JPH1189243A - パルス幅変調方式インバータの制御装置 - Google Patents
パルス幅変調方式インバータの制御装置Info
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- JPH1189243A JPH1189243A JP9259361A JP25936197A JPH1189243A JP H1189243 A JPH1189243 A JP H1189243A JP 9259361 A JP9259361 A JP 9259361A JP 25936197 A JP25936197 A JP 25936197A JP H1189243 A JPH1189243 A JP H1189243A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ３レベルインバータのＰＷＭ制御としてダイ
ポーラ変調と部分ダイポーラ変調を採用した場合におい
て、瞬時の電圧指令に忠実に出力電圧を連続制御可能と
することにある。 【解決手段】 基本変調波を設定したバイアス量Ｂによ
って、正の出力電圧パルスを発生させるための正の瞬時
電圧指令ａｂｐと負の出力電圧パルスを発生させるため
の負の瞬時電圧指令ａｂｎに分割する手段を有し、この
正負いずれか一方の瞬時出力電圧指令が所定値以下にな
る期間では、一方の瞬時出力電圧指令を零にするととも
に、他方の瞬時出力電圧指令を所定値だけ減少させるよ
うに、正負の瞬時出力電圧指令を調整する電圧指令調整
手段（演算器２４、２５、最小オンパルス幅を作成する
変調率相当データ△Ａ２６、ゲイン調整器２７、２８、
加減算器２１０、２２０、２３０、２４０）を設ける。
ポーラ変調と部分ダイポーラ変調を採用した場合におい
て、瞬時の電圧指令に忠実に出力電圧を連続制御可能と
することにある。 【解決手段】 基本変調波を設定したバイアス量Ｂによ
って、正の出力電圧パルスを発生させるための正の瞬時
電圧指令ａｂｐと負の出力電圧パルスを発生させるため
の負の瞬時電圧指令ａｂｎに分割する手段を有し、この
正負いずれか一方の瞬時出力電圧指令が所定値以下にな
る期間では、一方の瞬時出力電圧指令を零にするととも
に、他方の瞬時出力電圧指令を所定値だけ減少させるよ
うに、正負の瞬時出力電圧指令を調整する電圧指令調整
手段（演算器２４、２５、最小オンパルス幅を作成する
変調率相当データ△Ａ２６、ゲイン調整器２７、２８、
加減算器２１０、２２０、２３０、２４０）を設ける。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流を交流に変換
する３レベルインバータに係り、特に、交流電圧を連続
制御するパルス幅変調方式インバータの制御装置に関す
る。
する３レベルインバータに係り、特に、交流電圧を連続
制御するパルス幅変調方式インバータの制御装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】３レベルインバータは、直流電源電圧
（架線電圧）を直列接続されたコンデンサで２つの直流
電圧に分圧することにより、正（高電位）、零（中間電
位）及び負（低電位）の３つの電圧レベルを作り、主回
路スイッチング素子のオン・オフ動作により、これら３
レベルの電圧をインバータ出力端子に選択的の導出して
出力電圧を制御するものである。この３レベルインバー
タの出力電圧のＰＷＭ制御法として、例えば、特開平５
−１４６１６０号公報に示されたダイポーラ変調（出力
電圧の半周期内にパルスを零電圧を介して正負交互に出
力することにより、出力電圧を表現）、ユニポーラ変調
（出力電圧の半周期中に単一極性のパルスを出力するこ
とにより、出力電圧を表現）、部分ダイポーラ変調（上
記ダイポーラ変調とユニポーラ変調が同一周期中に交互
に混在するモード）を用いた方法が知られている。この
ＰＷＭ制御では、図３（ｂ）に示す正負にシフトした２
本の変調波のシフト量に相当するバイアスＢを、図４に
