JPS58182476A - 整流装置 - Google Patents
整流装置Info
- Publication number
- JPS58182476A JPS58182476A JP6346282A JP6346282A JPS58182476A JP S58182476 A JPS58182476 A JP S58182476A JP 6346282 A JP6346282 A JP 6346282A JP 6346282 A JP6346282 A JP 6346282A JP S58182476 A JPS58182476 A JP S58182476A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- power source
- full
- inductance element
- wave rectifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
- H02M7/08—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode arranged for operation in parallel
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は整流装置に関するものである。
第１図は従来広く用いられている全波ＩＩ流器Ｂからな
る整流装置を示し、図においてＶ−は交流電源で、ｃｏ
は全波整流器Ｂの出力を平滑する平滑コンプンサ、Ａは
負荷である。この従来例装置の定常状ＷＡにおいては第
２図に示すように交流電源■−よりパルス状の入力ｔ
（ＩＬ Ｉ ｓが流れ込む。そしてこの従来−１装置の
電源力率は入力電圧がひずんでいないものとすると、次
式で表わされる。
る整流装置を示し、図においてＶ−は交流電源で、ｃｏ
は全波整流器Ｂの出力を平滑する平滑コンプンサ、Ａは
負荷である。この従来例装置の定常状ＷＡにおいては第
２図に示すように交流電源■−よりパルス状の入力ｔ
（ＩＬ Ｉ ｓが流れ込む。そしてこの従来−１装置の
電源力率は入力電圧がひずんでいないものとすると、次
式で表わされる。
＼ｖｌ基本波成分との位相差である。１つまり、第２図
に示した回路の電源力率は、基本成分の電流・電圧の位
相差にはあまり影響され決まる要素で決定されるもので
あり、パルス状の電流が流れるフン４：／サーインプッ
ト型の電源回路では、電源力率が悪く、入力電流の実効
値が大きくなる々どの欠点があった。
に示した回路の電源力率は、基本成分の電流・電圧の位
相差にはあまり影響され決まる要素で決定されるもので
あり、パルス状の電流が流れるフン４：／サーインプッ
ト型の電源回路では、電源力率が悪く、入力電流の実効
値が大きくなる々どの欠点があった。
第８図はその他の従来例を示しておね、この従来例では
交流電源Ｖｓよりイ：／タクタンス素子Ｌ１、第１の全
波整流器Ｂ、を介して、平滑用コンダンサＣ６に接続す
る。また交流電源ｖＩよりコンダシ’ｊ Ｃ＋、Ｗ！Ｊ
２の全波整流器Ｂ、を介して平滑コンダンサｃ。
交流電源Ｖｓよりイ：／タクタンス素子Ｌ１、第１の全
波整流器Ｂ、を介して、平滑用コンダンサＣ６に接続す
る。また交流電源ｖＩよりコンダシ’ｊ Ｃ＋、Ｗ！Ｊ
２の全波整流器Ｂ、を介して平滑コンダンサｃ。
に接続している。この従来例の定常状趨においては、第
４図（ｍ） ／−（ｃ）で示すように交流電源Ｖｌ電圧
よりコンダンサＣＩに流れる電流ｔｃ、と、インダクタ
シス素子り、に流れる電流■ｂ１とを合成した電流！−
が流れ込む。ここでコンダシｔｉｃ、に流れる電ｆｉｌ
ｅ。
４図（ｍ） ／−（ｃ）で示すように交流電源Ｖｌ電圧
よりコンダンサＣＩに流れる電流ｔｃ、と、インダクタ
シス素子り、に流れる電流■ｂ１とを合成した電流！−
が流れ込む。ここでコンダシｔｉｃ、に流れる電ｆｉｌ
ｅ。
（コンデンサＣ１を所定の容量としたとき）はパルス状
の電流となる。
の電流となる。
さてこの従来例の場合は第１図々示の従来例に比べて入
力のパルス状の電流は改善され電源力率は曳くなるが、
上記のようにコンダンサＣＩ Ｋ ａれる電流■ｃ１が
第４図（ｂ）で示すようにパルス状で実効値も小さく々
るので、入力電流ｔｓもまだパルス状の電流となって、
電源力率の改善も不充分であるという欠点があった。ま
た電流１ｅ、がパルス状の電流で、電流ＩＬ、に比べて
わずかしか流れないため、力率を良くするためには相当
