JPS58106971A - デジタル型のビデオ信号の波形等化器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はビデ第４ｄ号より不ｇｊ！信号、例えばゴース
ト信号を除去して波形等化をするデジタル橡のビデオ信
号の波形等化器に−シ、符に安価に構成できると共に、
小さな不要信号をも完全に除去できるようにしたもので
ある。

ビデオ信号からゴースト信号を模擬して打消用信号を形
成し、この打消用信号とビデオ信号を合成してゴースト
信号を除去するようにした波形等化器が種々提案されて
いる。そして、信号処理の容易さから第１図に示す如き
デジタル型のビデオ信号の波形等化器が考えられている
。

この第１図について説明するに、アンテナ（１）からの
信号がチェーナ（２）、映像中間増幅器（３）を通じて
映像検波−°路（４）に供給され一ビデオ信号８ｉ・が
検波される。このビデオ信号８ｉ・がＡ−Ｄ変快勧（５
）を介して例えば１サンプル８ビツトのデジタルを１１
戚するシフトレジスタ（６）に供給される。このシフト
レジスタ（６）は、ｎビットのシフトレジスタで後述す
るクロックパルスＣＬＫ２にて動作するようになされて
おり、その遅延時間は先行ゴースト除去期間τ、と等し
くされると共にこのシフトレジスタ（６）を形成する各
レジスタの出方端よｔ）　ｎ　個（７Ｊタツプが導出さ
れている。

このシフトレジスタ（６）の終端タップから得られる信
号は全減算器（７）に供給される。

また、このシフトレジスタ（６）の各タップに得られる
信号は夫々シランスパーサルフィルタを構成するデジタ
ル乗算器で構成された重み付は回路（８，）（ｓ＊　）
・・・（８ｎ）に供給される。

さらに、シフトレジスタ（６）の終端からの信号がトラ
ンスパーナルフィルタを構成するシフトレジスタ（９）
に供給される。このシフトレジスタ（９）は、ｍビット
のシフ）レジスタで、シフトレジスタ（６）と同様にタ
ンツタパルスＣＬＫ１にて動作するようになされており
、その遅延時間は後行ゴーストの除去期間τ１と等しく
されると共に、このシフトレジスタ（９）を形成する各
レジスタの出力端よりｍ　１ｉｄのタップが導出されて
いる。

この各タップに侍られる信号が夫々トランスバーサルフ
ィルタを構成するデジタル乗算器より成る賑み付は回路
（１０□）（１０ｍ）・・・（１０ｍ）に供給される。

重み付は回路（８ｓ　）　（８＊　）　”・（８ｎ　）
　（１０ｔ　）（１０ｍ）・・・（１０ｍ）の夫々には
、後述するように全減算器（７）より出力されるビデオ
信号に含まれるゴースト信号に応じた重み付は係数が供
給されて重み付けが行なわれる。そして、これら重み付
は回路（８ｔ　）（８ｍ　）”・（８ｎ）（１０１）（
１０ｇ　）−−−（１０ｍ）より得られる重み付けされ
た信号は全加算器　、（１１１）　＠５ｓ（ｌｌｎ　）
　（１２１）　（１２１）　ａｏｏ（１２ｍ　）にて加
算されてゴースト信号を模擬した打消用信号Ｓｅ　　と
されて全減算器（７）に供給される。

結局、全減算ｕ（７）よりはゴースト信号の除去された
ビデオ信号が出力され、これがＤ−Ａ変換器ａａ１を介
されてアナ田グ信号とされ、出力端子αａにはゴースト
信号の除去されたビデオ信号Ｓ、が得られる。

ところで、ゴーストの検出測定用の信号としては、標準
テレビジ冒ン信号に含まれており、しかも、できるだけ
長い間他の信号の影響を受けないもの例えば、垂直同期
信号が用いられる。つまり、第２図に示すように、垂直
同期信号の前縁ＶＥと影響を受けない、したがって例え
ば以下説明するように、この垂直同期信号の前縁ＶＥと
その前後び後の期間τ１の信号（以下情報参照部分とい
う）から標準波形が減算されて重み付は係数を形成する
ためのゴースト検出信号が得られる。

即ち、全減算器（７）からのビデオ信号がＲＡＭ（ラン
ダムアタセスメそり）（Ｉ９を介して全加算器（ｌｌ１
９に供給される。

また、第１図において鰭はＲＯＭ（リードオンリーメモ
リ）を示し、このＲＯＭ（１？）には少なくとも情報参
照部分の標準波形情報が負の値で予め書き込まれている
。そして、このＲＯＭＱηから、は後述するタイミング
パルスＰｔに基づいて、全滅ｕ　ｈ　（’７１より得ら
れるビデオ信号の情報参照部分に対応してその標準波形
情報が読み出されるようになされている。