示すように、変調率Ａに応じて連続可変することによ
り、ダイポーラ変調（Ａ／２≦Ｂ＜０．５）とユニポー
ラ変調（Ｂ＝０）の連続移行を部分ダイポーラ変調（０
＜Ｂ＜Ａ／２）を介して実現している。図３に、ダイポ
ーラ変調領域における変調波と出力電圧の波形の一例を
示す。このＰＷＭ制御では、出力電圧基本波に比例した
基本変調波ａ（図３（ａ））を２分割して、振幅１／２
でバイアスＢだけ正負にシフトした正負バイアス変調波
ａｂｐ及びａｂｎ（図３（ｂ））を正負出力電圧パルス
（図３（ｃ））の瞬時指令（瞬時出力電圧指令）に用い
ている。ここで、図３（ｂ）における±△Ａ（網かけの
部分）は、主回路を構成するスイッチング素子の特性に
よって定まる最小オンパルス幅よりも出力パルスが狭く
なる領域（図３（ｃ））であり、このようなパルス幅の
設定指令が発せられても、この領域ではパルス幅を最小
オンパルス幅に制限して、素子故障を避けるようにＰＷ
Ｍ制御装置を構成している。
（架線電圧）を直列接続されたコンデンサで２つの直流
電圧に分圧することにより、正（高電位）、零（中間電
位）及び負（低電位）の３つの電圧レベルを作り、主回
路スイッチング素子のオン・オフ動作により、これら３
レベルの電圧をインバータ出力端子に選択的の導出して
出力電圧を制御するものである。この３レベルインバー
タの出力電圧のＰＷＭ制御法として、例えば、特開平５
−１４６１６０号公報に示されたダイポーラ変調（出力
電圧の半周期内にパルスを零電圧を介して正負交互に出
力することにより、出力電圧を表現）、ユニポーラ変調
（出力電圧の半周期中に単一極性のパルスを出力するこ
とにより、出力電圧を表現）、部分ダイポーラ変調（上
記ダイポーラ変調とユニポーラ変調が同一周期中に交互
に混在するモード）を用いた方法が知られている。この
ＰＷＭ制御では、図３（ｂ）に示す正負にシフトした２
本の変調波のシフト量に相当するバイアスＢを、図４に
示すように、変調率Ａに応じて連続可変することによ
り、ダイポーラ変調（Ａ／２≦Ｂ＜０．５）とユニポー
ラ変調（Ｂ＝０）の連続移行を部分ダイポーラ変調（０
＜Ｂ＜Ａ／２）を介して実現している。図３に、ダイポ
ーラ変調領域における変調波と出力電圧の波形の一例を
示す。このＰＷＭ制御では、出力電圧基本波に比例した
基本変調波ａ（図３（ａ））を２分割して、振幅１／２
でバイアスＢだけ正負にシフトした正負バイアス変調波
ａｂｐ及びａｂｎ（図３（ｂ））を正負出力電圧パルス
（図３（ｃ））の瞬時指令（瞬時出力電圧指令）に用い
ている。ここで、図３（ｂ）における±△Ａ（網かけの
部分）は、主回路を構成するスイッチング素子の特性に
よって定まる最小オンパルス幅よりも出力パルスが狭く
なる領域（図３（ｃ））であり、このようなパルス幅の
設定指令が発せられても、この領域ではパルス幅を最小
オンパルス幅に制限して、素子故障を避けるようにＰＷ
Ｍ制御装置を構成している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このため、上記従来の
図３（ｂ）の斜線で示した部分の電圧が制御できず、ト
ータルとして図３（ｄ）に示す電圧分Ａ／２−（Ｂ−△
Ａ）だけ出力電圧が減少する。このような電圧低下は、
ダイポーラ変調から部分ダイポーラ変調へ移行する際に
発生し、特に、電圧低下量が最大となるのは、ダイポー
ラ変調から部分ダイポーラ変調へ移行する直前（図４に
示す○印）である。例えば、キャリア周波数３ｋＨｚ、
ダイポーラ変調で出力電圧３０％（方形波電圧出力にな
る１パルスを出力電圧１００％とする。）までをカバー
するものとすると、この電圧低下量は最大約３％とな
る。このような電圧低下により、出力電流やトルクの変
動などの問題が生じる。
図３（ｂ）の斜線で示した部分の電圧が制御できず、ト
ータルとして図３（ｄ）に示す電圧分Ａ／２−（Ｂ−△
Ａ）だけ出力電圧が減少する。このような電圧低下は、
ダイポーラ変調から部分ダイポーラ変調へ移行する際に
