JPS58106910A - トランスバ−サルフイルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はビデオ信号より例えばゴースト信号を除去して
波形等化するデジタル型のビデオ信号の波形等化量に使
用して好適なトランスバーサルフィルタに関し、特に安
価に構成できるようにしたものである。

ビデオ信号からゴースト信号を模擬して打消用信号を形
成し、この打消用信号とビデオ信号とを合成してゴース
ト信号を除去するようにした波形等化器が種々提案され
ている。そして、信号処理の容易さから第１図に示す如
きデジタル型のビデオ信号の波形等化器が考えられてい
る。

この第１図について説明するに、アンテナ（１）からの
信号がチューナ（２）、映像中間増幅器（３）を通じて
映像検波回路（４）に供給され、ビデオ信号Ｓ　ｉ　ｇ
が検波される。このビデオ信号ＳｉＯがＡ−Ｄ変換器（
５１を介して例えば１サンプル８ピントのデジタル信号
に変換された後、トランスバーサルフィルタを構成する
シフトレジスタ（６）Ｋ供給される。このシフトレジス
タ（６）は、ｎビットのシフトレジスタで後述するクロ
ックパルスＣＬＫ、１にて動作するようになされておシ
、その遅延時間は先行ゴースト除去期間τ０と等しくさ
れると共にこのシフトレジスタ（６）を形成する各レジ
スタの出力端よＪｎ個のタップが導出されている。

このシフトレジスタ（６）の終端タップから得られる信
号は全減算器（７）に供給される。

また、このシフトレジスタ（６）の各タップに得られる
信号は夫々トランスバーサルフィルタを構成するデジタ
ル乗算器で構成された重み付は回路（８１）（８２）・
・・（８ｎ）に供給される。

さらに、シフトレジスタ（６）の終端からの信号がトラ
ンスパーサルフィルタを構成するシフトレジスタ（９）
に供給される。このシフトレジスタ（９）は、ｍビット
のシフトレジスタで、シフトレジスタ（６）と同様にク
ロックパルスＣＬＫ　ｌにて動作するようになされてお
り、その遅延時間は後行ゴーストの除去期間τ１と等し
くされると共に、このシフトレジスタ（９）を形成する
各レジスタの出力端よりｍ個のタップが導出されている
。

この各タップに得られる信号が夫々トランスバーサルフ
ィルタを構成するデジタル乗算器より成る重み付は回路
（１０１）（１０２）・・・（１０ｍ　）に供給される
。

重み付は回路（８１）（８２）　・”　（８ｎ）（１０
ｘ）（１０２）　・・・（１０ｍ）の夫々には、後述す
るように全減算器（７）より、出力されるビデオ信号に
含まれるゴースト信号に応じた重み付は係数が供給され
て重み付けが行なわれる。そして、これら重み付は回路
（８１）（８２）　・”　（８ｎ）（１０ｔ）（１０２
）　−（１０ｔｎ）より得られる重み付けされた信号は
、全加算器（１１２）・・・（ｌｌｎ）（１２１）（１
２２）・・・（１２ｍ）にて加算されてゴースト信号を
模擬した打消用信号Ｓｅとされて全減算器（力に供給さ
れる。

結局、全減算器（力よりはゴースト信号の除去されたビ
デオ信号が出力され、これがＤ−Ａ変換器α階を介され
てアナログ信号とされ、出力端子Ｉにはゴースト信号の
除去されたビデオ信号ＳＯが得られる。

ところで、ゴーストの検出測定用の信号としては、標準
テレビジョン信号に含まれており、しかも、できるだけ
長い間他の信号の影響を受けないもの例えば、垂直同期
信号が用いられる。つまり、第２図に示すように、垂直
同期信号の前縁ＶＥとその前後の士、Ｈ（Ｈは水平期間
）は他の信号の影響を受けない。したがって例えば以下
説明するように、この垂直同期信号の前縁ＶＥとその前
後の士＋Ｈ内に入るこの前縁ＶＥの前の期間τ０及１１
１：１− び後の期間τ１の信号（以下情報参照部分という）から
標準波形が減算されて重み付は係数を形成するためのゴ
ースト検出信号が得られる。

