取付けてその中に誘電体
共振器２を挿入しているが、この場合、個々の誘電体共
振器２を、それぞれ、金属壁が近接して周囲を囲繞する
ような構造になっているので、誘電体共振器２からの磁
束によって金属壁に発生する誘導電流、並びに、その誘
導電流が金属壁中を流れることに伴う導体損が多大とな
って、誘電体共振器２の無負荷Ｑの値が１５００程度に
劣化して狭帯域とはなし得す、そのうえに、構造が複雑
であるという欠点もあった。
は、導波管内の伝搬域と誘電体共振器との結合が強いた
めに広帯域阻止特性しか得られず、また、第１図ｂに示
した帯域阻止フィルタにおいては、ＴＥ比型方形導波管
１のＥ面に他の遮断導波管３を取付けてその中に誘電体
共振器２を挿入しているが、この場合、個々の誘電体共
振器２を、それぞれ、金属壁が近接して周囲を囲繞する
ような構造になっているので、誘電体共振器２からの磁
束によって金属壁に発生する誘導電流、並びに、その誘
導電流が金属壁中を流れることに伴う導体損が多大とな
って、誘電体共振器２の無負荷Ｑの値が１５００程度に
劣化して狭帯域とはなし得す、そのうえに、構造が複雑
であるという欠点もあった。
本発明は、上述した従来の欠点を除去し、構造が簡単で
製作容易であり、個々の誘電体共振器をそれぞれ囲繞す
るような遮断導波管を特に設けることなく、従来に比し
て壁面効果によるＱ値の劣化を少なくし、誘電体共振に
よるＱ値の劣化を生ずることなく、誘電体共振器の無負
荷Ｑ値を３０００程度となし得て、狭帯域で大きい減衰
量の得られる導波管型帯域阻止フィルタを提供すること
にある。
製作容易であり、個々の誘電体共振器をそれぞれ囲繞す
るような遮断導波管を特に設けることなく、従来に比し
て壁面効果によるＱ値の劣化を少なくし、誘電体共振に
よるＱ値の劣化を生ずることなく、誘電体共振器の無負
荷Ｑ値を３０００程度となし得て、狭帯域で大きい減衰
量の得られる導波管型帯域阻止フィルタを提供すること
にある。
すなわち、本発明導波管型帯域阻止フィルタは断面の電
磁界分布が偶モードとなるＴＥ型導波管の管内における
Ｈ面壁面に、そのＨ面壁面に関する対称面に対して対称
の形状を有する凹欠部を設け、その凹欠部の領域内に誘
電体共振器を配設するようにしたものである。
磁界分布が偶モードとなるＴＥ型導波管の管内における
Ｈ面壁面に、そのＨ面壁面に関する対称面に対して対称
の形状を有する凹欠部を設け、その凹欠部の領域内に誘
電体共振器を配設するようにしたものである。
以下に図面を参照して本発明を詳細に説明する。
まず、帯域阻止フィルタを構成するということの一般原
理は、導波系の途中に共振器を結合させるということで
ある。
理は、導波系の途中に共振器を結合させるということで
ある。
したがって、かかる構成の帯域阻止フィルタの阻止帯域
幅を調整するためには、導波系と共振器との結合の程度
、すなわち、結合係数を調整すればよいことになる。
幅を調整するためには、導波系と共振器との結合の程度
、すなわち、結合係数を調整すればよいことになる。
しかして、従来は、導波管型帯域阻止フィルタの阻止帯
域幅を調整するために、第１図ａに示したように、ＴＥ
昆型方形導波管内に、直接、誘電体共振器を配設したも
のにおいては、その誘電体共振器と導波管のＥ面壁面と
の距離を変化させていたが、充分に狭い阻止帯域のもの
が得られなかった。
域幅を調整するために、第１図ａに示したように、ＴＥ
昆型方形導波管内に、直接、誘電体共振器を配設したも
のにおいては、その誘電体共振器と導波管のＥ面壁面と
の距離を変化させていたが、充分に狭い阻止帯域のもの
が得られなかった。
したがって、この問題を解決するために、従来は、導波
管型帯域阻止フィルタを第１図ｂに示したような構成に
し、方形導波管のＥ面壁面に設けた遮断導波管によって