発生し、特に、電圧低下量が最大となるのは、ダイポー
ラ変調から部分ダイポーラ変調へ移行する直前（図４に
示す○印）である。例えば、キャリア周波数３ｋＨｚ、
ダイポーラ変調で出力電圧３０％（方形波電圧出力にな
る１パルスを出力電圧１００％とする。）までをカバー
するものとすると、この電圧低下量は最大約３％とな
る。このような電圧低下により、出力電流やトルクの変
動などの問題が生じる。
【０００４】本発明の課題は、ＰＷＭ制御としてダイポ
ーラ変調と部分ダイポーラ変調を採用した場合におい
て、瞬時の電圧指令に忠実に出力電圧を連続制御するこ
とが可能なパルス幅変調方式インバータの制御装置を提
供することにある。
ーラ変調と部分ダイポーラ変調を採用した場合におい
て、瞬時の電圧指令に忠実に出力電圧を連続制御するこ
とが可能なパルス幅変調方式インバータの制御装置を提
供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題は、３レベルイ
ンバータにおいて、基本変調波を設定したバイアス量に
よって、正の出力電圧パルスを発生させるための正の瞬
時電圧指令と負の出力電圧パルスを発生させるための負
の瞬時電圧指令に分割する手段を有し、この正負いずれ
か一方の瞬時出力電圧指令が所定値以下になる期間で
は、正負の瞬時出力電圧指令の一方を零にするととも
に、他方を所定値だけ減少させるように調整する電圧指
令調整手段を設けることによって、解決される。また、
３レベルインバータにおいて、基本変調波を設定したバ
イアス量によって、正の出力電圧パルスを発生させるた
めの正の瞬時電圧指令と負の出力電圧パルスを発生させ
るための負の瞬時電圧指令に分割する手段を有し、前記
バイアス量が所定値範囲では、正負の瞬時電圧指令の一
方を零にするとともに、他方を所定値だけ減少させるよ
うに調整するバイアス補正手段を設けることによって、
解決される。
ンバータにおいて、基本変調波を設定したバイアス量に
よって、正の出力電圧パルスを発生させるための正の瞬
時電圧指令と負の出力電圧パルスを発生させるための負
の瞬時電圧指令に分割する手段を有し、この正負いずれ
か一方の瞬時出力電圧指令が所定値以下になる期間で
は、正負の瞬時出力電圧指令の一方を零にするととも
に、他方を所定値だけ減少させるように調整する電圧指
令調整手段を設けることによって、解決される。また、
３レベルインバータにおいて、基本変調波を設定したバ
イアス量によって、正の出力電圧パルスを発生させるた
めの正の瞬時電圧指令と負の出力電圧パルスを発生させ
るための負の瞬時電圧指令に分割する手段を有し、前記
バイアス量が所定値範囲では、正負の瞬時電圧指令の一
方を零にするとともに、他方を所定値だけ減少させるよ
うに調整するバイアス補正手段を設けることによって、
解決される。
【０００６】本発明は、正負の電圧パルスが零電圧を介
して交互に出力される期間であって、ＰＷＭ制御された
出力パルスが最小パルス幅に制限される領域において、
最小パルス幅以下のパルスを発生させない。これによ
り、瞬時の出力電圧指令に忠実に出力電圧を連続制御す
ることが可能になる。
して交互に出力される期間であって、ＰＷＭ制御された
出力パルスが最小パルス幅に制限される領域において、
最小パルス幅以下のパルスを発生させない。これによ
り、瞬時の出力電圧指令に忠実に出力電圧を連続制御す
ることが可能になる。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示すパ
ルス幅変調方式インバータの制御装置である。図１にお
いて、Ｇは直流電圧源である電車線（架線）、６１、６
２は直流電圧源Ｇの電圧から交流出力側の零電位に相当
する中間電圧（中性点電圧）を作り出すために分割した
コンデンサ（分圧コンデンサ）である。ここでは、分圧
コンデンサ電圧はＥｄ／２であるものとした。７０〜７
３は還流用の整流素子を備えた自己消弧可能なスイッチ
ング素子（この例ではＩＧＢＴとしたが、ＧＴＯ、トラ
