JPS58147207A

JPS58147207A - 増幅器の電源供給回路

Info

Publication number: JPS58147207A
Application number: JP3027382A
Authority: JP
Inventors: Susumu Sueyoshi; 末吉　進; Tomohiro Takegawa; 智博竹川
Original assignee: Pioneer Corp; Pioneer Electronic Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 1982-02-26
Filing date: 1982-02-26
Publication date: 1983-09-02
Also published as: JPH0338764B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は増幅器の電源供給回路に関し、特に電力増幅器
の電源供給回路に関する。

電力増幅器の電力変換効率を改善する方法とし′て、回
路出力信号レベルに応じて電源電圧レベルを変化せしめ
る方法がある。第１図は現在提案中の回路例を示すもの
であり、入力端子１に印加された信号は電圧増幅段３に
て増幅され、トランジスタＱ３、Ｑ４、よりなるコンプ
リメンタリプッシュプル電力増幅段にて電力増幅される
。この出力端子２と接地端子４との間に設けられたスピ
ーカ等の負荷１３をプッシュプル駆動するものである。

この電力増幅段への電源供給のために、第１及び第２の
電源７．８及び９．１０が設けられており、第１の電源
電圧±ＢＬと第２の電源電圧±ＢＨとの関係はｌ　ＢＬ
　ｌ　＜　ｌ　ＢＨｌとなるように設定されている。ま
た、差動アンプ５．６が設けられており、その入力端子
ａには回路出力レベルを一定電圧ＩＥＩだけレベルシフ
トした電圧が、基準電圧源１１．１２により印加されて
おり、入力端了すには、電力トランジスタＱ３　、Ｑ４
の　コレクタ端子（電力増幅段の電源端子でもある）の
電圧が印加されている。差動アンプ５．６の出力は、第
２の電源９．１０とトランジスタＱ３、Ｑ４のコレクタ
端子との間に設けられ゛た能動素子であるトランジスタ
Ｑ５、Ｑ６の各ベース制御入力となっている。こうする
ことにより、アンプ５とトランジスタＱ５及びアンプ６
とトランジスタＱ６とにより夫々負帰還増幅回路が構成
されることになり、よって、トランジスタＱ５　、Ｑ６
が能動状態にある限り、トランジスタＱ３　、Ｑ４のコ
レクタである給電端子には、夫々回路出力レベルを一定
値ＩＥＩだけレベルシフトした電圧が給電されると共に
、第２の電ＩＩ９．１ｏより電流供給が行われる。

また、第１の電１７．８の出力電圧上ＢＬが一方向性素
子であるダイオードＤ９、Ｄｌｏを各々介してトランジ
スタＱ３、Ｑ４の各コレクタ端子へ供給されている。こ
うすることにより、回路出力信号ｖＯのレベルが小さく
てＩＢＬＩ＞ＩＶｏ＋Ｅ１であれば、トランジスタＱ５
、Ｑ６はオフ状態であるから、第１の電源７．８からト
ランジスタＱ３　、Ｑ４への給電が行われることになる
。−Ｌ１≦ｌＶＯ＋Ｅｌとなれば、ダイオードＤ９、Ｄ
ＩＯがオフとなって、第１の電源７．８の代りにトラン
ジスタＱ５、Ｑ６によるコレクタ出力が各トランジスタ
Ｑ３　、Ｑ４に給電される。この時、アンプ５．６とト
ランジスタＱ５、Ｑ６とにより夫々負帰還増幅回路が構
成されているから、負帰還作用により、各トランジスタ
Ｑ３　、Ｑ４へのコレクタ給電電圧はｌＶＯ＋Ｅｌなる
レベルとなる。

かかる構成とすることにより、従来の電源レベルを常に
一定とした場合の回路方式に比較し電力変換効率の改善
が図れる。ところがこの回路方式にあっては信号レベル
が大となりトランジスタＱ５、Ｑ６がオフから能動状態
になる瞬間にダイオード０９．０１０はオンからオフに
移行する。この時ダイオードＤ９、Ｄｌｏは逆バイアス
されるが、ダイオードの逆回復時間の間スパイク状の逆
回復電流が流れ電流経路に過渡的な磁束を発生する。