大きな値のインダクタシス素子Ｌ１を必要とし、更にま
九電渾投入時には商用電源Ｖ−、コン望ンサＣｈ第８の
全波整流ａｌＩＢ！、コン望ニアすＣｏの回路を介して
過大々ラッシュ電流が流れるという欠点があった。
力のパルス状の電流は改善され電源力率は曳くなるが、
上記のようにコンダンサＣＩ Ｋ ａれる電流■ｃ１が
第４図（ｂ）で示すようにパルス状で実効値も小さく々
るので、入力電流ｔｓもまだパルス状の電流となって、
電源力率の改善も不充分であるという欠点があった。ま
た電流１ｅ、がパルス状の電流で、電流ＩＬ、に比べて
わずかしか流れないため、力率を良くするためには相当
大きな値のインダクタシス素子Ｌ１を必要とし、更にま
九電渾投入時には商用電源Ｖ−、コン望ンサＣｈ第８の
全波整流ａｌＩＢ！、コン望ニアすＣｏの回路を介して
過大々ラッシュ電流が流れるという欠点があった。
本発明は上述の欠点に鑑みて為され九もので、その目的
とするところは電源力率を向上させ、入力電流を低減で
きる整流装置を提供するにある。
とするところは電源力率を向上させ、入力電流を低減で
きる整流装置を提供するにある。
以下本発明を＊細岡によって説明する。第５図は本発明
の一実施的の回路構成を示し、かかる実施例では第１の
全波ＩＩ製流器１の入力端と交流電源Ｖ、との間には第
１のインピータンス要素を構成する第１のインダクタシ
ス素子り、を直列挿入し、第２の全波整流器Ｂ、の入力
熾と交流電源Ｖ−との闇には第２のインピータンス要素
を構成するコンダンサＣ１と第２のイ：／タクタシス素
子Ｌ８との直列回路を直列挿入し、両整流器Ｂ、 、
Ｂ、の出力端は極性を合わせて並列接続して平滑用コン
ダンサｃ０に接続している。平滑用コシダンサＣ０には
負荷＾を接続している。
の一実施的の回路構成を示し、かかる実施例では第１の
全波ＩＩ製流器１の入力端と交流電源Ｖ、との間には第
１のインピータンス要素を構成する第１のインダクタシ
ス素子り、を直列挿入し、第２の全波整流器Ｂ、の入力
熾と交流電源Ｖ−との闇には第２のインピータンス要素
を構成するコンダンサＣ１と第２のイ：／タクタシス素
子Ｌ８との直列回路を直列挿入し、両整流器Ｂ、 、
Ｂ、の出力端は極性を合わせて並列接続して平滑用コン
ダンサｃ０に接続している。平滑用コシダンサＣ０には
負荷＾を接続している。
しかして今、交流電源Ｖ−より第１のインダクタシス素
子Ｌ１、第１の全波整流器Ｂ！を介して平滑用コーＪダ
シサＣ０の充電々流と負荷Ａの電流を供給すると、Ｊｌ
ｌｌのインダクタシス素子り、が誘導性インピータシス
である丸め第１のインタフタンスＬ１には第６図（ｉ）
で示す電源Ｖ−電圧よりもＩｓ６図（ｃ）に示す遅れの
電流ＩＬ、が流れる。一方交流電源Ｖ―より］ンヂンす
０１％第２のインダクタシス素子り８、第２の全波整流
器Ｂａｔ介して平滑用コンダンサｃｏの充電電流と、負
荷Ａの電流が流れる。ここで〕シ’ｆｙすＣ１と＊ｇの
インダクタシス素子Ｌｉで構成−（％） される第２のインピータンス要素を容量インピータンス
となるようにコ′：ＪジンサＣ１と第２のインダクタシ
ス素子り、の値を選択すると、第６図（Ｃ）に示すよう
に交流電源Ｖ−の電圧より進み位相の電流１ｃ。
子Ｌ１、第１の全波整流器Ｂ！を介して平滑用コーＪダ
シサＣ０の充電々流と負荷Ａの電流を供給すると、Ｊｌ
ｌｌのインダクタシス素子り、が誘導性インピータシス
である丸め第１のインタフタンスＬ１には第６図（ｉ）
で示す電源Ｖ−電圧よりもＩｓ６図（ｃ）に示す遅れの
電流ＩＬ、が流れる。一方交流電源Ｖ―より］ンヂンす
０１％第２のインダクタシス素子り８、第２の全波整流
器Ｂａｔ介して平滑用コンダンサｃｏの充電電流と、負
荷Ａの電流が流れる。ここで〕シ’ｆｙすＣ１と＊ｇの
インダクタシス素子Ｌｉで構成−（％） される第２のインピータンス要素を容量インピータンス
となるようにコ′：ＪジンサＣ１と第２のインダクタシ
ス素子り、の値を選択すると、第６図（Ｃ）に示すよう
に交流電源Ｖ−の電圧より進み位相の電流１ｃ。
が流れる。
従って第６図（−で示す入力電ｆｉｌ−は遅れと、進み
の電流ＩＬ、と、ＩＣｒの重畳した電流となるためひず
み率が低減し電源力率が曳く々るのである・。
の電流ＩＬ、と、ＩＣｒの重畳した電流となるためひず
み率が低減し電源力率が曳く々るのである・。
尚！Ｉ２のインダクタシス素子Ｌ２はコンデンサＣ８に
流れる電（ｌＬｌｃｌの導通角を広げピーク値を抑える
ために接続したもので、フィルターの作用なし、このイ
ンダクタシス素子り、を接続することにより一層の高力