当該方形導波管と誘電体共振器との結合度を軽減させる
ようにしていたが、遮断導波管の壁面効果によって充分
に狭帯域にはなし得ず、構造が複雑となったことは前述
したとおりである。
管型帯域阻止フィルタを第１図ｂに示したような構成に
し、方形導波管のＥ面壁面に設けた遮断導波管によって
当該方形導波管と誘電体共振器との結合度を軽減させる
ようにしていたが、遮断導波管の壁面効果によって充分
に狭帯域にはなし得ず、構造が複雑となったことは前述
したとおりである。
これに対し、本発明においては、管内均一の導波管の断
面内に本質的に電磁界エネルギの少ない部分を設け、そ
の部分に誘電体共振器を配置することによって、当該均
一導波管と誘電体共振器との結合度を、従来のごとく他
に支障を生ずることなく、充分に軽減させ得るようにす
る。
面内に本質的に電磁界エネルギの少ない部分を設け、そ
の部分に誘電体共振器を配置することによって、当該均
一導波管と誘電体共振器との結合度を、従来のごとく他
に支障を生ずることなく、充分に軽減させ得るようにす
る。
したがって、第１図ｂに示した従来装置のように誘電体
共振器を他の遮断導波管によって遮蔽する必要がないの
で、その遮蔽のための導体壁面上に生ずる導体損に基づ
くＱ値の劣化を伴うことがない、という原理的、本質的
な利点を有している。
共振器を他の遮断導波管によって遮蔽する必要がないの
で、その遮蔽のための導体壁面上に生ずる導体損に基づ
くＱ値の劣化を伴うことがない、という原理的、本質的
な利点を有している。
そこで、如何にすれば、上述のごとく、均一導波管の断
面内に電磁界エネルギの少ない部分を設け得るかについ
てつぎに説明スる。
面内に電磁界エネルギの少ない部分を設け得るかについ
てつぎに説明スる。
一般に、中空の金属導波管内における電界の強さをＥと
し、また、磁界の強さをＨとするとＥｔ＝ＺｍＨｔ×ｉ
ｚ ここに Ｚｍ（特性界インピーダンス）＝ ｋｚは導波管の位相定数、 μ０は真空の透磁率、 ωは角周波数、 Ｅｔは電界の強さＥの断面成分、 Ｈｔは磁界の強さＨの断面成分 によって示されるように、磁界の弱い所では電界も弱い
。
し、また、磁界の強さをＨとするとＥｔ＝ＺｍＨｔ×ｉ
ｚ ここに Ｚｍ（特性界インピーダンス）＝ ｋｚは導波管の位相定数、 μ０は真空の透磁率、 ωは角周波数、 Ｅｔは電界の強さＥの断面成分、 Ｈｔは磁界の強さＨの断面成分 によって示されるように、磁界の弱い所では電界も弱い
。
したがって、導波管と誘電体共振器との結合度に関連し
て上述のごとく導波管の断面内に電磁界エネルギの少な
い部分を設けるについては、電界分布のみに着目して導
波管の構造を考えればよいことになる。
て上述のごとく導波管の断面内に電磁界エネルギの少な
い部分を設けるについては、電界分布のみに着目して導
波管の構造を考えればよいことになる。
例えば、第２図に示すように、ＴＥ■型方形導波管のＨ
面壁面の中央部に凹欠部を設けたときには、その凹欠部
内においては電界が弱くなることが十分推考される。
面壁面の中央部に凹欠部を設けたときには、その凹欠部
内においては電界が弱くなることが十分推考される。
その推考の根拠を理論的に述べるとつぎのとおりである
。
。
まず、中空の均一導波管の断面内における電磁界分布は
周波数が変わっても不変であるから、遮断角周波数ωｃ
における導波管内の電磁界分布について検討するに、遮
断角周波数ωｃにおいては、電磁界は電磁波の進行方向
、すなわち、第２図における紙面に垂直なｚ方向には変
化しない。
周波数が変わっても不変であるから、遮断角周波数ωｃ
における導波管内の電磁界分布について検討するに、遮
断角周波数ωｃにおいては、電磁界は電磁波の進行方向
、すなわち、第２図における紙面に垂直なｚ方向には変
化しない。