またトランジスタＱ５、Ｑ６は能動状態へ移行するまで
に必ず時間遅れを有しているから、負荷電流にこれら電
磁誘導や時間遅れの影響が現われて、特に高周波信号で
は顕著となる。他方、トランジスタＱ５　、Ｑ６が能動
状態からオフへ移行し、またダイオードＤ９、Ｄｌｏが
オフからオンへ移行する場合にも同様の現象が生じて出
力へ悪影響を及ぼし、特に高周波信号の場合に上記現象
による歪発生が増大する。

そこで本出願人は電力変換効率の良さを維持しつつ高周
波における能動素子のオンオフによる悪影響を防止して
歪発生を極力抑圧するようにした増幅器の電源供給回路
を提供することを目的として第２図及び第３図に示す回
路方式を提案した。

第２図は本考案の原理を示す図であり、第１図と同等部
分は同一符号により示されており、その説明は省略する
。増幅出力信号は、新たに付加された高域成分レベル検
出回路１４に入力され、高周波成分のレベルの絶対値が
所定値以上になったときに、夫々スイッチ１５．１６を
オンに制御するよう構成されている。スイッチ１５．１
６のオン動作により、トランジスタＱ５　、Ｑ６の各ベ
ースが抵抗Ｒ１９，Ｒ２０を介して接地レベルにクラン
プされる。その結果、トランジスタＱ５　、Ｑ６は飽和
動作をなし、そのｙｃｅ（コレクタ・エミッタ間電圧）
は略無視することが可能となるから、トランジスタＱ３
　、Ｑ４への給電は高電圧である第２の電源９．１０の
出力±ＢＨよりなされる。

第３図は第２図の具体的回路例である。差動アンプ５は
トランジスタＱ９　、　Ｑ１０．抵抗Ｒ６，Ｒ８、Ｒ２
１，ダイオードＤ５　、ＤＢ及びＮ流源Ｉ３からなって
おり、差動アンプ６はトランジスタＱ１１、　Ｑ１２．
抵抗Ｒ７、ＲｌＪ　、Ｒ２２ダイオードＤ７゜ＤＢ、及
び電流源■４からなる。差動アンプ５゜６の各出力はト
ランジスタＱ５　、Ｑ６のベース駆動入力となっており
、また回路出力をレベルシフトする基準電圧源１１．１
２としてツェナーダイオード０１　、Ｄ２が夫々用いら
れており、これらダイオードＤＩ　、Ｄ２の動作電流供
給のために電流源ＩＩ、Ｉ２が夫々設けられている。ダ
イオードＤ９．Ｄ１０は夫々十ＢＬへの電流逆流閉止用
、ダイオードＤ５　、Ｄ６及びＤ７．ＤＢは夫々差動ア
ンプ５，６のトランジスタＱ９．Ｑ１０及びＱ７゜ＱＢ
のベース・エミッタ逆バイアス防止手段用のものである
。高域成分レベル検出回路１４はコンデンサＣＩ、抵抗
Ｒ４、Ｒ５により構成され、ここで増幅出力信号の中低
域成分がカットされ分圧される。高周波成分でかつ絶対
値レベルの大なる信号がダイオードＤ３．Ｄ４を通過し
、コンデンサＣ２、Ｃ３を夫々充電する。この充電電圧
がスイッチインク素子１５，１６としてのトランジスタ
Ｑ１１．　Ｑ１２のベース制御入力となって、これら素
子１５．１６を夫々オンせしめる。その結果、トランジ
スタＱ５及びトランジスタＱ６が夫々飽和動作をなし、
よって出力トランジスタＱ１　、　Ｑ２の各コレクタ給
電端子は略第２の電源電圧±ＢＨまで上昇することにな
る。一度上昇すれば、コンデンサＣ２、Ｃ３の充電電荷
が減少するまでこの電位（±ＢＨ）を維持する。従って
、ダイオード０９．ＤＩＯやトランジスタＱ５　、ＱＢ
のオンオフの切換えは、高域成分のレベルが大となり始
めた１〜２波程度の間しか行なわれないために、これら
素子の切替時に生ずる歪の発生回数が著しく減少する。

