JPS5826203B2

JPS5826203B2 - シユウハスウヘンチヨウソウチ

Info

Publication number: JPS5826203B2
Application number: JP4568074A
Authority: JP
Inventors: 重信相原; 勲夫芳賀
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1974-04-22
Filing date: 1974-04-22
Publication date: 1983-06-01
Also published as: JPS50138761A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は発振用トランジスタを有する発振回路、発振回
路の発振周波数を電気的に変化させる変調回路及び発振
回路の発振出力を周波数逓倍する逓倍回路とを備えた周
波数変調装置に関するのである。

従来、この種の周波数変調装置では、発振回路及び変調
回路とを一つの構成単位として、周波数変調部を形威し
、この周波数変調部の出力を逓倍回路に送出する構成を
有している。

この場合、周波数変調部の発振回路と逓倍回路との間に
は、両回路の呈するインピーダンスの相互作用によって
発振動作、変調動作等が不安定になるのを防止するため
に、サーキュレータ、アイソレータ又は抵抗減衰器等の
インピーダンス的に分離する手段が設けられるのが普通
である。

しかしながら、上述したようにサーキュレータ、アイソ
レータ等を挿入した場合、サーキュレータ等の使用によ
って、挿入損失が発生し、出力電力が低下するという欠
点がある。

また、両回路はインピーダンス的に分離されているため
、周波数変調部を構成する発振回路の出力側に出力イン
ピーダンス整合回路及び逓倍回路の入力端に人力インピ
ーダンス整合回路をそれぞれ備える必要があり、周波数
変調装置の回路構成が複雑である。

更に、サーキュレータ、アイソレータ等のインピーダン
ス分離手段は価格的に高価であるため、装置のコストが
高いという欠点がある。

本発明の目的はサーキュレータ、アイソレータ等の高価
な手段を使用することなく、且つ、不要な挿入損失の少
ない周波数変調装置を提供することである。

本発明の他の目的は熱雑音特性の良好な周波数変調装置
を提供することである。

本発明によれば発振用トランジスタを有する発振回路と
、周波数変調用可変リアクタンス素子を有する変調回路
と、周波数逓倍素子を有する逓倍回路及び前記発振回路
の発振周波数を安定化させるための高Ｑ空胴共振器（以
下、高Ｑ共振器と略省する）とを備え、前記発振用トラ
ンジスタ、前記可変リアクタンス素子及び前記周波数逓
倍素子とを前記高Ｑ共振器を介して接続した構成を有す
る周波数変調装置が得られる。

本発明ではサーキュレータ、アイソレータ等を使用する
ことなく、周波数変調部の発振回路と逓倍回路とを接続
することができるため、サーキュレータ等の挿入構分だ
け出力電力が多くなる。

また、発振回路と変調回路との結合度調整回路、及び、
発振回路の出力インピーダンス整合回路と周波数逓倍回
路の入力インピーダンス整合回路とを共用できるため、
回路構成が簡単である。

更に、発振電力を高Ｑ共振器を通過させて取出すので、
発振用トランジスタから生ずる熱雑音を高Ｑ共振器の選
択度特性により減少させることができ、広い周波数帯域
にわたって熱雑音の少ない周波数変調信号を発生させる
ことができる。

以下、図面を参照して説明する。

第１図は従来提案されている周波数変調装置の一構成例
を示している。

図を参照すると、この周波数変調装置は発振回路１、変
調回路２及び周波波逓倍回路３とを備え、発振回路１と
変調回路２とにより周波数変調部を構成している。

また、発振回路１と逓倍回路３とはサーキュレータ、ア
イソレータ等の両回路をインピーダンス的に分離するた
めのインピーダンス分離回路４を介して接続されている
。

周波数変調部を構成する発振回路１は発振用トランジス
タ５、その発振周波数を安定化するための高Ｑ共振器６
及び発振回路１の出力インピーダンス整合回路８等を有
している。