率化が図れる。１＆電渾投入時に、交流電源ｖｓ、コン
デンサＣ８、（第２のインダクタシス素子り、）、第２
の全波整流器Ｂｔｚ平滑平滑フコシダＣ０の回路に流れ
ようとする過大なラッシュ電流を抑える効果も期待でき
るものである。
流れる電（ｌＬｌｃｌの導通角を広げピーク値を抑える
ために接続したもので、フィルターの作用なし、このイ
ンダクタシス素子り、を接続することにより一層の高力
率化が図れる。１＆電渾投入時に、交流電源ｖｓ、コン
デンサＣ８、（第２のインダクタシス素子り、）、第２
の全波整流器Ｂｔｚ平滑平滑フコシダＣ０の回路に流れ
ようとする過大なラッシュ電流を抑える効果も期待でき
るものである。
第７図は本発明の別の実施例を示す回路図であって、こ
の実施例は第２のインダクタシス素子り。
の実施例は第２のインダクタシス素子り。
と！ＩＩのインダクタシス素子Ｌｌとを電＊＠合（ト（
−） ランス結合）するとともに夫々の極性が逆方向と々るよ
うに巻回してトランスＴＩを構成した点において第５図
実施例と相違する。
−） ランス結合）するとともに夫々の極性が逆方向と々るよ
うに巻回してトランスＴＩを構成した点において第５図
実施例と相違する。
この回路では第１のインピーダンス要素は第１のインダ
クタンス素子Ｌ１によって誘導性インピーダンスを構成
し、第２のインピータンス要素はコンダンサＣＩ、第２
のインダクタンス素子り、から容量性インピータンスを
構成しており、第１のインダクタンス素子Ｌ１には第８
図（ｄ）に示すように第８図（ａ）で示す交流室＃ｖ曽
の電圧より遅れの電流ＩＬ。
クタンス素子Ｌ１によって誘導性インピーダンスを構成
し、第２のインピータンス要素はコンダンサＣＩ、第２
のインダクタンス素子り、から容量性インピータンスを
構成しており、第１のインダクタンス素子Ｌ１には第８
図（ｄ）に示すように第８図（ａ）で示す交流室＃ｖ曽
の電圧より遅れの電流ＩＬ。
が流れ、またコンデンサＣＩ％第２のインダクタンス素
子り、には第８図（ｃ）で示すように交流電源ｖＩ＋の
電圧より進みの電流ＩＣ＋が流れる。一方人力＊＋ＩＩ
３は電流ＩＬ、とＩ（＋との合成電流となるが電流ＩＬ
Ｉとｔｃ＋が同時に流れている期間ｔｓ −ｔ、 、
ｔｓ −ｔ、においてはトランスＴ１による電磁結合の
ために電流ＩＬＩとＩＣ＋ とけ各々影響し会う。即
ち両イ：／タクタンス素子り、とり、の相互インダクタ
ンスをＭとすると、電流ＩＬ１． ＩＣ＋が同時に流れ
ている期間ｔｌ−Ｆ ＋ ｊｓ ｔ＠では第１のイン
ダクタンス素子Ｌ＋に銹（〕） Ｌ、に誘起される第８図（ｅ）に示す電圧ＶＬ、はＶＬ
、 ＝例のように両インタクタシス素子り、 、 Ｌ、
が電磁結合してい々い場合に比べて、〕ンダンサＣ１に
流れる電流ＩｃＩは電磁結合による相互インダクタンス
Ｍのために、等価的にコンデンサＣ８に接続されるイン
ダクタンス成分が大きく々るため流れる電流Ｉｃｌの導
通角が第５図実施例に比して広がり、電？ｔｌｃ＋のピ
ーク値を抑えることができるのである。また４１のイン
ダクタンス素子Ｌ１に流れる電流ＩＬ１は第５図実施例
に比べて電磁結合による相互インタフタンλＭのため、
等価的にインダクタンスが大きく々ることにより、平滑
用コンダンサＣ０に充電する電流と負荷ＡＫ共給する電
流ＩＬ、も導通角を広げピーク値を抑えることができる
。
子り、には第８図（ｃ）で示すように交流電源ｖＩ＋の
電圧より進みの電流ＩＣ＋が流れる。一方人力＊＋ＩＩ
３は電流ＩＬ、とＩ（＋との合成電流となるが電流ＩＬ
Ｉとｔｃ＋が同時に流れている期間ｔｓ −ｔ、 、
ｔｓ −ｔ、においてはトランスＴ１による電磁結合の
ために電流ＩＬＩとＩＣ＋ とけ各々影響し会う。即
ち両イ：／タクタンス素子り、とり、の相互インダクタ
ンスをＭとすると、電流ＩＬ１． ＩＣ＋が同時に流れ
ている期間ｔｌ−Ｆ ＋ ｊｓ ｔ＠では第１のイン
ダクタンス素子Ｌ＋に銹（〕） Ｌ、に誘起される第８図（ｅ）に示す電圧ＶＬ、はＶＬ
、 ＝例のように両インタクタシス素子り、 、 Ｌ、
が電磁結合してい々い場合に比べて、〕ンダンサＣ１に
流れる電流ＩｃＩは電磁結合による相互インダクタンス
Ｍのために、等価的にコンデンサＣ８に接続されるイン
ダクタンス成分が大きく々るため流れる電流Ｉｃｌの導
通角が第５図実施例に比して広がり、電？ｔｌｃ＋のピ
ーク値を抑えることができるのである。また４１のイン
ダクタンス素子Ｌ１に流れる電流ＩＬ１は第５図実施例
に比べて電磁結合による相互インタフタンλＭのため、