即ち、全減算器（７）からのビデオ信号がＲＡＭ（ラン
ダムアクセスメモリ）Ｑ！９を介して全加算器ａｌ１９
に供給される。

また、第１図においてαηはＲＯＭ（リードオンリーメ
モリ）を示し、このＲＯＭＱ′ｒＩには少なくとも情報
参照部分の標準波形情報が負の値で予め書き込まれてい
る。そして、とのＲ，ＯＭ（１７）からは後述するタイ
ミングパルスｐｔに基づいて、全減算器（力よシ得られ
るビデオ信号の情報参照部分に対応してその標準波形情
報が読み出されるようになされている。そして、このＲ
ＯＭＱ７１よシ読み出された信号は全加算器（１１１Ｉ
に供給される。

結局、全加算器Ｑｌからは全減算器（７）からのビデオ
信号よシ標準波形が減算された信号、即ちゴースト検出
信号が得られる。このゴースト検出信号は微分回路０を
介してシフトレジスタＱＳ及び■に供給される。

この場合、ゴースト検出信号を微分したものは近似的に
ゴーストのインパルス応答とみなせるので、この微分信
号が打消用信号を形成するトランスバーサルフィルタの
１み付は係数とされるものである。

シフトレジスタａ９及び■はデマルチプレクサ及び１み
付は係数記悔回路を構成するもので、上述したシフトレ
ジスタ（９）及び（６；と同様にｍビット及びｎビット
のシフトレジスタで後述するクロツクノセルス発生器か
らのクロックパルスＣＬＫ２で動作し、夫々のレジスタ
の出力端よりｍ個及びｎ個のタップが導出されている。

クロックツぞルスＣＬＫ２は上述した全滅′１４器（７
）より得られるビデオ信号の情報参照部分の期間（τ０
＋τｌ）のみ供給されるようになされており、シフトレ
ジスタ■には、垂直同期信号の前＊ＶＥの前の期間τ０
の微分信号が重み付は係数としてｌｋ’憶され、シフト
レジスタα９には、との前縁ＶＥの後の期間τ１の微分
信号が重み付は係数として記憶される。

結局、シフトレジスタ■及び０９の各タップには重み付
は係数が得られ、これがトランスパーサルフィルタを構
成する重み付は回路（８１）、（８２）・・・・・・（
８ｎ）、（１０ｘ）、（１０２）　・・・（１０”）に
供給される。

なお、この第１図において、映像検波回路（４）からの
ビデオ信号Ｓｉｏは同期分離回路３υ、基準時刻検出回
路＠及びクロックパルス発生器（ハ）に供給される。同
期分離回路シυで分離された垂直同期信号が基準時刻検
出回路（２）に供給されて、基準時刻１＝＝Ｑが検出さ
れる。っまシ、ビデオ信号８ｉｏの垂直同期信号の前縁
ＶＥを示すパルスが形成される。この基準時刻１＝Ｑを
示すパルスは、先行ゴーストの除去期間τ０と等しい遅
延時間を有する遅延回路（至）を介された後、タイミン
グパルスＰｔとしてＲＯＭＱηに供給される。

クロックパルス発生器（ハ）においては、ビデオ信号よ
り周波数ｆｓｃのバースト信号が抜き取られ、このバー
スト信号に同期し、周波数３　ｆｓｃあるいは４ｒｓｃ
ｏりｏツクパルスＣＬ　Ｋ　１及びＣＬＫ　２が形成さ
れる。クロックパルスＣＬＫＩは連続して出力されると
共忙、クロックパルスＣＬＫ２は例えば基準時刻検出回
路−より得られる基準時刻１　＝　０を示すパルスに基
づいて、この基準時刻１＝０からτ０＋τ１の期間の木
出力されるようになされている。そして、クロックパル
スＣＬＫ　１はシフトレジスタ（６１、（９１Ａ！に、
クロックパルスＣＬＫ２はシフトレジスタＱｌ　、■に
供給される。