また、変調回路２は可変リアクタンス素子７等を備え、
変調回路２の出力は発振回路１の高Ｑ共振器６に供給さ
れる。

ここで、変調回路２の端子１３に変調信号が加えられる
と、変調信号電圧により可変リアクタンス素子７のリア
クタンスが変化する。

変調回路２における可変リアクタンス素子７のリアクタ
ンスが変化すると、発振回路１に設けられている高Ｑ共
振器６の共振周波数もそのリアクタンス変化に応じて変
化する。

これにより発振回路１の発振周波数が変化して周波数変
調が行なわれる。

他方、周波数変調部からの発振出力を逓倍する周波数逓
倍回路３は周波数逓倍用バラクタダイオード１０人力
インピーダンス整合回路９及び出力インピーダンス整合
回路１１とを有している。

従って、発振回路１からの発振出力はインピーダンス分
離装置４を通、じて、逓倍回路３により周波数逓倍され
出力端子１２にマイクロ波が得られる。

今、この周波数変調装置において、インピーダンス分離
用装置４を省略して発振回路１及び逓倍回路３を直接接
続した場合を考える。

この場合、発振回路１の出力インピーダンス整合回路８
及び周波数逓倍回路３の入力インピーダンス整合回路９
はＱの低い回路で構成されるのが通常であり、また、こ
の回路を通して互いの回路を見た場合におけるインピー
ダンスは定抵抗ではなく、あるリアクタンス分を有して
いる。

このように、発振用トランジスタ５より外部を見た時、
周波数逓倍回路３の入力インピーダンスが定抵抗でなく
リアクタンス分を有するため、周波数安定化用高Ｑ共振
器６のみでなく、発振回路１の出力インピーダンス整合
回路８及び周波数逓倍回路３の入力インピーダンス整合
回路９とによって構成される別な共振回路が構成され、
その共振周波数で発振する場合がある。

また、発振用トランジスタ５に周波数逓倍回路３が直接
接続されるので、逓倍回路３を構成するバラクタ−、ダ
イオードが温度変動、経年変化等によってインピーダン
ス変動を起こすと、そのインピーダンス変動はそのまま
発振用トランジスタ５の負荷変動となってあられれるた
め異常発振を生じ易くなる。

一方、周波数逓倍回路３側より発振回路１側を見た場合
にもトランジスタ発振回路１の出力インピーダンスが定
抵抗でなくあるリアクタンスを有するため、周波数逓倍
回路３の入力回路に不要な共振回路が構成され、パラメ
トリック発振等の異常動作が発生し易い状態になる。

従って、この周波数変調装置においてインピーダンス分
離用装置を鳴略することは特性上好ましくない影響を与
える。

更に、上述した従来の周波数変調装置では、発振用トラ
ンジスタ５の一つの電極（この例ではベース）に高Ｑ共
振器６が接続され、この高Ｑ共振器６に変調回路２から
の出力信号が供給され、発振用トランジスタ５の他の電
極（この例ではエミッタ）から出力電力が取り出される
構成を有している。

この構成では発振用トランジスタ５でＭ音が発生すると
、発振周波数近傍の熱雑音しか改善されず、広い周波数
帯にわたって熱雑音を改善することはできない。

第２図は本発明の一実施例を示す図であり、第１図と同
一機能を有する部分には同一参照符号を付している。

第２図を参照すると、発振周波数を安定化するための高
Ｑ共振器６に対し発振回路を構成する発振用トランジス
タ５、変調回路の可変リアクタンス素子としてのバラク
タダイオード７及び逓倍回路の逓倍素子としてのバラク
タダイオード１０を直接結合させた構成を有している。