したがって、第２図示の凹欠部については、２方向には
電磁界が変化しないのであるから、凹欠の方向、すなわ
ち、ｙ方向に進行する電磁波によって凹欠部内の電磁界
が形成されていると考えることができる。
電磁界が変化しないのであるから、凹欠の方向、すなわ
ち、ｙ方向に進行する電磁波によって凹欠部内の電磁界
が形成されていると考えることができる。
そこで、第２図示の凹欠部の幅ＡＡ′と同じ間隔ｄをも
って対向する無限平行導体板の間をｙ方向に進行する電
磁波についてみるに、ｘｚ面内における電磁界分布は、
第３図に示すように、始端の基本モードがＴＥＭモード
、その次がＴＭ０１モード、さらにその次がＴＭ０２モ
ードとなり、以下ＴＭ０ｎモードまで順次にｎが増大す
る。
って対向する無限平行導体板の間をｙ方向に進行する電
磁波についてみるに、ｘｚ面内における電磁界分布は、
第３図に示すように、始端の基本モードがＴＥＭモード
、その次がＴＭ０１モード、さらにその次がＴＭ０２モ
ードとなり、以下ＴＭ０ｎモードまで順次にｎが増大す
る。
さらに、その際、ｙ方向に進行する電磁波の位相定数ｋ
ｙはとなる。
ｙはとなる。
しかして、ｎ＝０の基本モードＴＥＭの場合には、
ｋｙ＞０（ｎ＝０） （３）となり
、平行導体板ＡＡ′の間隔ｄには無関係にｙ方向に電磁
波が伝搬することになるが、このモードは平行導体板間
の対称面Ｓに対して、第３図ａに示すように、奇モード
となる。
、平行導体板ＡＡ′の間隔ｄには無関係にｙ方向に電磁
波が伝搬することになるが、このモードは平行導体板間
の対称面Ｓに対して、第３図ａに示すように、奇モード
となる。
一方、第２図から判るように、導波管内の電磁波は凹欠
部の対称面Ｓに関して偶モードとなって伝搬するので、
第３図ａに示した奇モードのＴＥＭモードは励起されな
いことになる。
部の対称面Ｓに関して偶モードとなって伝搬するので、
第３図ａに示した奇モードのＴＥＭモードは励起されな
いことになる。
したがって、第３図に示す伝搬モードのうちＴＭ０，２
ｍ＋１（ｍ＝０，１，２，・・・）の高次の偶モードの
みが励起されることになる。
ｍ＋１（ｍ＝０，１，２，・・・）の高次の偶モードの
みが励起されることになる。
以上に述べた理由によって、第３図ｂに示すＴＭ０１モ
ードが最も低次の支配的な伝搬モードとなり、その場合
におけるｘｙ断面内の電界分布は第４図に示すようにな
る。
ードが最も低次の支配的な伝搬モードとなり、その場合
におけるｘｙ断面内の電界分布は第４図に示すようにな
る。
しかして、導辣管のＨ面壁面に設けた凹欠部における電
界が前述したように急に弱くなるためには、第３図ｂに
示した上述のＴＭ０１モードが遮断域にならなければな
らない。
界が前述したように急に弱くなるためには、第３図ｂに
示した上述のＴＭ０１モードが遮断域にならなければな
らない。
すなわち、上述の（２）式に示した位相定数ｋが虚数と
なって、しかも、その絶対値が大きい程よいことになる
。
なって、しかも、その絶対値が大きい程よいことになる
。
しかがって、（２）式においてｎ＝１となるＴＭ０１モ
ードにおいては となればよいことになるので、 とならなければならない。
ードにおいては となればよいことになるので、 とならなければならない。
かかる条件においては、上述した平行導体板間の電界分
布は、前述した第４図のようにはならず、第５図ａに示
すように、ｙ方向に進むにつれて急速に弱まることにな
る。
布は、前述した第４図のようにはならず、第５図ａに示
すように、ｙ方向に進むにつれて急速に弱まることにな
る。
したがって、第５図ｂで示すように、充分に電界が弱ま
った適切な位置で平行導体板の相互間を短絡した形態の
凹欠部を形成しても、第５図ａに示した平行導体板間の
電界分布には影響せず、また、その短絡板を省略しても