等価的にインダクタンスが大きく々ることにより、平滑
用コンダンサＣ０に充電する電流と負荷ＡＫ共給する電
流ＩＬ、も導通角を広げピーク値を抑えることができる
。
（８）
従って両電流ＩＬ、 、 Ｉｃ＋のピーク値が抑えられ
ることによって、入力電流！−は第８図（ｂ）のように
ピークが低くなり、電源力率が高くなる。そして第５図
実施例と同じ力率を設定するならば〕ンプンサＣＩ％
インダクタンス素子り、％Ｌ、の値を小さくすることが
できて小形化が図れる。
ることによって、入力電流！−は第８図（ｂ）のように
ピークが低くなり、電源力率が高くなる。そして第５図
実施例と同じ力率を設定するならば〕ンプンサＣＩ％
インダクタンス素子り、％Ｌ、の値を小さくすることが
できて小形化が図れる。
第９図は第７図実施例における両全波整流ａＢＩ、馬を
構成するダイオードを一部共宵化することにより、タイ
オードの数を８＠から６個に簡略化したものである。即
ちダイオードｄ、 ／−ｄ、の６個をブリッジＢ構成し
、交流電源Ｖｓの一端より第１のインダクタンス素子Ｌ
１を介してブリッジＢの入力の一端に接続し、またコン
デンサＣＩ、第２のインダクタンス素子Ｌ！を介してブ
リッジＢの入力の別の一端に接続し、交流電源■ｓの他
端をブリッジＢの入力の他の一端に接続したもので、タ
イオードｄ、−ｄ、にて第１の全波整流器を、タイオー
ドｄ、＾ｄ、にて４２の全波整流器を夫々構成する。
構成するダイオードを一部共宵化することにより、タイ
オードの数を８＠から６個に簡略化したものである。即
ちダイオードｄ、 ／−ｄ、の６個をブリッジＢ構成し
、交流電源Ｖｓの一端より第１のインダクタンス素子Ｌ
１を介してブリッジＢの入力の一端に接続し、またコン
デンサＣＩ、第２のインダクタンス素子Ｌ！を介してブ
リッジＢの入力の別の一端に接続し、交流電源■ｓの他
端をブリッジＢの入力の他の一端に接続したもので、タ
イオードｄ、−ｄ、にて第１の全波整流器を、タイオー
ドｄ、＾ｄ、にて４２の全波整流器を夫々構成する。
第１０図は負荷Ａをインバータ回路ＩＮと、安定素子Ｃ
８と、放電灯りとからなる放電灯点灯回路としたー−１
を示しており、この場合リップルのない一定の高周波電
圧によって放電灯りを安定に点灯でき、また入力も高力
率となる放電灯点灯装置が優られる。
８と、放電灯りとからなる放電灯点灯回路としたー−１
を示しており、この場合リップルのない一定の高周波電
圧によって放電灯りを安定に点灯でき、また入力も高力
率となる放電灯点灯装置が優られる。
尚各夾癩例において平滑用コンダンサＣ０に流れる電源
投入時の過大電流は両インタクタンス素子り、 、 Ｌ
、によって抑えられ、入力電流の低減化が一層図れる。
投入時の過大電流は両インタクタンス素子り、 、 Ｌ
、によって抑えられ、入力電流の低減化が一層図れる。
また電磁結合の各′＊絢例では両インタクタンス素子り
、、Ｌ！の極性を逆極性としているがこれには％（限定
され々い。
、、Ｌ！の極性を逆極性としているがこれには％（限定
され々い。
本発明は交流電源に、交流電源電圧より遅れの入力端子
が流れる第１のインピーダンスｔ！索を介して第１の全
波整流器の入力側を接続するとともに、前記連れの入力
電流より進みとなる進みの入力電流が護れる第２のイン
ピーダンス要素を介して［２の全波整流器の入力側を前
記交流電源に接続し、各々の全波整流器の出力側を極性
を合せて並列Ｗ！繞しであるので、入力電流を進みと遅
れの１直を重量した電流とすることができ、その結果ひ
ずみ率が低減し電源力率を良くすることができるという
効果を奏し、しかも電源投入時に流れようとする過大電
流を両イシピータンスｌ！素で抑えることが可能となり
入力電流の低減化も同時に図れるという効果を奏する。
が流れる第１のインピーダンスｔ！索を介して第１の全
波整流器の入力側を接続するとともに、前記連れの入力
電流より進みとなる進みの入力電流が護れる第２のイン
ピーダンス要素を介して［２の全波整流器の入力側を前
記交流電源に接続し、各々の全波整流器の出力側を極性
を合せて並列Ｗ！繞しであるので、入力電流を進みと遅
れの１直を重量した電流とすることができ、その結果ひ
ずみ率が低減し電源力率を良くすることができるという
効果を奏し、しかも電源投入時に流れようとする過大電
流を両イシピータンスｌ！素で抑えることが可能となり
入力電流の低減化も同時に図れるという効果を奏する。
第１図は従来例の回路図、第２図は同との動作説明用波
形図、第８図は別の従来例の回路図、第４図（ａ） ”