また、高Ｑ共振器６としては、図に示すように例えば一
端が短絡、他端が開放された同軸共振器を使用すること
ができる。

この場合、この同軸共振器の中心導体６ａの遊端部に近
接して結合子１７を設け、この結合子１７を発振用トラ
ンジスタ５のベースに接続すると共に、中心導体６ａに
近接して結合子１８及び１９を設け、各結合子１８及び
１９はそれぞれ周波数逓倍用バラクタ・ダイオード１０
及び周波数変調用バラクタ・ダイオード７の一端に接続
されている。

更に、発振用トランジスタ５のベース・エミッタ間及び
コレクタ・エミッタ間にはそれぞれ帰還用コンデンサ１
５及び１６が接続されてコルピッツ型の発振回路が構成
されている。

尚、これ等、コンデンサ１５，１６としてはトランジス
タ５のベース・エミッタ間容量、コレクタ・エミッタ間
容量を各々利用してもよい。

発振周波数安定化用高Ｑ共振器６は上述した同軸共振器
のほか円筒空胴共振器、方形空胴共振器、ヘリカル共振
器等を使用してもよい。

発振回路も第２図のコルピッ型に限られず、バートレイ
型等他の発振回路を使用することもできる。

次に、変調信号入力端子１３には変調信号電圧が加えら
れており、この信号電圧はコンデンサ２０を介して変調
用バラクタ・ダイオード７に供給されている。

この変調信号電圧が変化すると、バラクタ・ダイオード
の容量も変化し、発振回路の発振周波数が変化するよう
になっている。

尚、変調用バラクタ・ダイオード７には直流バイアス電
圧が端子１４から抵抗２１を介して、印加されている。

他方、逓倍回路を構成する周波数逓倍用バラクタ・ダイ
オード１０は一端を直接接地され、他端を自己バイアス
用抵抗器２３を介して接地されている。

また、逓倍用バラクタ・ダイオード１０の出力は、出力
インピーダンス整合回路２２を通じて出力端子１２に取
出される構成を有している。

尚、逓倍用バラクタ・ダイオード１０は第２図の如く回
路と並列に入る場合に限らず回路と直列に入るよう構成
することもできる。

更に、第２図を参照すると、発振回路の負荷Ｑ１即ち、
ＱＬは高Ｑ共振器６の結合子’１７，１８゜１９の各結
合度を調整することにより自由に選ぶことができる。

このため、これ等を粗結合にすれば、ＱＬの高い発振回
路が構成され、ＱＬの高い発振回路では発振周波数は高
Ｑ共振器６の共振周波数と略等しくなる。

実施例において使用される変調用バラクタ・ダイオード
７は低損失の可変リアクタンス素子であり、変調用バラ
クタ・ダイオード７を高Ｑ共振器６に結合させることに
よる高Ｑ共振器６のＱの低下は少ないので、変調用バラ
クタ・ダイオード７を高Ｑ共振器６の一構成素子として
考えることができる。

このように、変調用バラクタ・ダイオード７は高Ｑ共振
器６の一構成素子となっているので、変調用バラクタ・
ダイオード７のリアクタンスが変化すると、高Ｑ共振器
６の共振周波数が変化する。

ＱＬの高い発振回路では、発振周波数は高Ｑ共振器６の
共振周波数と略等しくなるので、変調用バラクタ・ダイ
オード７のリアクタンス変化により、高Ｑ共振器６の共
振周波数が変化すれば発振器の発振周波数が変化し、周
波数変調を行なうことができる。

本発明のように、高いＱＬの共振器を介して複数個の結
合子により回路を結合した場合、一つの結合子より共振
器側を見たインピーダンスのりアクタンス分は他の結合
子に接続されている負荷インピーダンスのリアクタンス
分にはあまり関係なく、高Ｑ共振器のリアクタンスで略
決定される。

従って、高いＱＬの共振器の一端より、共振器側を見た
インピーダンスのりアクタンス分は、他端に接続されて
いる負荷インピーダンスのりアクタンス分にあまり影響
されないので、負荷インピーダンスのために不要な共振
モードを生ずるおそれはない。