そして、このｌ（ＯＭＱ７１より読み出された（Ｎ号は
全加算器ａ鴨に供給される。

結局、全加３ｉｉＬｂ、　ａｂｒからは全滅１１力から
のビデオ信号より標準波形が減算された信号、即ちゴー
スト検出信号が得られる。このゴースト検出信号は微分
回路（ハ）を介してシフトレジスタ収り及び（２）に供
給される。

この場合、ゴースト検出信号を微分したものは近似的に
ゴーストのインパルス応答とみなせるので、この微分信
号が打消用信号を形成するトランスバーサルフィルタの
重み付は係数とされるものである。　５ シフトレジスタ（ＩＩ及び翰はデマルチプレクサ及び重
み付は係数記憶回路を構成するもので、上述したシフト
レジスタ（９）及び（６）と同様にｍビット及びｎビッ
トのシフトレジスタで後述すルクロツクパルス発生儀か
らのり四ツクパルスＣＬＫ２で動作し、夫凌のレジスタ
の出力端よりｍ個及びｎ個のタップが導出されている。

クーツクパルスＣＬＫ２は上述した全減算器（７）より
得られるビデオ信号の情報参照部分の期間（τ・＋τ１
）のみ供給されるようになされており、シフトレジスタ
ーには、垂直同期信号の前縁ＶＢの前の細則τ・　の振
分信号が重み付は係数として記憶され、シフトレジスタ
ａ僧には、この前縁■Ｅの後の期間τ、の振分信号が重
み付は係数として記憶される。

結局１シフ）レジスタ翰及び翰の各タップには重み付は
係数が得られる。これがトランスパーサルフィルタを構
成する重み付は回路（８ｓ　）（８ｍ　）・・・（８ｎ
）、（１０１）（１０冨）・・・（１０ｍ）に供給され
る。

なお、この第１１において、映像検波回＃８（４）がら
のビデオ信号Ｓｉ・は同期分離回路Ｇ！υ、基準時刻板
出回Ｍｉｉ！Ｉｗ４及びり胃ツタパルス発生−（ハ）に
供給すれる。四則分離回路ｔ２１で分離された重置同期
信号が基準時刻検出回路−に供給されて、基準時刻ｔ−
Ｑが検出される。つまり、ビデオ信号８１．の垂直同期
信号の前縁ｖＢを示すパルスが形成される。

この基準時刻１＝０を示すパルスは、先行ゴーストの除
去期間τ・　と等しい遅延時間を有する遅延回路（至）
を介された後、タイ主ンダバルスＰｔ　　としてＲＯＭ
αＤに供給される。

クロックパルス発生器（ハ）においては、ビデオ信号よ
り周波数ｆ＠ｃのバースト信号が抜き取られ、このパー
ス）信号に同期し、周波数３ｆｓｃあるいは４ｆ魯Ｃの
クロックパルスＣＬＫＩ及びＣＬＫ２が形成される。ク
ロックパルスＣＬＫＩは連続して出力されると共に、り
ｐツクパルスＣＬＫ２は例えば基準時刻検出回路＠より
得られる基準時ｇｔ＝ｏを示すパルスに基づいて、この
基準時刻ｔ＝Ｑからτ・＋τ１の期間のみ出力されるよ
うになされている。そして、タロツクパルスＣＬＫｌは
シフトレジスタ（６）　（９）等に、夕■ツタパルスＣ
ＬＫ２はシフトレジスタα場翰に供給される。

以上述べたように、この第１因例に示す波形等化番は、
ビデオ信号段においてゴース）信号を除去することがで
きる。

しかしながら、この第１図に示す波形略化器においては
、シフ）レジスタ（６）及び（９）より導出されるタッ
プの数だけデジタル乗算器（８ｓ　）（８ｍ　）・・・
（８ｎ　）　（１０ｘ　）　（１０ｍ　）・・・（１０
ｍ）及び全加算器（ｌｌり・・・（１１ｎ）（１２１）
（１２！）・・・（１２ｍ）を設けるため、着しくコス
Ｆアップにつながるものとなる。