以上述べたようにこの第１図例に示す波形等什器は、ビ
デオ１６号段においてゴースト信号を除去することがで
きる。

しかしながら、この第１図に示す波形等化器に使用され
るトランスパーサルフィルタは、重み付は回路として高
価なデジタル乗ＪＩＩ器を７７トレジスタ（６）及び（
９）より導出されるタップの数だけ必要とし、しかも°
全加算器もタップの数だけ必要とし、著しく高価なもの
となる不都合がある。

本発明は斯る点に鑑み、例えば、上述したようなデジタ
ル型のビデオ信号の波形等化に良好に使用できるトラン
スパーサルフィルタを安価に構成できるようにしたもの
である。

以下第３図を参照しながら本発明によるトランスバーサ
ルフィルタの一実施例について説明しよう。

第３図はトランスバーサルフィルタ（１００）の全体を
示すものであり、タップ付のシフトレジスタ（１０１）
と、Ｄ−Ａ変換器内蔵型のアナログ乗算器で構成された
重み付は回路（１０２１）、（１０２２）・・・・・・
（１０２ｎ）　　とで構成されている。

シフトレジスタ（１０１）は、Ｎピントのシフトレジス
タで所定周期のクロックパルスにて動作するようになさ
れており、入力端子（１０３）より例えば１サンプル８
ビツトの人力デジタル信号８１１）が供給される。そし
て、このシフトレジスタ（１０１）を構成するＮ個のレ
ジスタの出力端よりＮ個のタップが導出されている。

各タップに得られるデジタル信号は、夫々Ｄ−Ａ変換器
内蔵型のアナログ乗算器で構成された重み付は回路（１
０２１）、（１０２２）・・・（１０２ｎ）に供給され
る。

Ｄ−Ａ変換器内蔵型のアナログ乗算器（２００）として
は、例えば第４図に示す如きＭＯＳ　ＦＥＴ　（ＭＯ８
電界効果トランジスタ）を使用したものがある。

この第４図につき説明するに、端子（２０１ｏＸ２０１
１　）・・・（２０１７）　Ｋは乗算されるべき一方の
デジタル信号（８ビツトの信号）がビット毎に対応して
供給される。そして、ＭＯＳＦＥＴ　（２０２０）、（
２０２１）　−（２０２７）は、端子（２０１ｏ）、（
２０１１）　、、・、（２０１７）に夫々供給される各
ビットの信号によってオンオフ制御される。

ここで、Ｒ，ｏ、Ｒ１（２Ｒｏ）、・・・、Ｒ７（２Ｒ
Ｏ）は重み付は用の抵抗儲であシ、（２０３）は電流電
圧変換回路である。従って、接続点Ｑｏには端子（２０
１０）、（２０１１）・・・（２０１７）に供給される
乗算されるべき一方のデジタル信号に応じた電圧が得ら
れる。

一方、端子（２０４ｏ）、（２０４１）　−（２０４７
）には乗算されるべき他方のデジタル信号（８ビツトの
信号）がビット毎に対応して供給される。そして、ＭＯ
ＳＦＥＴ　（２０５ｏ）、（２０５ｔ）　”・（２０５
７）は、接続点ＱＯに得られる電圧が電源とされると共
に端子（２０４０）（２０４１）・・・、（２０４ｙ）
に夫々供給される各ビットの信号によってオンオフ制御
される。ここで、ＲＯ’、Ｒ１’（２−”Ｒｏ’）、・
・・、Ｒｙ’（２−７Ｒｏ’）は重み付は用抵抗器であ
る。

結局、出力端子（２０６）　Ｋは乗算されるべき一方及
び他方のデジタル信号の乗算結果に対応したアナログ信
号が得られる。

ま九、Ｄ−Ａ変換器内蔵型のアナログ乗算器（２００）
の例として第５図に示す如きものもある。

この第５図面の簡単な説明するに、端子（２０１ｏ）（
２０ｈ）・・・（２０１ｙ）には乗算されるべき一方の
デジタル信号（８ビツトの信号）がビット毎に対応して
供給される。そして、このデジタル信号は、ｎｐｎ形ト
ランジスタ（２０７，）、　（２０７，）・・・（２０
７７）及び重み付は用の抵抗器ｒｏ＋ｒ１（２ｒｏ）％
・・・ｒフ（２ｔｏ）より成るＤ−Ａ変換部（２０８）
でアナログ信号に変換された後、アナログ乗算部（２０
９）に供給される。