、そして、中低域成分では高域レベル検出回路１４は何
等動作しないので、第１図の例と全く同等の電力変換効
率が確保可能である。従って、音楽信号の如く中低域に
て振幅が大きく高域で振幅が小さい信号を扱うオーディ
オ用電力増幅器には最適となる。

尚、第３図回路において、＾域しベル検出回路１４のス
イッチインク素子１５．１６の出力である。トランジス
タＱ７　、ＱＢのコレクタは夫々、差動アンプ５．６の
トランジスタＱＩＯ，Ｑ１２のベースに接続してもよい
。

かかる第２図及び第３図の回路は上述のとおり多くの利
点を有するものであるが、以下のような問題点が生じる
ことが判明した。即ち、高域レベル検出回路１４が作動
する際にトランジスタＱ７゜及びＱＢがスレショルドレ
ベル付近のときその動作が緩慢となり、トランジスタＱ
５　、ＱＢが完全にオンとならずにトランジスタＱ５　
、ＱＢのコレクタ電位が＋ＢＨ及び−ＢＨに到達せず不
安定となる場合がある。また、シフト電圧ＩＥＩを発生
する手段は電流源■１とツェナーダイオードＤ１及び電
流１１１２とツェナーダイオードＤ２より得ているが、
電流源１１及び■２は高電圧である第１の電源＋ＢＨ及
び−ＢＨの和（＋ＢＨ）＋　（−ＢＨ）の耐圧が必要で
あり、特に大出力増幅器などでは高耐圧素子が必要とな
り、適当な素子が得にくため、トランジスタ回路で構成
するなどの必要があり、コストアップにもつながってい
た。

そこで、本発明はこの問題点を解決すべく高域レベル検
出回路の動作にヒステリシス特性を持たせ、この緩慢な
動作領域をなくし、動作の安定化を計るとともにシフト
電圧ＩＥＩを発生する手段に別途、電流源を使用しなく
てもよ０ようにした回路を提供するものである。

第４は本発明の実施例を示し、第３図と同一部分は同一
符号を記しである。差動アンプ５の一方のトランジスタ
Ｑ９のベース入力には出力端子２の出力電圧■０を抵抗
Ｒ１７，Ｒ１８で構成され、同抵抗Ｒ１７，ＲｌＢの分
圧比により決定する減衰比に１を有する減衰器１７で減
衰された信号の更にプラス信号弁をダイオードで検波し
た信号に１・■０　（＋）が印加される。また他方のト
ランジスタＱ１０のベース入力にはトランジスタＱ５の
コレクタ電圧（パワートランジスタＱ１のコレクタ電圧
でもある。）をツエーナーダイオードＤ１５のオフセッ
ト電圧即ち、シフト電圧をＥとすればツエーナーダイオ
ードＤ１５のアノードには（Ｖｃ−Ｅ）の電圧が発生し
、これを抵抗Ｒ１１，Ｒ１２により構成され、同抵抗Ｒ
１１，Ｒ１２の分圧比による決定する減衰比に２を有す
る減衰器１８で減衰された信号に２・（Ｖｃ−Ｅ）が印
加される。トランジスタＱ９　、　Ｑ１０の共通エミッ
タ端子には夫々電流逆流阻子のためのダイオードＤ５　
、Ｄ６が接続され、エミッタ抵抗Ｒ１６を介して負側の
第２電源−ＢＬ（または第１電源−ＢＨ）に接続される
。またトランジスタＱ９　、　Ｑ１０のベース間には正
帰還用のダイオードＤ１３が接続されている。スイッチ
インク回路１５の出力であるトランジスタＱ７のコレク
タは差動アンプ５のトランジスタＱ９のエミツタとダイ
オードＤ５の接続点に接続される。

