JPS58106972A - デジタル型のビデオ信号の波形等化器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

本発明はビデオ信号より不要信号、例えばゴースト信号
を除去して波形醇化をするデジタル型のビデオ信号の波
形等化器ＫｒＩＡシ、特に安価に構成できるよう忙した
ものである。 ビデオ信号からゴースト信号を模擬して打消用信号を形
成し、この打消用信号とビデオ信号とを合成してゴース
ト信号を除去するようにした波形等化器が種々提案され
ている。そして、信号処理の容易さから第１図に示す如
きデジタル型のビデオ信号の波形等化器が考えられてい
る。 この第１図忙ついて説明する忙、アンテナ＋１１からの
信号がチューナ（２１、映倫中間増幅器（３）を通じて
映倫検波回路

【４】に供給され、ビデオ信号８ｉｏが検
波される。このビデオ信号８１ｏがＡ−Ｄ変換器（５）
を介して例えば１サンプル８ビツトのデジタル信号に変
換された後、トランスパーサルフィルタを構成するシフ
トレジスタ（６）に供給される。このシフトレジスタ（
６）は、ｎビットのシフトレジスタで後述するり四ツク
パル゛スＣ’ＬＫＩＫて動作するよ５になされており、
その遅延時間は先行ゴースト除去期間τ０と等しくされ
ると共にこのシフトレジスタ（６）を形成する各レジス
タの出力端よりｎ個のタップが導出されている。 このシフトレジスタ（６）の終端タップから得られる信
号は全減算器（７）Ｋ供給される。 また、このシフトレジスタ（６）の各タップに得られる
信号は夫々トランスバーサルフィルタを構成するデジタ
ル乗算器で構成された重み付は回路（８１）（８り・・
・・（８ｎ）ＶＣ供給される。 さらに、シフトレジスタ（６）の終端からの信号が）　
５　ｙ　ｘ　／（−サルフィルタを構成するシフトレジ
スタ（９）ｋ供給される。このシフトレジスタ（９）は
、ｍビットのシフトレジスタで、シフトレジスタ（６）
と同様にり胃ツクパルスＣＬＫＩＫて動作するようｋな
されており、その遅延時間は後行ゴーストの除去期間τ
１と勢しくされると共に、このシフトレジスタ（９）を
形成する各レジスタの出方端よりｍ個のタップが導出さ
れている。 この各タップに得られる信号が夫々トランスバる重み付
は回路（ＩＯｌ）（１０２）・・・・（１０ｍ）Ｋ併給
される。 重み付は回路（８１）（８２）　・・（８ｎ）（１０１
）（１０２）　・・・（１０ｍ）の夫々には、後述する
ように全減算器（７）より出力されるビデオ信号に含着
れるゴースト信号忙応じた重み付は係数が供給されて取
み付けが行なわれる。そして、これら亀み付は回路（８
１）（８２）・　・（８ｎ）（］０１）（１０２）・・
（１０ｍ）より得られる重み付けされた信号は全加算器
（１１ｇ）・・（ｌｌｎ）（１２１Ｘ１２り・・（１２
ｍ）にて加算されてゴースト信号を模′擬した打消用信
号８ｅとされて全減算器（７）Ｉｃ供給される。 結局、全減算器（７）よりはゴースト信号の除去された
ビデオ信号が出力され、これがＤ−Ａ質換器ａ３を介さ
れてアナｐグ信号とされ、出力端子（Ｊ４１Ｋはゴース
ト信号の除去されたビデオ信号Ｓｏが得られる。　　　
　。 ところで、ゴーストの検出側足用の信号としては、標準
テレビジョン信゛号に含まれており、しかも、できるだ
け長い間他の信号の影響を受けないもの例えば、垂直同
期信号が用いられる。つまり。 １［２図に示すように、垂直同期信号の前轍ＶＢと影響
を受けない。したがって、例えば以下説明するように、