一方、端子（２０４ｏ　Ｌ　（２０４１”）・・・（２
０４７）には乗算されるべき他方のデジタル信号（８ビ
ツトの信号）がビット毎に対応して供給される。そして
、このデジタル信号はｎｐｎ形トランジスタ（２１００
）、（２１０１）・・・（２１０７）及び重み付は用の
抵抗器ｒ□’、ｒ贅２−”　ｒｏ’　）、・・・、ｒ７
’ｃ２　　ｒｏ’）よ構成るＤ−Ａ変換部（２１１）に
よりアナログ信号に変換された後、アナログ乗算部１１ （２０９）に供給される。従って、出力端子（２０９Ａ
）及び（２０９Ｂ）間には、乗算されるべき一方及び他
方のデジタル信号の乗算結果に対応したアナログ信号が
得られる。

重み付は回路（１０２１）、（１０２２）　・”　（１
０２ｎ）を構成するＤ−Ａ変換器内蔵型のアナログ乗算
器は例えば上述したように構成されている。従って、シ
フトレジスタ（１０１）の各タップに得られるデジタル
イぎ号は、重み付は回路（１０２１）　、　（１０２２
）・・・（１０２ｎ）を構成する夫々のＤ−Ａ変換器内
蔵型のアナログ乗算器の端子（２０１ｏ）、（２０１１
）　−（２０１７）に乗算されるべき一方のデジタル信
号として各ピント毎に対応して供給されることとなる。

また、第３図において、（１０４）は重み付は係数記憶
用のレジスタを示し、このレジスタ（１０４）よりはＮ
個のタップが導出されている。このレジスタ（１０４）
にはＮ個の重み付は係数がデジタル信号で記憶されてお
υ、Ｎ個のタップには、記憶されているＮ個の重み付は
係数が得られるようになされている。

このシフトレジスタ（１０４）の各タップに得られる重
み付は係数は重み付は回路（１０２１）　、　（１０２
２）・・・（１０２ｎ）に供給される。この場合、各タ
ップに得られる重み付は係数は、重み付は回路（１０２
１）、（１０２２）・・・（１０２ｎ）を構成する夫々
のＤ−Ａ変換器内蔵型のアナログ乗算器の端子（２０４
ｏ−）　、　（２０４ｔ　）・・・（２０４ｔ）に乗算
されるべき他方のデジタル信号として各ビット毎に対応
して供給されることになる。

以上のことから重み付は回路（１０２１）、（１０２２
）・・・（１０２ｎ）よ）は、シフトレジスタ（１０１
）の各タップに得られる信号に夫々重み付は係数が乗算
されて重み付けされた乗算結果に対応し九アナログ信号
が得られる。そして、これらの出力が加算されて、出力
端子（１０５）にはアナログのフィルタ出力信号ＳＯＡ
を得ることができる。

第６図は本発明によるトランスバーサルフィルタを使用
したデジタル型のビデオ信号の波形等化量の一例を示す
ものである。この第６図において、第１図と対応する部
分には同一符号を付しその詳細説明は省略する。尚、こ
の第６図においで重み付は回路（８１’）　ｔ　（８２
’）　・・・（８ｎ’）　ｓ　（１０１’）　＋　（１
０２’）　・・・（１０ｍ’）は夫々Ｄ−Ａ変換器内蔵
型のアナログ乗算器で構成され、この重み付は回路（８
ｗ’）　＋　（８２’）・・・（８ｎ’Ｌ（１０ｉ’）
　＋　（１０２’）・・・（１０ｒｒ／）とシフトレジ
スタｆ６１　、　＋９１とが本発明によるトランスパー
サルフィルタ（１００）である。

この第６図において、シフトレジスタ（６）の終端タッ
プから得られる信号はＤ−Ａ変換器α３を介されてアナ
ログ信号に変換された後、合成器（７′）に供給される
。

また、このシフトレジスタ（６）の各タップに得られる
信号は、夫々Ｄ−Ａ変換器内蔵型のアナログ乗算器で構
成された重み付は回路（８１’）　、　（８２’）・・
・（８ｎ’）に供給される。