電磁波の漏洩は生じない。
った適切な位置で平行導体板の相互間を短絡した形態の
凹欠部を形成しても、第５図ａに示した平行導体板間の
電界分布には影響せず、また、その短絡板を省略しても
電磁波の漏洩は生じない。
以上に述べたところから明らかなように、導波管に設け
る凹欠部は、導波管のＨ面壁面における対称面に関して
対称的に配置し、かつ、その凹欠部の壁間間隔ｄは電磁
波の半波長よりも充分に狭いことが必要であるが、凹欠
部の底面板は必ずしも必要としない。
る凹欠部は、導波管のＨ面壁面における対称面に関して
対称的に配置し、かつ、その凹欠部の壁間間隔ｄは電磁
波の半波長よりも充分に狭いことが必要であるが、凹欠
部の底面板は必ずしも必要としない。
上述の原理に基づけば、ＴＨａ型円形導波管や楕円導波
管についても、上述した方形導波管におけると全く同様
にして管壁に凹欠部を設け、円形導波管の場合には第６
図ａに示すような、また、楕円形導波管の場合には第６
図ｂに示すような構造にすることができ、それぞれの場
合における電界分布は、それぞれ実線矢印で示したよう
になる。
管についても、上述した方形導波管におけると全く同様
にして管壁に凹欠部を設け、円形導波管の場合には第６
図ａに示すような、また、楕円形導波管の場合には第６
図ｂに示すような構造にすることができ、それぞれの場
合における電界分布は、それぞれ実線矢印で示したよう
になる。
つぎに、上述のようにして方形導波管の管壁に凹欠部を
設けてその中に誘電体共振器を配列した場合における本
発明導波管型帯域阻止フィルタの構成例を第７図に示す
。
設けてその中に誘電体共振器を配列した場合における本
発明導波管型帯域阻止フィルタの構成例を第７図に示す
。
第７図ａの構成例においては、通過型方形導波管１のＨ
面壁面６に溝５を設け、その溝５の中に円板状の誘電体
共振器２をその板面を導波管１のＥ面に平行に１個だけ
配置し、また、第７図ｂの構成例においては、同様の誘
電体共振器２を複数個、導波管の管軸方向に適切な間隔
で配列し、充分な減衰量が得られるようにするが、いず
れの場合にも、誘電体共振器２の溝５中に配置する深さ
を調節して適切な結合度とすることにより所要の狭帯域
阻止特性とすることができる。
面壁面６に溝５を設け、その溝５の中に円板状の誘電体
共振器２をその板面を導波管１のＥ面に平行に１個だけ
配置し、また、第７図ｂの構成例においては、同様の誘
電体共振器２を複数個、導波管の管軸方向に適切な間隔
で配列し、充分な減衰量が得られるようにするが、いず
れの場合にも、誘電体共振器２の溝５中に配置する深さ
を調節して適切な結合度とすることにより所要の狭帯域
阻止特性とすることができる。
また、前述した理由から判るように、例えば方形導波管
に設ける凹欠部は、第８図に示すように方形導波管の上
下のＨ面壁面の双方にそれぞれ設けることもできる。
に設ける凹欠部は、第８図に示すように方形導波管の上
下のＨ面壁面の双方にそれぞれ設けることもできる。
かかる場合における導波管内の電界分布は、第８図に実
線矢印で示したように、上下のＨ面壁面に設けた双方の
凹欠部内において、ともに同様の減衰を示す。
線矢印で示したように、上下のＨ面壁面に設けた双方の
凹欠部内において、ともに同様の減衰を示す。
上述のようにして方形導波管の上下のＨ面壁面に凹欠部
を設けた場合における本発明帯域阻止フィルタの構成例
を第９図に示す。
を設けた場合における本発明帯域阻止フィルタの構成例
を第９図に示す。
第９図示の構成例においては、方形導波管１の上下のＨ
面壁面にそれぞれ設けた溝５中の複数個ずつの誘電体共
振器２は、その管軸方向の位置を互にずらして適切な減
衰特性が得られるように配置する。
面壁面にそれぞれ設けた溝５中の複数個ずつの誘電体共