この垂直同期信号の前縁ＷＥとその前び後の期間で１の
信号（以下情報参照部分という）から標準波形が減算さ
れて重み付は係数を形成するためのゴースト検出信号が
得られる。 即ち、全減算器（７）からのビデオ信号がＲ，ＡＭ　（
ランダムアクセスメモリ）ｆｉ５１を介して全加算器ａ
６１に供給される。 また、第１図においてｆｉηはＲＯＭ　（リードオンリ
ーメそり）を示し、このＲＯＭｆｆ７１には少なくとも
情報参照部分の標準波形情報が負の値で予め書き込まれ
ている。そして、このＲＯＭ（１７）からは後述するタ
イ２ングパルスＰｔＫ基づいて、全減算器（７）より得
られるビデオ信号の情報参照部分に対応してその標準波
形情報が読み出されるようｋなされている。そして、こ
のＲＯＭＱ７１より績み出された信号は全加算器（１６
）Ｋ供給される・結局、全加算器（＋６１からは全減算
器（７）からのビデオ信号より標準波形が減算された信
号、１ｉｌｌちゴースト検出信号が得られろ。このゴー
スト検出信号は微分回路ａ汐を介してシフトレジスタ口
９及びｒｉＩ）　ＩＩＣ供給される。 この場合、ゴースト検出信号を微分したものは近似的に
ゴーストのインパルス応答とみなせるので、この微分信
号が打消用信号を形成するトランスパーサルフィルタの
重み付は係数とされるものである。 シフトレジスタ０９及び■はデマルチプレクサ反び重み
付は係数記憶回路を構成するもので、上述したシフトレ
ジスタ（９）及び（６）と同様Ｋｍビット及びｎビット
のシフトレジスタで後述するり四ツクパルス発生器から
のりｐツクパルスＣＬＫ２で動作し、夫々のレジスタの
出力端よりｍ個及びｎ個のタップが導出されている。 りａツクパルスＣＬＫ２は上述した全減算器（７）より
得られるビデオ信号の情報参照部分の期間（τ０＋τ１
）のみ供給されるようになされており、シフトレジスタ
■には、垂直同期信号の前縁ＶＥの前の期間τ０の微分
信号が重み付は係数として記憶され、シフトレジスタ０
９には、この前轍ｖＥの後の期間τ１の微分信号が重み
付は係数として記憶される。 結局、シフトレジスタ（至）及びＱ９の各タップには重
み付は係数が得られ、これがトランスバーサルフィルタ
を構成する重み付は回路（８ｘ）（８ｇ）・・（８ｎ）
、（１０ｉＸ１０ｇ）　”　’　（ＩＱｍ）　ＶＣ供給
される。 なお、この第１図において、映倫検波回路（４）からの
ビデオ信号８１ｏは同期分離回路ａｎ、基準時刻検出回
路の及びりシックパルス発生Ｓ（至）Ｋ［給される。同
期分離回路（２１１で分離された垂直同期信号が基準時
刻検出回路ｅｔｃ供給されて、基準時刻ｔ＝Ｏが検出さ
れる。つまり、ビデオ信号８１ｏの垂直同期信号の前縁
ＷＥを示すパルスが形成される。 この基準時刻１＝０を示すパルスは、先行ゴーストの除
去期間τ０と等しい運鴬時間を有する遅延回路（２４１
を介された後、タイミングパルスＰｔとしてＲＯＭｌｌ
７１に供給される。 クロックパルス発生器のにおいては、ビデオ信号より周
波数ｆｓｃのバースト信号が抜き取られ、このバースト
信号に同期し、周波１！！’　３　ｆｓ、あるいは４　
’ＳＣのクロックパルスＣＬＫＩ　及びＣＬＫ２が形成
される。クロックパルスＣＬＫＩは連続して出方される
と共に、クロックパルスＣＬＫ２は例ｔば基準時刻検層
′回路（２２より得られる基準時刻１＝０を示すパルス
に基づいて、この基準時刻１＝０からτ０＋τ１の期間
のみ出力されるようになされている。そして、り四ツク
パルスＣＬＫ１はシフトレジスタ（６１（９１％　Ｋ　