ンジスタ等でも良い。）、７４、７５はコンデンサの中
性点電圧を導出する補助整流素子であり、７ａでＵ相一
相分のスイッチングアームを構成する。７ｂ及び７ｃ
は、７ａと同様にそれぞれＶ相分とＷ相分のスイッチン
グアームを構成する。８は負荷であり、誘導電動機の場
合を示す。スイッチングアーム７ａ〜７ｃは、それぞれ
相毎に独立に動作可能であり、スイッチング素子の選択
的なオン・オフ制御により３レベルの出力電圧を発生す
る。（なお、３レベルインバータの主回路の詳細は、特
開昭５１−４７８４８号公報、特開昭５６−７４０８８
号公報など、また、ＰＷＭ制御の詳細は特開平３−３０
１５１２号などに記載されている。）
用いて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示すパ
ルス幅変調方式インバータの制御装置である。図１にお
いて、Ｇは直流電圧源である電車線（架線）、６１、６
２は直流電圧源Ｇの電圧から交流出力側の零電位に相当
する中間電圧（中性点電圧）を作り出すために分割した
コンデンサ（分圧コンデンサ）である。ここでは、分圧
コンデンサ電圧はＥｄ／２であるものとした。７０〜７
３は還流用の整流素子を備えた自己消弧可能なスイッチ
ング素子（この例ではＩＧＢＴとしたが、ＧＴＯ、トラ
ンジスタ等でも良い。）、７４、７５はコンデンサの中
性点電圧を導出する補助整流素子であり、７ａでＵ相一
相分のスイッチングアームを構成する。７ｂ及び７ｃ
は、７ａと同様にそれぞれＶ相分とＷ相分のスイッチン
グアームを構成する。８は負荷であり、誘導電動機の場
合を示す。スイッチングアーム７ａ〜７ｃは、それぞれ
相毎に独立に動作可能であり、スイッチング素子の選択
的なオン・オフ制御により３レベルの出力電圧を発生す
る。（なお、３レベルインバータの主回路の詳細は、特
開昭５１−４７８４８号公報、特開昭５６−７４０８８
号公報など、また、ＰＷＭ制御の詳細は特開平３−３０
１５１２号などに記載されている。）
【０００８】次に、ＰＷＭ制御部について説明する。図
１において、基本波電圧指令発生器１は、インバータ出
力電圧の周波数指令Ｆｉ*を入力してＳＩＮ発生器１１
を介してｓｉｎΘを出力し、また、出力電圧実効値指令
Ｅ*及び直流電圧Ｅｄを入力して振幅設定器１２を介し
て基本波振幅指令値Ａ（変調率）を出力し、乗算器１３
を介して瞬時のインバータ出力電圧指令Ａ・ｓｉｎΘを
求め、振幅指令分配器２に出力する。振幅指令分配器２
は、インバータ出力電圧指令Ａ・ｓｉｎΘを割算器２０
によって１／２にし、さらにバイアス設定器２１によっ
て基本波振幅指令値Ａ（変調率）に応じて設定されたバ
イアス量Ｂを加算器２２によって加算または減算器２３
によって減算して、正側バイアス指令ａｂｐ及び負側バ
イアス指令ａｂｎを発生する。極性判別分配器３は、正
側バイアス指令ａｂｐ及び負側バイアス指令ａｂｎを信
号分配器３０、３１、３３、３４及び加算器３２、３５
を介して正負パルスのための正負電圧指令ａｐ及びａｎ
に分配する。パルス発生器４は、正負電圧指令ａｐ及び
ａｎを入力し、主回路スイッチング素子７０と７３のＰ
ＷＭ信号を作り、それらの信号を反転して１相分のＰＷ
Ｍ信号Ｓ１〜Ｓ４を作る。これらのＰＷＭ信号を受け
て、ゲート論理部５は最小オン・オフ時間の確保や素子
短絡を防止する非ラップ時間等を管理したＰＷＭパルス
列を生成し、図示していないゲートドライバを介して主
回路スイッチング素子にゲート信号を送る。
１において、基本波電圧指令発生器１は、インバータ出
力電圧の周波数指令Ｆｉ*を入力してＳＩＮ発生器１１
を介してｓｉｎΘを出力し、また、出力電圧実効値指令
Ｅ*及び直流電圧Ｅｄを入力して振幅設定器１２を介し
て基本波振幅指令値Ａ（変調率）を出力し、乗算器１３
を介して瞬時のインバータ出力電圧指令Ａ・ｓｉｎΘを
求め、振幅指令分配器２に出力する。振幅指令分配器２
は、インバータ出力電圧指令Ａ・ｓｉｎΘを割算器２０
によって１／２にし、さらにバイアス設定器２１によっ