一方他の差動アンプ６にも同様にトランジスタＱ１１の
ベースはマイナス信号検波用のダイオードＤ１２を介し
て減衰器１７に接続され、トランジスタＱ１２のベース
には、減衰器１８と同一の減衰比に２を有する減衰器１
９及びツェナーダイオードＤ１６を介して第１電源−Ｂ
Ｌに接続される。他の構成は差動アンプ５の周辺と同一
の回路構成となっている。　ここで減衰比に１及びに２
の値を等しく設定すればトランジスタＱ５　、Ｑ９及び
Ｑ１０より成る負帰還増幅器において減衰器１８即ち、
抵抗Ｒ１１，Ｒ１２は帰還回路となり、出力電圧ＶＯが
■０≧（＋ＢＬ−ｌ　Ｅ　ｌ　）ツまり（Ｖｏ　＋　ｌ
　Ｅｌ）≧＋ＢＬの範囲内でμ Ｋ　１・Ｖｏ　＝　（Ｖｃ　−ｌ　Ｅ　ｌ　）となる。

ここでに＝Ｋ　１．　＝Ｋ　２とすれば上式はＶｏ　＝
Ｖｃ　−Ｅ　　つまりＶＣ＝ＶＯ＋Ｆとなり、第１図及び第３図に示した動作となる。

また、減衰器１８の抵抗Ｒ１１，Ｒ１２は負帰還回路に
おけるβ回路となるとともにツェナーダイオードＤ１５
のバイアス抵抗としても動作しおり、第３図に示す電流
源■１を省略することができる。

一方、減衰比Ｋ　１．　Ｋ　２をＫ　２＜Ｋ　１と設定
した場合について考察してみる。一般にパワーアンプの
回路にはパワートランジスタＱ３　、Ｑ４のエミッタと
出力端子２との間にエミッタ抵抗Ｒ２゜Ｒ３が挿入され
ているため、トランジスタＱ３゜Ｑ４のエミッタ電位は
エミッタ電流とエミッタ抵抗Ｒ２、Ｒ３の積による電圧
降下分だけ変動してしまうため、Ｋ１＝に２としてＶＣ
を制御させたのではＱ３　、Ｑ４のＶＣｅもその分余計
に変動する結果となり好ましくない。そこで、減衰比Ｋ
　１゜Ｋ２を上述のとおり設定することにより、エミッ
タ抵抗による電圧降下分を補正できる。次に、出力電圧
■０に所定レベル以上の高域信号が発生した場合を考え
ると、第３図と同様に高域レベル検出回路１４が動作し
、スイッチ回路１５がオンする。このとき陶時に減衰器
１７の出力にはＫ　１・■０の電圧が発生し、プラス信
号検波用ダイオードＤ１１を介して差動トランジスタＱ
９のベースに印加される。そしてスイッチ回路１５のオ
ンにより、トランジスタＱ９のエミッタがアースされる
ので、トランジスタＱ９は差動アンプ５の動作に関係な
く常にオンとなる。これよりトランジスタＱ５がオンし
、トランジスタＱ５のコレクタ電圧ＶＣは＋ＢＨに移行
、従って他方の差動トランジスタＱ１０のベース電位は
（ＢＨ−Ｉ　Ｅ　ｌ　）となり同トランジスタのベース
電圧が上昇する。これにより同トランジスタのエミッタ
電位も上昇するが、この上昇分は逆流阻止用ダイオード
Ｄ５のターンオフにより（Ｄ６はなくてもよい）トラン
ジスタＱ９のエミッタには伝達されない。従って、差動
トランジスタＱ１０のベースに電圧はダイオードＤ１３
を介して他方の差動トランジスタＱ９のベースに正帰還
されることとなり、トランジスタＱ９をよりオンとなる
方向にバイアスする。