、クロックパルスＣＬＫ２はシフトレジスタｆ１９ｅｌ
ｌＫ供給される。 以上述べたように、この第１図例に示す波形等化量は、
ビデオ信号段においてゴースト信号を除去することがで
きる。 しかしながら、このｆｓ１図に示す波形等化器に１１１
１１１１１１ おいては、シフトレジスタ（６）及び（９）より導出さ
れるタップの数だけデジタル乗算器（８１）（８２）・
・（８ｎ）（１０ｘ）（１０ｇ）　・・（Ｉｏｎ）及び
全加算器（１１２）・−Ｃ１１ｎ）（１２ｓ）（１２ｘ
）　・藝（１２ｍ）を設けるため、著シくコストアップ
につながるものとなる。 そこで、この欠点を解消するためＩＩＥＢ図及び第４図
に示すように重み付は回路を構成する乗算器としてアナ
ログ乗算器を使用するものが考えられる。 まず、第３図につき説明するに、シフトレジスタ（６）
の終端タップＫｍられる信号はＤ−Ａ変換器（２５ｎ）
を介されてアナログ信号に変換された後、合成器＜ｒ’
＞ｙ供給される。また、シフトレジスタ（６）の各タッ
プに得られる信号は夫々Ｄ−Ａ変換器（２５１）（２５
ｇ）・・（２５ｎ）を介されてアナミグ信号トサれた後
トランスバーサルフィルタを構成するアナ四グ乗算器で
構成された重み付は回路（８１’）（８２５・・（８ｎ
）に供給される。 また、シフトレジスタ（９）の各タップに得られる信号
はＤ−Ａ［換器（２６１）（２６１）・・（２６Ｔｎ）
を介されてアナログ信号とされた後、トランスバーサル
フィルタを構成するアナ簡グ乗算器で構成された重み付
は回路（１０１’）（１０２’）・・（１０□′）に供
給される。 そして、重み付は回路（８１’）（８２’）・・（８，
１’）（１（ｈ’）（１０２’）　”０（１０ｍ’）　
＆Ｃは、シフトレジスタＩ”Ｎ１１１９の各タップに得
られる重み付は係数がＤ−Ａ変換器（２７１）（２７ｇ
）・・（２７ｎ）（２８１）（２８ｚ）・・（２８ｍ）
を介されてアナログ信号に変換されて供給される。 結局、これら亀み付は回路（８１’）（８２’）・・（
８め（１０ｔ’）（１０２′）・・（１０ｍｌ′）より
得られる重み付けされた信号が加算されることでゴース
ト信号を模擬した打消用信号Ｓｅ′　とされ、これが合
成器（７）に供給される。そして、この合成器（７５よ
りゴースト信号の除去されたビデオ信号Ｓｏが得られ出
力端子ａ４１Ｃ供給される。 尚、この第３図においては合成器（７）より得られるビ
デオ信号はアナログ信号であるから、このビデオ信号は
Ａ−Ｄ変換器（２）を介されてデジタル信号とされた後
ＲＡＭ　Ｑ５を介して全加算器（１６１に供給される。 その他は第１図例と同６１に構成されている。 また、第４１に示す本のは、ゴースト検出信号を微分し
た後にデジタル質換してシフトレジスタ（１１及び１２
Ｉｋ重み付は信号として供給するよう忙したものである
。　　　゛ １［４図につき説明するに、合成器（７）からのビデオ
信号が減算回路＜ｘ６’＞ＶＣ供給される。また、（至
）は標準波形形成回路を示し、この標準波形形成回路Ｃ
ＩＯにおいてはタイミングパルスＰｔ１ＩＣ基づいて、
合成器（７５からのビデオ信号の垂直同期信号の前縁Ｖ
Ｅのスラップ波形に近似した標準波形Ｓｆが形成され、
この標準波形８ｆがローパスフィルタｃ３１）を介して
減算回路（１６’１　Ｋ供給される。 そして、この減算回路（１６）よりゴースト検出信号が
得られる。このゴースト検出信号は微分回路（１ｇ’）
を介して微分信号８ｄとされた後Ａ−Ｄｉ換ＩＩ＠を介
されてデジタル信号とされ、シフトレジスタ１９及びｅ