て基本波振幅指令値Ａ（変調率）に応じて設定されたバ
イアス量Ｂを加算器２２によって加算または減算器２３
によって減算して、正側バイアス指令ａｂｐ及び負側バ
イアス指令ａｂｎを発生する。極性判別分配器３は、正
側バイアス指令ａｂｐ及び負側バイアス指令ａｂｎを信
号分配器３０、３１、３３、３４及び加算器３２、３５
を介して正負パルスのための正負電圧指令ａｐ及びａｎ
に分配する。パルス発生器４は、正負電圧指令ａｐ及び
ａｎを入力し、主回路スイッチング素子７０と７３のＰ
ＷＭ信号を作り、それらの信号を反転して１相分のＰＷ
Ｍ信号Ｓ１〜Ｓ４を作る。これらのＰＷＭ信号を受け
て、ゲート論理部５は最小オン・オフ時間の確保や素子
短絡を防止する非ラップ時間等を管理したＰＷＭパルス
列を生成し、図示していないゲートドライバを介して主
回路スイッチング素子にゲート信号を送る。
【０００９】本実施形態では、前述のＰＷＭ制御部に、
最小オンパルス幅を作成する変調率相当データ△Ａ２
６、正側バイアス指令ａｂｐと変調率相当データ△Ａと
の差分を求める演算器２４、負側バイアス指令ａｂｎと
変調率相当データ△Ａとの差分を求める演算器２５、演
算器２４の出力が正なら零、負なら変調率相当データ△
Ａを出力するゲイン調整器２７、演算器２５の出力が正
なら変調率相当データ△Ａ、負なら零を出力するゲイン
調整器２８、正側バイアス指令ａｂｐからゲイン調整器
２７の出力を減算する減算器２１０及びゲイン調整器２
８の出力を減算する減算器２３０、負側バイアス指令ａ
ｂｎからゲイン調整器２７の出力を加算する加算器２２
０及びゲイン調整器２８の出力を加算する加算器２４０
を設け、正側バイアス指令ａｂｐと負側バイアス指令ａ
ｂｎの大きさが最小オンパルス幅を作成する変調率以下
になる領域において、正負の出力電圧指令を調整する動
作をさせることを特徴とする。すなわち、正側バイアス
指令ａｂｐと最小オンパルス幅を作成する変調率相当デ
ータ△Ａを演算器２４で比較し、この出力をゲイン調整
器２７に入力して、ゲイン調整器２７では入力が正なら
零、負なら変調率相当データ△Ａとするｄａｐを出力す
る。一方、負側バイアス指令ａｂｐと最小オンパルス幅
を作成する変調率相当データ△Ａを演算器２５で比較
し、この出力をゲイン調整器２８に入力して、ゲイン調
整器２８では入力が正なら変調率相当データ△Ａ、負な
ら零とするｄａｎを出力する。これらゲイン調整器２
７、２８の出力ｄａｐ、ｄａｎを正側バイアス指令ａｂ
ｐから減算し、同時に負側バイアス指令ａｂｎに加算し
て、最終の正負のバイアス指令ａｐ１とａｎ１を作成す
る。したがって、図２に示すように、正側バイアス指令
ａｂｐが△Ａ以下になるＴ 2の期間において、ゲイン調
整器２７の作用により、最終の正側バイアス指令ａｐ１
は△Ａ分減算されて零、同時に最終の負側バイアス指令
ａｎ１は△Ａ分加算された特性となる。また、負側バイ
アス指令ａｂｎが△Ａ以下になるＴ1の期間において、
ゲイン調整器２８の作用により、最終の負側バイアス指
令ａｎ１は△Ａ分加算されて零、同時に最終の正負バイ
アス指令ａｐ１は△Ａ分減算された特性となる。この結
果、各バイアス指令が△Ａ以下で強制的に零にした期間
の電圧の補正を逆側のバイアス指令を減少させるように
して、正負のバイアス指令は図３（ｂ）の斜線で示した
部分の電圧領域±△Ａに入らないように動作する。これ
により、本実施形態では、スイッチング素子の特性によ
って定まる最小オンパルス幅よりも幅広の所定の出力パ
ルスを確保でき、そのため、瞬時の電圧指令に忠実に出
力電圧を連続制御することが可能となり、電圧指令に対
する実電圧との誤差が縮小される。
最小オンパルス幅を作成する変調率相当データ△Ａ２
６、正側バイアス指令ａｂｐと変調率相当データ△Ａと
の差分を求める演算器２４、負側バイアス指令ａｂｎと
変調率相当データ△Ａとの差分を求める演算器２５、演
算器２４の出力が正なら零、負なら変調率相当データ△
Ａを出力するゲイン調整器２７、演算器２５の出力が正