ここでダイオードＤ１１はオフして減衰器１７からの信
号に１・ＶＯは阻止され、トランジスタＱ９のベース「
はトランジスタＱ１０のベース電圧が印加される。

以上の説明から明らかなとおり、高域レベル検出回路１
４が動作し、スイッチ回路１５がオンとなることにより
トランジスタＱ５のコレクタ電圧ＶＣは第２電源電圧＋
ＢＨに移行すてるとともにこの第２電源電圧＋ＢＨがツ
ェナーダイオードＤ５、抵抗Ｒ１１及びダイオードＤＩ
３を介して正帰還され差動アンプ５の出力端子２側のト
ランジスタＱ９をよりオンとする方向に動作するシュミ
ット回路が構成されることになりスイッチ回路１５の緩
慢な動作を是正することができる。

尚、差動アンプ６に関しても減衰器１９．ツェナーダイ
オードＤ１６ダイオード１４等により同様な動作を有す
る。

第５図は本発明の他の実施例を示し第４図と同一部分は
同一符号を記しである。差動アンプ５゜６とてトランジ
スタＱ９　、ＱＩＯ及び・十うンジスタＱ１１．　Ｑ１
２による縦型差動アンプ構成としたものであり、正帰還
用のダイオードＤ１３及びＤ１４は第３図及び第４図の
ベース・エミッタ逆流阻止としてのダイオードＤ５　、
Ｄ６及び［）７　、　［）８の機能も兼ねている。また
トランジスタＱ９　、　ＱＩＯ，Ｑｌｌ、　Ｑ１２の共
通エミッタ抵抗Ｒ１５，Ｒ１６も省略できる。

以上のとおり、本発明によれば高域レベル検出回路によ
る出力によりパワートランジスタのコレクタを高電位に
切換えるスイッチ回路にシュミット動作をもたせること
によりこのスイッチ回路が高域レベルオン付近での緩慢
な動作を改善し、またシフト電圧発生のための電流源も
省略できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来提案された電源供給回路を示す図、第２図
は第１の回路を改善した既に提案された回路を示す図、
第３図は第２図回路の具体例を示す図、第４図は本発明
の実施例を示す図、第５図は本発明の他の実施例を示す
図である。１・・・・・・入力端子　　　　２・・・・・・出力端
子５．６・・・・・・差動アンプ　７，８・・・・・・
第１の電源９．１０・・・・・・第２の電源１１．１２・・・・・・レベルシフト用電源１３・・・
・・・負荷　　　１４・・・・・・高域レベル検出回路
１５．１６・・・・・・スイッチインク素子Ｑ３　、Ｑ
４・・・・・・パワートランジスタＤ９　、　Ｄｌｏ、
　０１３．　Ｄ１４・・・・・・逆流阻止ダイオード１
７．１８．１９・・・・・・減衰器特許出願人パイオニア株式会社手続補正御坊式）２１発明の名称増幅器の電源供給回路３、補正をする者事件との関係　　特許出願人住所　〒１５３　　東京都目黒区目黒１丁目４番１号名
称（５０１）／＜イオニア株式会社５、補正の対象願書、明細書全文

Claims

【特許請求の範囲】

第１の電源と、この第１の電源より高電圧を発生する第
２の電源と、増幅器の出力信号レベルに応じた電圧を発
生する電圧発生手段と、前記電圧発生手段の電圧が前記
第１の電源電圧より大なる時に前記第１の電源電圧に代
えて前記電圧発生手段の電圧を前−２増幅器に供給する
とともに前記出力信号の高周波成分が所定レベル以上の
ときに前記電圧発生手段側から前記出力信号レベル側に
正帰還をかけ前記電圧発生手段の電圧に代えて前記第２
の電源電圧を前記増幅器へ供給する。差動構成より成る
給電手段とを含むことを特徴とする増幅器の電源供給回
路