振器２は、その管軸方向の位置を互にずらして適切な減
衰特性が得られるように配置する。
つぎに、本発明導波管型帯域阻止フィルタの阻止帯域周
波数の調整を行なうには、例えば方形導波管についての
例を示すと、第１０図に示すように、方形導波管１のＨ
面壁面に設けた溝５の一方の側壁に適切な絶縁材料より
なる支持台７を介して誘電体共振器２を取付け、溝５の
他方の側壁に金属ビス等の導体ポスト８を誘電体共振器
２に対向する間隔を調整可能にして取付け、誘電体共振
器２と導体ポスト８との対向間隔を変えて誘電体ブロッ
ク２の共振周波数を調整することにより行なうことがで
きる。
波数の調整を行なうには、例えば方形導波管についての
例を示すと、第１０図に示すように、方形導波管１のＨ
面壁面に設けた溝５の一方の側壁に適切な絶縁材料より
なる支持台７を介して誘電体共振器２を取付け、溝５の
他方の側壁に金属ビス等の導体ポスト８を誘電体共振器
２に対向する間隔を調整可能にして取付け、誘電体共振
器２と導体ポスト８との対向間隔を変えて誘電体ブロッ
ク２の共振周波数を調整することにより行なうことがで
きる。
以上の説明から明らかなように、本発明によれば導波管
型帯域阻止フィルタの構造を極めて簡単になし得るとと
もに、導波管内を伝搬する電磁波を選択的に阻止するた
めの誘電体共振器を取囲む導波管管壁の壁面効果を少な
くし得るので、従来の構造のものに比して誘電体共振器
の無負荷Ｑ値を約２倍以上にも高くすることができ、導
波管型フィルタの阻止帯域幅を十分に狭くし、しかも、
十分な減衰量が得られるようにすることが容易に可能と
なる。
型帯域阻止フィルタの構造を極めて簡単になし得るとと
もに、導波管内を伝搬する電磁波を選択的に阻止するた
めの誘電体共振器を取囲む導波管管壁の壁面効果を少な
くし得るので、従来の構造のものに比して誘電体共振器
の無負荷Ｑ値を約２倍以上にも高くすることができ、導
波管型フィルタの阻止帯域幅を十分に狭くし、しかも、
十分な減衰量が得られるようにすることが容易に可能と
なる。
第１図ａ，ｂは従来の導波管型帯域阻止フィルタの構造
例をそれぞれ示す斜視図、第２図乃至第５図は本発明の
原理を説明するための方形導波管内における電磁波によ
る電界分布の態様をそれぞれ示す線図、第６図ａおよび
ｂは同じくその円形および楕円形導波管内における電界
分布の態様をそれぞれ示す線図、第７図ａ，ｂは本発明
導波管型帯域阻止フィルタの構成例をそれぞれ示す断面
図、第８図は本発明の原理を説明するための方形導波管
内における電界分布の他の態様を示す線図、第９図は本
発明導波管型帯域阻止フィルタの他の構成例を示す断面
図、第１０図は同じくその阻止帯域周波数調整の態様を
示す断面図である。 １・・・・・・通過型導波管、２・・・・・・誘電体共
振器、３・・・・・・遮断域枝路、４・・・・・・可動
短絡板、５・・・・・・溝、６・・・・・・Ｈ面壁面、
７・・・・・・支持台、８・・・・・・導体ポスト（金
属ビス）。
例をそれぞれ示す斜視図、第２図乃至第５図は本発明の
原理を説明するための方形導波管内における電磁波によ
る電界分布の態様をそれぞれ示す線図、第６図ａおよび
ｂは同じくその円形および楕円形導波管内における電界
分布の態様をそれぞれ示す線図、第７図ａ，ｂは本発明
導波管型帯域阻止フィルタの構成例をそれぞれ示す断面
図、第８図は本発明の原理を説明するための方形導波管
内における電界分布の他の態様を示す線図、第９図は本
発明導波管型帯域阻止フィルタの他の構成例を示す断面
図、第１０図は同じくその阻止帯域周波数調整の態様を
示す断面図である。 １・・・・・・通過型導波管、２・・・・・・誘電体共
振器、３・・・・・・遮断域枝路、４・・・・・・可動
短絡板、５・・・・・・溝、６・・・・・・Ｈ面壁面、