即ち、本発明の周波数変調装置に於いて、発振用トラン
ジスタ５から外部を見たインピーダンスのりアクタンス
分は周波数逓倍回路の入力インピーダンスに影響されず
、高Ｑ共振器６と、高Ｑ共振器６に結合している変調用
バラクタ・ダイオード７との呈するリアクタンスで略決
定される。

従つて、発振周波数は高Ｑ共振器６と変調用バラクタ・
ダイオードで決る高Ｑ共振器６の共振周波数で略決定さ
れる。

このため周波数逓倍回路の入力インピーダンス及びその
入力インピーダンスの変動により、発振用トランジスタ
５より外部を見たインピーダンスは影響を受けず、高Ｑ
共振器６と変調用バラクタ・ダイオード７より決定され
る共振モード以外の不要共振モードが生ずることはない
。

一方、周波数逓倍用バラクタ・ダイオード７より高Ｑ共
振器６を見たインピーダンスのりアクタンス分も、発振
用トランジスタ５の呈するリアクタンスに影響されず、
高Ｑ共振器６と変調用バラクタ・ダイオードで構成され
る。

共振回路のリアクタンスで略決る。

従って、周波数逓倍回路の入力回路には単一の共振モー
ドしか存在せず、不要共振モードが生ずることがないの
で、パラメトリック発振等の不安定動作を起すことはな
い。

一般に、能動素子を使用した回路の不安定動作は希望共
振モード以外に存在する不要共振モードのために生ずる
が本発明に係る周波数変調装置のように、発振回路、変
調回路、及び、周波数逓倍回路を高Ｑ共振器を介して接
続することにより、不要共振モードをなくすことができ
る。

即ち、発振回路と周波数逓倍回路とのインピーダンスの
相互作用は高Ｑ共振器を介することにより軽減され且つ
、発振回路の負荷インピーダンスの共振モード及び周波
数逓倍器の入力回路の共振モードは、高Ｑ共振器６と変
調用バラクタ・ダイオード７とより構成される共振モー
ドだけとなる。

また、発振回路の出力インピーダンスが周波数逓倍回路
に与える影響及び周波数逓倍回路の入力インピーダンス
が発振回路に与える影響をそれぞれ軽減することができ
安定な動作が可能である。

従って、発振回路と周波数逓倍回路との接続にサーキュ
レータ、アイソレータ等のインピーダンス分離装置を必
要としない。

以上の説明で明らかなように、本発明では高Ｑ共振器６
が発振周波数を決定する機能と、発振回路及び周波数逓
倍回路の相互影響を防止するインピーダンス分離装置の
機能を兼ね備えていることになる。

更に、本発明に於いては、発振回路の出力インピーダン
ス整合は第２図に於ける結合子１７゜１８の結合度を調
整することにより、又、周波数逓倍回路の入力インピー
ダンス整合も、これ等結合子１７．１８を調整すること
により行われ、従って本発明では発振回路の出力インピ
ーダンス整合回路と、周波数逓倍回路の入力インピーダ
ンス整合回路とを共用することになり構成が簡単になる
。

更に、発振回路の出力電力を高Ｑの共振器６を通過させ
て取出すため、発振回路で生ずる熱雑音が高Ｑ共振器６
の選択度特性により減少するため、熱雑音の少ない周波
数変調されたマイクロ波電力が得られる。

第３図は本発明による周波数変調装置の特性を示す図で
あり、ここでは、電源電圧変化に対する出力レベル、及
び出力周波数偏差を示している。

このうち、曲線２４は電源電圧変化に対する出力レベル
ｄＢｍをあられし、曲線２５は出力周波数偏差ＭＨｚを
示している。

尚、ここで使用したトランジスタ発振回路の発振周波数
は２４２０■ｈであり、出力周波数は発振周波数の３倍
の７２６０ＭＨｚである。

図から明らかな通り、本発明の周波数変調装置は電源電
圧を−１０−Ｖ−２０Ｖ迄変化しても安定に動作してい
ることがわかる。

第４図は本発明による周波数変調装置の変調特性を示す
ものであり、曲線２６は微分周波数２ＭＨｚで測定した
微分特性を示し、曲線２７は２００ＫＨｚの周波数で測
定した周波数変調装置の遅延時間特性を示している。