ｌＪＫ供給されるものである。 その他は第３図例と同様に構成されている。 このような、第３図及び第４図に示す波形等化量におい
ても算１図例と同様に動作し、ビデオ信しか本シフトレ
ジスタ（６）及び（９）より導出されたタップの数だけ
デジタル乗算器及び全加算器を必要とする第１図例と比
べればコストダウンとなる。 しかしながら、これら第３図及び＠４図例においては、
Ａ−Ｄｚ換器を夫々２個（５）■使用するものであるか
ら、い管だコスト的には高いものである。 ところで、この第３図及び第４図例において。 Ａ−Ｄ変換器−を実際に動作させる必要があるのは、第
３図例における全減算器（７）あるいは第４図例におけ
る合成器（７５より得られるビデオ信号の情報参照部分
の期間、即ち垂直同期信号の前縁孔の前の期間τ０及び
後の期間τ１であることに注目〜 できる。しかも、この期間τθ＋τｌ（＜Ｈ）は全体か
らみてきわめて短かい期間である。 本発明は斯る点に鑑みてなされたもので、１つのＡ−Ｄ
変換器を多重使用し、一層のコストダウンを図ったもの
である。 以下、第５図を参照しながら本発明によるデジタル型の
ビデオ信号の波形等化器の一実施例について説明しよう
、この１［５図において、第４図と対応する部分には同
一符号を付し、その詳細説明は省略する。 本例においては、映倫検波回路（４）からのビデオ信号
Ｓｊｏは、切換スイッチ（至）の−万の固定端子（３２
ａ　）Ｋ供給され、この切換スイッチ（至）の他方の固
定端子（３２ｂ）　ｋは微分回路（１８５の微分信−＊
　８ｄがアンプ（至）を介されて増幅されたもつが供給
される。 ここで、通常ビデオ信号８ｉ０は、第６図に示すように
、その映倫信号部分のピークが１００Ｉｔ’ｔＥで、同
期備考部分のピークが一４０ＩＲＢとなされている。こ
れに対し、微分回路（ｌｓ５より得られる微分信号８ｄ
はきわめて小さい、従って、この微分信号８ｄをｆ［！
１Ａ−Ｄｒ換器（５）Ｋ供給したならばとのＡ−Ｄ変換
器（５）　Ｋおける分解能が小さく、結果としてゴース
ト１号の抑圧度がも小となる。そのため、本例において
はアンプＯｌｋよって微分信号ａｄｖＡ−Ｄ変換−（５
）のダイナ建ツクレンジの略フルスケールまで増幅せし
め、Ａ−Ｄ変換器（５）の分解能を大きくし、ゴースト
信号の抑圧度を大とするようにしている。尚、図示せず
本、このアンプｅｌｌに自動利得制御回路（ＡＧＣ）を
付加し、ゴースト信号の大きさに拘らずこの出力が常Ｉ
ＣＡ−Ｄ変換器のダイナミックレンジの略フルスケール
まで増幅させられるようになすこともで、きる。尚、第
６図において、ＳＢはバースト信号、ＰＨは水平同期信
号である。 また、切換スイッチ（至）の可動端子（３２ｃ）　Ｋ得
られる信号はＡ−Ｄ変換器（５）Ｋ供給され、この人−
Ｄ変換器（５）の出力は、遅延回路（至）を介してシフ
トレジスタ（６）及び（９）に供給されると共に、接続
スイッチ■を介してシフトレジスタａ９及びｍＫＫ供給
れる。遅延回路（至）は例えばシフトレジスタにて構成
され、クロックパルス発生器（ハ）からのクロックパル
スＣＬＫＩＫて動作するよ、５になされており、その遅
延時間は、ビデオ°信号の情報参照部分の期間（τ０＋
τ１）以上とされる。零例忙おいては、遅延時間τ０＋
τ１とされて繋る。これは、Ａ−Ｄ変換器（５）を多重
使用するものであるから、ビデオへ信号８Ｉｏの情報参
照部分ｋ、合成器（７５より得られるビデオ信号の情報
参照部分がダブらないようにするためである。 切換スイッチ（至）及び接続スイッチ（ロ）は、第７図