（ｃ）は同上の動作説明用波形図、第５図は本発明の
−＊施例の回路図、第６図（ｌｌ）＾（ｃ）は同との動
作説明用波形図、第７図は本発明の別の実施例の回路図
、第８図（１１） ｈ（ｆ）は同上、の動作説明用波形
図、第９図は本発明の他の実施例の回路図、第１θ図は
同上の応用例の具体回路図であり、ＢＩ。 Ｂ、は全波整流器、Ｌｌ ＃ ｔ、、はインタフタンス
素子、Ｃ，は〕ンダンサ、ｌ員は遅れの電流、ｔｃ、は
進みの電流である。 代理人 弁理士 石 １）長 上 第２図 第３図 第４図 第５図 Ｂ＋
形図、第８図は別の従来例の回路図、第４図（ａ） ”
（ｃ）は同上の動作説明用波形図、第５図は本発明の
−＊施例の回路図、第６図（ｌｌ）＾（ｃ）は同との動
作説明用波形図、第７図は本発明の別の実施例の回路図
、第８図（１１） ｈ（ｆ）は同上、の動作説明用波形
図、第９図は本発明の他の実施例の回路図、第１θ図は
同上の応用例の具体回路図であり、ＢＩ。 Ｂ、は全波整流器、Ｌｌ ＃ ｔ、、はインタフタンス
素子、Ｃ，は〕ンダンサ、ｌ員は遅れの電流、ｔｃ、は
進みの電流である。 代理人 弁理士 石 １）長 上 第２図 第３図 第４図 第５図 Ｂ＋
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１）交流電源に、交流電源電圧より遅れの入力電流が
流れる第１のインピータンス要素を介して１ｌＩｌの全
波整流器の入力側を接続するとともに。 前記遅れの入力電流より進みとなる進みの入力電流が流
れる嶌２のインピータンス要素を介して第２の全波整流
器の入力側を前記交流電源に接続し、各々の全波整流器
の出力側を極性を合せて並列接続して成ることを特徴と
する整流装置。 （２）前記第１のインピーダンス要素を構成する第１の
インダクタンス素子と、＃！２のインピータンス要素を
構成する第２のインダクタンス素子とを電磁結合して成
ることを特徴とする特許請求の範囲１１項記載の整流装
置。 （８）前記第１．第９のインダクタンス素子を各々逆極
性となるように電磁結合して成ることを特徴とする特許
請求の範囲第２項記載の整流装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6346282A JPS58182476A (ja) | 1982-04-15 | 1982-04-15 | 整流装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6346282A JPS58182476A (ja) | 1982-04-15 | 1982-04-15 | 整流装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58182476A true JPS58182476A (ja) | 1983-10-25 |
Family
ID=13229924
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6346282A Pending JPS58182476A (ja) | 1982-04-15 | 1982-04-15 | 整流装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58182476A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60223476A (ja) * | 1984-04-19 | 1985-11-07 | Nichicon Capacitor Ltd | 直流電源装置 |
| JPH02294273A (ja) * | 1989-04-07 | 1990-12-05 | American Teleph & Telegr Co <Att> | 切替回路の入力網 |
| EP0520500A2 (en) * | 1991-06-27 | 1992-12-30 | Hughes Aircraft Company | High frequency poly-phase rectifier |
| JPH08149811A (ja) * | 1994-07-29 | 1996-06-07 | I Hitsutsu Kenkyusho:Kk | 単相入力３相全波整流回路及び単相入力疑似４相 全波整流回路 |
| JP2013505689A (ja) * | 2010-01-13 | 2013-02-14 | シーアン ホイール オプティック‐エレクトリック テク カンパニー リミテッド | 全自励式電源の電子式変流器 |