７・・・・・・支持台、８・・・・・・導体ポスト（金
属ビス）。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 断面の電磁界分布が偶モードとなるＴＥ型導波管の
管内におけるＨ面壁面に、そのＨ面壁面に関する対称面
に対して対称の形状を有する凹欠部を設け、その凹欠部
の領域内に前記導波管内の電磁界と結合するようにして
誘電体共振器を配設したことを特徴とする導波管型帯域
阻止フィルタ。 ２ 前記凹欠部の領域内において前記ＴＥ型導波管のＥ
面に平行に少なくとも１個の前記誘電体共振器を配設し
たことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の導波管
型帯域阻止フィルタ。 ３ 複数個の前記誘導体共振器を管軸方向に沿って順次
に配ダルたことを特徴とする特許請求の範囲第１項また
は第２項に記載の導波管型帯域阻止フィルタ。 ４ ＴＥ１０型方形導波管の管内における少なくとも一
方のＨ面壁面に、それらＨ面壁面に関する対称面に対し
て対称の形状を有して管軸方向に延在するスロット形凹
欠部を設け、そのスロット形凹欠部の幅を自由空間波長
の１／２に比して格段に狭くしたことを特徴とする特許
請求の範囲第１項、第２項または第３項に記載の導波管
型帯域阻止フイルタ。 ５ ＴＨ１１型円形もしくは楕円形導波管の管内におけ
る管壁に、偶モードの電磁界分布に関する対称面に対し
て対称の形状を有して管軸方向に延在するスロット形凹
欠部を設け、そのスロット形凹欠部の幅を自由空間波長
の１／２に比して格段に狭くしたことを特徴とする特許
請求の範囲第１項、第２項または第３項に記載の導波管
型帯域阻止フイルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3337277A JPS584841B2 (ja) | 1977-03-28 | 1977-03-28 | 導波管型帯域阻止フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3337277A JPS584841B2 (ja) | 1977-03-28 | 1977-03-28 | 導波管型帯域阻止フイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS53118956A JPS53118956A (en) | 1978-10-17 |
| JPS584841B2 true JPS584841B2 (ja) | 1983-01-28 |
Family
ID=12384745
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3337277A Expired JPS584841B2 (ja) | 1977-03-28 | 1977-03-28 | 導波管型帯域阻止フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS584841B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07105643B2 (ja) * | 1992-06-24 | 1995-11-13 | 日本電業工作株式会社 | ノッチフィルタ |
-
1977
- 1977-03-28 JP JP3337277A patent/JPS584841B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS53118956A (en) | 1978-10-17 |
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