ＡＫ示す如き、ビデオ信号８ｉｏの垂直同期信号の前轍
ＶＢ、つまり、期準時刻１＝０よりτ０＋τ１の期間後
からτ０＋τ１の期間、即ち、合成器（７）より得られ
るビデオ信号の情報参照部分の期間で高レベルとなる、
第７図ＨＫ示す如きパルス信号ＰｃＫよって連動して制
御される。 即ち、このパルス信号ＰＣの低レベルとなる期間では、
切換スイッチ（至）及び接続スイッチ（至）は図に示す
状態とされる。従って、この期間、映倫検波回路（４）
からの第７図ムに示す如きビデオ信号ＳＩ。 が切換スイッチ（至）を介してム一り変換器（５）Ｋ供
給される。そして、このムーＤｆ換器（５）の出力は遅
延回路（至）を介してシフトレジスタ（６）及び（９）
Ｋ供給されるが、シフトレジスタ０及□び（イ）ｋは供
給されない、一方、パルス信号Ｐｃの高レベルとな・る
期間においては、切換スイッチ■は図とは逆に切換えら
れると共に、接続スイッチ（ロ）は接続状態とされる。 従ってこの期間、微分回路（１８’）からの＠７図Ｆに
示す如き微分信号Ｓｄのアンプ−にて増幅されたものが
、切換スイッチ国を介してＡ−Ｄ変換器（５）に供給さ
れる。そして、このＡ−Ｄｆ換器（５）の出力は遅延回
路（至）を介してシフトレジスタ（６）及び（９）に供
給されると共に、接続スイッチ（２）を介してシフトレ
ジスタａ９及び翰に供給される。 以上から、Ａ−Ｄ変換器（５）Ｋは第７図ＢＫ示す如き
信号Ｓ目が供給され、シフトレジスタ（６）及び（９）
には第７図Ｃに示す如き信号Ｓｉ２が供給され、さらに
合成１）（７５には第７図りに示す如き信号ＳＩ３が供
給されることになる。 パルス信号ＰＣは、制御パルス発生回路（至）で形成さ
れる。この制御パルス発生回路ＣＩ！９には、基準時刻
検出回路＠より得られる基準時刻１＝０を示すパルスが
遅延時間τ０＋τｌの遅延回路０ηを介されて供給され
、これが例えばトリガ信号とされてパルス信号ＰＣが形
成される。 また、基準時刻検出回路＠より得られる基準時刻１−＝
６　ｆ示すパルスは、遅延回路（支）及び遅延回路＠を
介されて標準波形形成回路（ｓｏ５　ｉｃタイずングパ
ルスＰｔとして供給される。従ってこの標準波形形成回
路（３０５よりはタイミングパルスＰｔに基づいて、合
成器（７）からのビデオ信号の垂直同期信号の前縁ＷＥ
で立上がり、パルス幅τ０＋τ！を有する第７図ＢＫ示
す如き標準波形Ｓｆが形成され、これがローパスフィル
タＯＤを介して減算回路（１６’）　Ｋ供給される。従
って、減算回路（１６’）よりは、少なくとも合成器（
７）より得られるビデオ信号の情報参照部分の期間（τ
Ｇ＋で１）においてゴースト検出信号が得られる。そし
て、このゴースト検出信号は微分回路（１ｇ’）　ｖｃ
て＠７図ＰＫ示す如き微分信号Ｓｄとされ、上述したよ
うに、この微分信号ＳｄがＡ−Ｄ変換器（５）を介して
シフトレジスタ０！Ｉ及び１２０に供給される。 また、本例においてシフトレジスタα９及び（イ）はク
ロックパルス発＋Ｓ（至）で発生されるクロックツ（ル
スＣＬＫ２’で動作するよ５になされている。このり冒
ツクパルスＣＬＫ２’は、シフトレジスタ（６１（９）
　、１）るいは遅延回路（至）等に供給されるクロック
ツ（ルスＣＬＫＩと同様のものであるが、ただ、クロッ
クツ（ルスＣＬＫ　ｌが連続して供給される本のである
のに対し、このクロックツくルスＣＬＫ２’は〕（ルス
信号ＰＣの高レベルとなる期間、即ち合成器（７）より
得られるビデオ信号の情報参照部分の期間τ０＋τ１し