曲線２６を参照すると、この装置の微分特性は１％／１
５■ｈ以下であり、曲線２７を参照すると、遅延時間は
Ｉｎｓ１５ＭＨｚである。

従って、本発明の周波数変調装置は極めて広帯域にわた
り良好な変調特性が得られることがわかる。

第５図は本発明による周波数変調装置を使用した通信装
置の９６０通話路の雑音負荷特性を示している。

曲線２８は９６０通話路の最低周波数に於ける特性を示
し、曲線２９は最高周波数に於ける特性を示している。

以上記載した通り、本発明では発振回路、変調回路及び
周波数逓倍回路を一個の高Ｑ共振器を介して直接結合さ
せている。

特に、変調回路と発振回路ばかりでなく、発振回路と周
波数逓倍回路をもサーキュレータ、アイソレータ、及び
抵抗減衰器等のインピーダンス分離装置を使用すること
なく直接接続させている。

従って、発振回路の出力インピーダンス整合回路と、周
波数逓倍回路の人力インピーダンス整合回路とを共用で
き周波数変調装置の構成において簡単になる。

また、発振出力を高Ｑ共振器を通過させて取り出すため
、その選択度特性により発振器の熱雑音が改善される。

更に、発振回路、変調回路周波数逓倍回路の３つの回路
が一個の高Ｑ共振器により結合され、この高Ｑ共振器の
共振モードにより略周波数が決定されているため、単一
モードで装置が構成されていることになり、不要な共振
モードを生じないので動作が安定である。

更に発振周波数を略決定している高Ｑ共振器の共振周波
数そのものを変化させることにより周波数変調を行なっ
ているので、変調特性の良好な周波数変調装置を提供で
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の周波数変調装置の１例を示す構成図、第
２図は本発明による周波数変調装置の１実施例を示す構
成図、第３図乃至第５図は本発明に係る周波数変調装置
の特性を示す図であり、第３図は電源電圧変動に対する
出力レベル及び周波数偏差変動特性を示す図、第４図は
変調特性を示す、第５図は雑音負荷特性を示す図である
。記号の説明、１・・・発振回路、２・・・変調回路、３
・・・周波数逓倍回路、４・・・インピーダンス分離装
置、５・・・発振用トランジスタ、６・・・高Ｑ共振器
、７・・・変調用可変りアクタンス素子（バラクタダイ
オード）、８・・・発振回路１の出力インピーダンス整
合回路、９・・・逓倍回路３の入力インピーダンス整合
回路、１０・・・周波数逓倍素子、１１・・・逓倍回路
３の出力インピーダンス整合回路、１２・・・出力端子
、１３・・・変調信号入力端子、１４・・・バイアス電
圧端子、１５，１６・・・コンデンサ、１７，１８，１
９・・・結合子。

Claims

【特許請求の範囲】

１発振用能動素子としての発振用トランジスタを備え
ると共に、周波数可変素子として動作し、周波数変調を
行なうための第１のバラクタダイオードを備えた周波数
変調部と、第２のバラクタダイオードを備え、該第２の
バラクタダイオードを用いて、前記周波数変調部の出力
信号を周波数逓倍し、その第ｎ法高調波出力信号を作る
ための周波数逓倍部とにより構成される周波数変調装置
において、前記周波数変調部の発振回路に高Ｑ空胴共振
器を用い、該高Ｑ空胴共振器に、前記発振用トランジス
タ及び前記第１及び第２のバラクタダイオードの３個の
半導体素子を直接結合させたことを特徴とする周波数変
調装置。