そこで、この欠点を解消するため第３図に示すように重
み付は回路を構成する乗算器としてアナログ乗算器を使
用するものが考えられる。

この第３５Ａにつき説明するに、シフトレジスタ（６）
の終端タップに得られる信号はＤ−Ａ変換器（２５ｆｉ
　’）を介されてアナ田グ信号に変換された後、合成器
（７）に供給される。また、シフ）レジスタ（６）の各
タップに得られる信号は夫々Ｄ−Ａ変換器（２５ｍ　）
　（２５ｍ　）　・・・（２５ｍ　）を介されてアナ資
グ信号・・・（８ｎ）に供給される。

また、シフトレジスタ（υ）の各タップに得られる信号
はＤ−Ａｇ換器（２６ｔ　）　（２６ｍ　）　・・・（
２ｍ５ｍ　）を介されてアナログ信号とされた後、トラ
ンスバーサルフィルタを構成するアナログ乗算器で構成
された恵み付は回路（１０１）　（１０，）　・・・（
１０ｍ　）に供給さく１０１　）　（１０ｍ　）　・・
・（１０ｍ　）には、シフトレジスタ四（２）の各タッ
プに礼られるｔみ付は係数がＤ−Ａｉ換器（２７１）　
（２７ｔ　）・・・（２７ｎ　）　（２８ｓ　）　（２
８ｔ　）・・・（２８ｍ）を介されてアナログ信号に変
換されて供給（８ｍ　）　（１０１）　（１０１）　−
−−（ｘｏｍ）より得られる重み付けされた信号が加算
されることでゴースト信号ス）信号の除去されたビデオ
信号８゜が得られ、出に供給される。また、翰は標準波
形形成回路な示し、この標準波形形成回路−においては
タイ電ングバルスＰｔに基づいて、合成器（７）からの
ビデオ信号の垂直同期信号の前縁ｖＢのスラップ波形に
近似した標準波形８ｆが形成され、この標準波形８ｆが
ｐ−パスフィルタ（至）を介して減算回路−に供給され
る。

そして、この減算回路−よりゴースト検出信号が得られ
る。このゴースト検出信号は微分回路（１８を介して微
分信号ａｄとされた後Ａ−Ｄ変換器？３１）を介されて
デジタル信号とされ、シフトレジスタ０及び翰に供給さ
れる。

ソノ他は１１ｗ１例と同様に＊成されている。

この、第３図に示す波形等化器においても第１図例と同
様に動作し、ビデオ信号段においてゴースト信号を除去
することができ、しかもシフ）レジスタ（６）及び（９
）より導出されたタップの数だけデジタル乗算器及び全
加算器を必要とする第１図例と比べれば】ストダウンと
なる。

しかしながら、この第３図例においては５人−り変換器
を２個（５）０υ使用するものであるから、いまた１通
常ビデオ偵号Ｓｔ、は第４図に示すように、その映像信
号部分のビータがＩＱＱ　Ｉ　ＢＥで、同期信号信号部
分のピークが−ｍ工Ｒｗとなされている。これに対し微
分回路部より得られる微分信号８ｄはきわめて小さい。

従ってこの第３図例はこの微分信号８ｄを直１７Ａ−Ｄ
変換器（５）に供給するものであるから、この人−−Ｄ
変換器（５）における分解能が小さく、結果としてゴー
スト信号の抑圧度が小となる欠点がある。尚、この第４
図において、ｓ塾　はバースト信号、ＰＫは水平同期信
号である。

本発明は斯る点に鑑みてなされたもので、１つの人−り
変換器を多重使用し、一層のコストダウンを図ると共に
、不要信号、例え′ばゴースト信号の抑圧度を向上させ
るようにしたものである。

以下、第５図を参照しながら本発明によるデジタル型の
ビデオ信号の波形等化器の一実施例について説明しよう
、この第５図において、第３図と対応する部分には同一
符号を付し、その説明は省略する。

本例においては、映像検波回路（４）からのビデオ信号
８ｉ・は、切換スイッチｃ１４の一方の固定端子（３２
ａ）に供給され、この切換スイッチい４の他方の固定端
子（ａ２ｂ　）には微分回路−の微分信号８ｄがアンプ
−を介されて増幅されたものが供給される。

アンプ圓においては、微分信号８ｄｔｔＡ−Ｄ変換器（
５）のダイナミックレンジの略フルスケールまで増幅せ
しめるようになされている。そして、人−り変換器（５
）の分解能を大きくシ、ゴースト信号の抑圧度を大とす
るようにしている。尚、図示せずも、このアンプ（ト）
に自動利得制御回路（ＡＧＣ）を付加し、ゴースジ信号
の大きさに拘らずこの出力が常にＡ−Ｄ変換器のダイナ
ミックレンジの略フルスケールまで増幅させられるよう
になすこともできる。