-
1982
- 1982-04-15 JP JP6346282A patent/JPS58182476A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60223476A (ja) * | 1984-04-19 | 1985-11-07 | Nichicon Capacitor Ltd | 直流電源装置 |
| JPH02294273A (ja) * | 1989-04-07 | 1990-12-05 | American Teleph & Telegr Co <Att> | 切替回路の入力網 |
| EP0520500A2 (en) * | 1991-06-27 | 1992-12-30 | Hughes Aircraft Company | High frequency poly-phase rectifier |
| JPH08149811A (ja) * | 1994-07-29 | 1996-06-07 | I Hitsutsu Kenkyusho:Kk | 単相入力３相全波整流回路及び単相入力疑似４相 全波整流回路 |
| JP2013505689A (ja) * | 2010-01-13 | 2013-02-14 | シーアン ホイール オプティック‐エレクトリック テク カンパニー リミテッド | 全自励式電源の電子式変流器 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2865194B2 (ja) | 単相入力３相全波整流回路及び単相入力疑似４相全波整流回路 | |
| JPH06315267A (ja) | 力率改善ｄｃ電源 | |
| US20060239039A1 (en) | Switching power supply circuit | |
| JPS58182476A (ja) | 整流装置 | |
| JPH11215815A (ja) | スイッチング電源回路部 | |
| WO2020062247A1 (zh) | 同步整流电路和整流装置 | |
| JPS604676B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3402031B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JPH06215885A (ja) | 放電ランプ高周波点灯回路 | |
| Enjeti et al. | Autotransformer configurations to enhance utility power quality of high power AC/DC rectifier systems | |
| JPS6026465A (ja) | 倍電圧整流回路 | |
| US20240072653A1 (en) | Resonant converter with multiple resonant tank circuits | |
| JPS59148567A (ja) | 電源装置 | |
| US6459603B1 (en) | Adapter circuit for selectively doubling input voltage depending upon connector type | |
| JPH0279766A (ja) | スイッチング電源用ノイズフィルタ回路 | |
| JP3400132B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JPS60167683A (ja) | 電源装置 | |
| JPH04359674A (ja) | 直流電源装置 | |
| JPH0197171A (ja) | 整流装置 | |
| JP2017070013A (ja) | スイッチング電源装置及び充電装置 | |
| JPS59148565A (ja) | 電源装置 | |
| SU993406A1 (ru) | Преобразователь частоты | |
| JPH0715967A (ja) | スイッチング電源 | |
| JPH03190556A (ja) | 直流電源回路 | |
| EP3316464A1 (en) | A switched-mode power supply with power factor correction |