また、シフトレジスタａυの各タップに得られる信号は
、夫々Ｄ−Ａ変換器内蔵型のアナログ乗算器で構成され
た重み付は回路（１０１’）　、　（１０２’）・（１
０ｍ’）に供給される。　　　　・ そして重み付は回路（８１’）　＋　（８２’）　・”
　（８ｎ’）　ｒ　（１０１’）　＋（１０２’）　−
（１０ｍ’）　Ｋは、シフトレジスタＣＩ！１．ＱＩの
各タップに得られる重み付は係数が供給される。

結局、重み付は回路（８ｔ’）　ｌ　（８２’）　”・
（８ｎ’）　；（１０ｔ’）　＋（１０２’）・・・（
１０ｍ’）は上述したようにＤ−Ａ変換器内賦型のアナ
ログ乗算器でなるものであるからこれら重み付は回路（
８１’）　、　（８２’）　−（８ｎ’）　、　（１０
１’）　、　（１０２’）・・・（１０ｍ’）よりは重
み付は係数が乗算されて重み付けされた、即ち、乗算結
果に対応したアナログ信号が得られる。そして、これら
重み付は回路（８ｌ’）　＋（８２’）　・・・（８ｎ
’）　＋　（１０ｔ’）　＋　（１０２’）　・・・（
１０夏ｄ）より出力される信号が加算されることで、ゴ
ースト信号を模擬したアナログの打消用信号Ｓｅ′が得
られ、これが合成器（７′）に供給される。そして、こ
の合成器（７′）より第１図例と同様にゴースト信号の
除去されたビデオ信号８ｏが得られ、出力端子Ｉに供給
される。

尚、この第６図においては合成器（７′）よシ得られる
。ビデオ信号はアナログ信号であるから、このビデオ信
号はＡ−Ｄ変換器（至）を介されてデジシル信号とされ
た後、ＲＡ　Ｍ　Ｑ！１９を介して全加算器（ｌＥ９に
供給される。

その他は第１図例と同様に構成されている。

この第６図のデジタル型のビデオ信号の波形等化量罠示
すよ）に２、本発明によるトランスバーサルフィルタを
使用したものにおいても、第１図例と同様にビデオ信号
段においてゴースト信号を除去することができる。

以上述べた如く本発明によるトランスバーサルフィルタ
は、高価なデジタル乗算器を使用するものでないから安
価に構成することができると共に、上述した第６図例に
示すようにデジタル型のビデオ信号の波形等化量に良好
に使用することができる。

尚、Ｄ−Ａ変換器内蔵型のアナログ乗算器は、第４図あ
るいは第５図に示すものに限らず、その他種々の構成を
取り得ることは勿論である。例えば、第４図に示すもの
をバイポーラトランジスタで実現したもの等も考えられ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はデジタル型のビデオ信号の波形等化器の一例を
示す構成図、第２図はその説明に供する線図、第３図は
本発明によるトランスバーサルフィルタの一実施例を示
□す構成図、第４図及び第５図は夫々Ｄ−Ａ変換器内蔵
型のアナログ乗算器の具体例を示す接続図、第６図は本
発明によるトランスバーサルフィルタを使用したデジタ
ル型のビデオ信号の波形等化器の一例を示す構成図であ
る。 （１００）はトランスバーサルフィルタ、（１０１）は
タップ付のシフトレジスタ、（１０２１）、（１０２２
）・・・（１０２ｎ）は夫々Ｄ−Ａ変換器内蔵型のアナ
ログ乗算器で構成された重み付は回路、（１０３）は入
力端子、（１０５）は出力端子である。 第４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. タップ付のデジタルシフトレジスタと、重み付は回路と
   より成るトランスバーサルフィルタにおいて、上記重み
   付は回路はアナログ動作させ、上記デジタルシフトレジ
   スタの各タップに得られるデジタル信号をＤ−Ａ変換器
   を介して上記重み付は回路に供給するようにしたことを
   特徴とするトランスバーサルフィルタ。