また、切換スイッチ（至）の可動端子（３２ｃ）に得ら
れる信号はＡ−Ｄ変換器（５）に供給され、このＡ−Ｄ
変換器（５）の出力は一遅延回路（至）を介してシフト
レジスタ（６）及び（９）に供給されると共に、接続ス
イッチ（ロ）を介してシフトレジスタＵ→及び（至）に
供給される。遅延回路（２）は例えばシフトレジスタに
て構成され、タ四ツクパルス発生器關からのクロックパ
ルスＣＬＫ１にて動作するようになされており、その遅
延時間は、ビデオ信号の情報参照部分の期間（τ・＋τ
□）以上とされる。本例においては、遅延時間τ・＋τ
１　とされている、これは、人−Ｄ＞換器（５）を多重
使用するものであるから、ビデオ信号８ｉ・の情報参照
部分に＼合成器（力より得られるビデオ信号の情報参照
部分がダブらないようにするためである。

切換スイッチ（３り及び接続スイッチ（２）は、第６図
人に示す如き、ビデオ信号Ｓｉ・の垂直同期信号の前縁
ＶＢ、つまり、基準時刻１−０よりτ、＋τ、の期間後
からτ・＋τｌの期間１即ち、合成器（７）より得られ
るビデオ信号の情報参照部分の期間で高レベルとなる、
第６図Ｈに示す如きパルス信号Ｐｃによって連動して制
御される。

即ち、このパルス信号Ｐｃの低レベルとなる期間では、
切換スイッチ（支）及び接続スイッチ曽は図に示す状態
とされる。従って、この期間、映像検波回路（４）から
の第６図人に示す如きビデオ信号Ｓ１゜が切換スイッチ
（至）を介して人−り変換器（５）に供給される。そし
て、とのＡ−Ｄ変換器（５）の出力は遅庫回路（至）を
介してシフトレジスタ（６）及び（９）に供給されるが
、シフトレジスタａｌ及び（至）には供給されない、一
方１パルス信号Ｐｃの高レベルとなる期間においては、
切換スイッチ０４は図とは逆に切換えられると共に、接
続スイッチ（ロ）は接続状態とされる。従ってこの期間
、微分回路（１８からの第６図Ｆに示す如き微分信号Ｓ
ｄのアンプ（至）にて増幅されたものが、切換スイッチ
働を介して人−り変換器（５）に供給される。そして、
このＡ−Ｄ変換器（５）の出力は遅延回路（至）を介し
てシフトレジスタ（６）及び（９）に供給されると共に
、接続スイッチ０荀を介してシフ）レジスタ０及び翰に
供給される。

以上から、ム一り変換器（５）には１１１１６図Ｂに示
す如き信号８１．が供給され、シフトレジスタ（６）及
び（９）には第６図Ｃに示す如き信号Ｓｈが供給され、
さらに合成器（７）には第６図りに示す如き信号Ｓ轟。

が供給されることになる。

パルス信号Ｐｃは、制御パルス発生回船（ハ）で形成さ
れる。この制御パルス発生回路（ハ）には、基準時刻検
出回路（２りより得られる基準時刻１＝０を示すパルス
が遅延時間τ。＋τ、の遅ｍ　−ｔｍ　ｈａ　ＩＡηを
介されて供給され、これが例えばトリガ信号とされてパ
ルス信号Ｐｃ　か形成される。

また、基準時刻検出回路Ｑ４より得られる基準時刻１＝
０を示すパルスは、遅延回路６η及び遅延回路シ荀を介
されて標準波形形成回路（２）にタイミングパルスＰｉ
として供給される。従ってこの標準波形形成回路（ハ）
よりはタイミングパルスＰｉに基づいて、合成器（力か
らのビデオ信号の垂直同期信号の前縁ＶＥで立上がり、
パルス輻τ・＋τ１を有する第６図Ｅに示す如き標準波
形８ｆが形成され、これがローパスフィルタ（至）を介
して減算回路翰に供給される。従って、減算回路αｅよ
りは、少なくとも合成器（７）より得られるビデオ信号
の情報参照部分の期間（τ・＋τ１）においてゴースト
検出信号１１１ が得られる。そして、このゴースト検出信号は微分回路
α目にて第６図Ｆに示す如き微分信号Ｓｄとされ、上述
したように、この微分信号８ｄがＡ　−Ｄ変換器（５）
を介してシフ）レジスタａ９及び翰に供給される。