か供給されないものである。従って、ノくルス信号ＰＣ
の高レベルとなる期間シフトレジスタ０９及び■に供給
される微分信号ａｄは、ｇＫ４図例と同様に重み付は係
数としてこのシフトレジスタａ９及び■に記憶される。 尚、基準時刻検出回路四からの基準時刻を冨ｅを示すノ
くルスが遅延回路（２）を介されてクロックパルス発生
器ｃＩ３＜供給され、これに基づいてりｐツクパルスＣ
ＬＫ２’は形成される。 このように斯る本例！ｌｃシいては１合成器（７５より
出力されるビデオ信号の情報参照部分、即ち垂直同期信
号の細繊ｖ′Ｂの前後の期間（τＯ＋τ１）の信号にお
けるゴースト検出信号の微分信号ＳｄはＡ−Ｄｆ換ＩＩ
　（Ｆ））を介されてデジタル変換された後、７７トレ
ジスタａ曽及びｆＭＫ重み付は信号として供給され記憶
される。従って、トランスバーサルフィルタにおいては
従来同Ｓ＜ゴースト信号を模棲した打消用信号Ｂｃｌが
形成されるので、出方端子０４には第７図Ｇに示すよう
なゴースト信号の除去されたビデオ信号Ｓｏが得られる
。 以上述べた実施例からも明らかなよ５に、本発明による
デジタル型のビデオ信号の波形等化量によれば、１つの
Ａ−Ｄ変換器を多重使用するよ５にしたので一層のコス
トダウンを図ることができる。 尚、上述実施例においては、！４図に示す従来例に対応
するもののみを示したが、第３図に示す従来例、即ちＡ
−ＤｚＩＡｔ、た後忙微分処理等をするよ５Ｋしたもの
ｋおいても、上述実施例と同様に構成できることは明ら
かである。 また、上述実施例においては、遅延回路（至）の遅延時
間、をτ０＋τ１としたのであるが、上記説明でも明ら
かなように、その遅延時間はτ０＋τ１以上であればよ
い、このと館１例えば遅延回路（ロ）の遅延時間も等し
くなされることｋなる。

【図面の簡単な説明】

第１図、第３図及び第４図は夫々デジタル型のビデオ信
号の波形等化器の例を示す構成図、第２図はその説明に
供する線図、！５図は本発明によるデジタル型のビデオ
信号の波形等化器の一実施例を示す構成図、第６図及び
第７図は夫々第５図例の説明忙供する線図である。 （５１）ｔ　Ａ　−Ｄ　ｉ換器、（６）（９）（１９及
ｒｉ（２Ｇ＋を夫ｋ　シフ　）レジスタ、（７）は合成
器、（８１′）（８２′）・・（８ｎ′）（１０１５（
１０２’）°°（１０ｍ’）　ハ夫＊重み付は回路、ａ
４１は出力端子、（１６’）は減算回路、（１８’）は
微分回路、（２）は切換スイッチ、Ｑは遅延回路である
。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力ビデオ信号をＡ−Ｄ変換器及び所定の遅延時間を有
   する遅鴬回路を介してトランスバーサルフィルタに供給
   し、該トランスパーサルフィルタにおいて上記入力ビデ
   オ信号中に含まれる不Ｗ信号を模擬したアナ四グの打消
   用信号を得、該打消用信号を上記運弧回路より得られる
   ビデオ信号のアナミグ変換されたものに逆極性で加算す
   ることで上記人力ビデオ信号より不要信号を除去して波
   形岬化し、上記ム−Ｄ［換器忙おいては、上記人力ビデ
   オ信号の情報参照部分のデジタル変換後、上記波形等化
   後のビデオ信号の情報参照部分より得られる不要信号情
   報をデジタル変換し、該デジタル変換された不要信号情
   報を、上記トランスバーサルフィルタの重み付は信号と
   して供給するようにしたことを特徴とするデジタル型の
   ビデオ信号の波形等化器。