また、本例においてシフトレジスタｕ値及びｖＬＩｌは
クロックパルス発生器（ハ）で発生されるクロックツぐ
ルスＣＬＫ２で動作するようになされている。このクロ
ックパルスＣＬＫ２は、シフトレジスタ（６）　（９）
あるいは遅延同好（ハ）等に供給されるクロックツ寸ル
スＣＬＫＩと同様のものであるが、ただ、クロックツぜ
ルスＣＬＫＩが連続して供給されるものであるのに対し
１このクロックパルスＣＬＫ２はパルス信号ＰＣの高レ
ベルとなる期間、即ち合成器（７）より得られるビデオ
信号の情報参照部分の期間τ・＋τ、しか供給されない
ものである。従って、パルス信号Ｐｃの高レベルとなる
期間シフトレジスタ（２）及び四に供給される微分信号
８ｄは、第３図例と同様に重み付は係数としてこのシフ
トレジスタ０及び四に記憶される。尚、基準時刻検出回
路Ｑりからの基準時開ｔ＝０を示すパルスが遅延回路６
ηを介されてクロックパルス発生器（至）に供給され、
これに基づいてクロックパルスＣＬＫ２’は形成される
。

このように斯る本例においては、合成器（力より出力さ
れるビデオ信号の情報１照部分、即ち垂直同期信号の前
縁ＶＥの前後の期間（τ。＋τ、）の信号におけるゴー
スト検出信号の微分信号ＳｄはＡ−Ｄ変換器（５）を介
されてデジタル変換された後、シフトレジスタα場及び
（至）に重み付は信号として供給され記憶される。従っ
て、トランスバーサルフィルタにおいては従来同様にゴ
ースト信号を模擬した打消用信号８ｅ　が形成されるの
で、出力端子（１４）には第６図ｑに示すようなゴース
ジ信号の除去されたビデオ信号Ｓ、が得られる。

以上述べた実施例からも明らかなように、本発明による
デジタル型のビデオ信号の波形等化量によれば、１つの
Ａ−Ｄ変換器を多重使用するようにしたので一層のコス
トダウンを図ることができる。

また１不要信号情報、例えば微分回路より得られる微分
信号をアンプを用いてＡ−Ｄ変換器のダイナミックレン
ジの略フルスナールまで増幅してＡ−Ｄ変換器に供給す
るようにし、この人−り変換器の分解能を向上させてい
るので、例えば実用上ゴーストの認められない小さなゴ
ースト信号をも充分抑圧して除去することができる。

尚、上述実施例においては、遅延回路（２）の遅延時間
をτ・＋τ、とじたのであるが、上記説明でも明らかな
ように、その遅延時間はτ、＋τ１以上であればよい、
このとき、例えば遅延回路６Ｄの遅延時間も等しくなさ
れることになる。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第３図は夫々デジタル型のビデオ信号の波形
等化量の例を示す構成図、ｔＪｈｚ図はその説明に供す
る線図、第４図及び第６図は夫々第５図例の説明に供す
る線図、第５図は本発明によるデジタル型のビデオ信号
の波形等化器の一実施例を示す構成図である。 （５）は人−り変換器、（６）（９）（ＬＬ＆ヒＫＮ！
夫Ａ　シｙ　）切換スイッチ、關は遅延回路、（７）は
アンプである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力ビデオ信号をＡ−Ｄ変換器及び所定の遅延時間を有
   する遅延回路を介してトランスバーサルフィルタに供給
   し、該シランスパーサルフィルタにおいて上記入力ビデ
   オ信号中に含まれる不要信号を模擬したアナ賞グの打消
   用信号を得、該打消用信号を上記遅延回路より得られる
   ビデオ信号のアナ田グ変換されたものに逆極性で加算す
   ることで上記入力ビデオ信号より不要信号を除去して波
   形等化し、上記ム一り変換器においては上記入力ビデオ
   信号の情報参照部分のデジタル変換後、上記波形等化後
   のビデオ信号の情報参照部分より得られる不要（ＩＩ情
   報の上記人−り変換器のダイナミックレンジのフルスケ
   ールとなるように増幅されたものをデジタル変換し、該
   デジタル変換された不要信号情報を１上記トランスパー
   賃ルフイルを特徴とするデジタル型のビデオ信号の波形
   等化器。