なら変調率相当データ△Ａ、負なら零を出力するゲイン
調整器２８、正側バイアス指令ａｂｐからゲイン調整器
２７の出力を減算する減算器２１０及びゲイン調整器２
８の出力を減算する減算器２３０、負側バイアス指令ａ
ｂｎからゲイン調整器２７の出力を加算する加算器２２
０及びゲイン調整器２８の出力を加算する加算器２４０
を設け、正側バイアス指令ａｂｐと負側バイアス指令ａ
ｂｎの大きさが最小オンパルス幅を作成する変調率以下
になる領域において、正負の出力電圧指令を調整する動
作をさせることを特徴とする。すなわち、正側バイアス
指令ａｂｐと最小オンパルス幅を作成する変調率相当デ
ータ△Ａを演算器２４で比較し、この出力をゲイン調整
器２７に入力して、ゲイン調整器２７では入力が正なら
零、負なら変調率相当データ△Ａとするｄａｐを出力す
る。一方、負側バイアス指令ａｂｐと最小オンパルス幅
を作成する変調率相当データ△Ａを演算器２５で比較
し、この出力をゲイン調整器２８に入力して、ゲイン調
整器２８では入力が正なら変調率相当データ△Ａ、負な
ら零とするｄａｎを出力する。これらゲイン調整器２
７、２８の出力ｄａｐ、ｄａｎを正側バイアス指令ａｂ
ｐから減算し、同時に負側バイアス指令ａｂｎに加算し
て、最終の正負のバイアス指令ａｐ１とａｎ１を作成す
る。したがって、図２に示すように、正側バイアス指令
ａｂｐが△Ａ以下になるＴ 2の期間において、ゲイン調
整器２７の作用により、最終の正側バイアス指令ａｐ１
は△Ａ分減算されて零、同時に最終の負側バイアス指令
ａｎ１は△Ａ分加算された特性となる。また、負側バイ
アス指令ａｂｎが△Ａ以下になるＴ1の期間において、
ゲイン調整器２８の作用により、最終の負側バイアス指
令ａｎ１は△Ａ分加算されて零、同時に最終の正負バイ
アス指令ａｐ１は△Ａ分減算された特性となる。この結
果、各バイアス指令が△Ａ以下で強制的に零にした期間
の電圧の補正を逆側のバイアス指令を減少させるように
して、正負のバイアス指令は図３（ｂ）の斜線で示した
部分の電圧領域±△Ａに入らないように動作する。これ
により、本実施形態では、スイッチング素子の特性によ
って定まる最小オンパルス幅よりも幅広の所定の出力パ
ルスを確保でき、そのため、瞬時の電圧指令に忠実に出
力電圧を連続制御することが可能となり、電圧指令に対
する実電圧との誤差が縮小される。
【００１０】図５は、本発明の他の実施形態を示す。本
実施形態は、図１の実施形態に対し、バイアス量検出器
２９、正側バイアス指令ａｂｐと変調率相当データ△Ａ
との差分を求める演算器２４の出力が正なら零、負なら
差分の絶対値を出力する差分調整器２７１、負側バイア
ス指令ａｂｎと変調率相当データ△Ａとの差分を求める
演算器２５の出力が正なら差分、負なら零を出力する差
分調整器２８１、バイアス量検出器２９の出力と差分調
整器２７１の出力を乗算する乗算器２７２、バイアス量
検出器２９の出力と差分調整器２８１の出力を乗算する
乗算器２８２を設け、バイアス量の変化に応じて電圧補
正を行うことに特徴がある。その他の構成は図１の実施
形態と同様である。バイアス量検出器２９は、図６に示
す変調率ＡのＡ１からＡ２までの期間において、差分調
整器２７１、２８１の出力と乗算器２７２、２８２で各
々乗算した結果のｄａｐ、ｄａｎが最小オンパルス幅を
作成する変調率相当データ△Ａになるような補償値△Ｂ
をｄａＢとして出力する。本実施形態では、バイアス量
検出器２９の出力ｄａＢと差分調整器２７１の出力を乗
算器２７２で乗算することにより、また、ｄａＢと差分
調整器２８１の出力を乗算器２８２で乗算することによ
り、最小オンパルス幅を作成する変調率相当データ△Ａ
を得、図２と同等のｄａｐ、ｄａｎを得る。これらｄａ
ｐ、ｄａｎは図１の実施形態と同様に正側バイアス指令
ａｂｐ、負側バイアス指令ａｂｐに各々減算、加算し
て、最終の正負バイアス指令ａｐ１、ａｎ１を得る。こ
れにより、図１と同様の効果を得ることが可能となる。
実施形態は、図１の実施形態に対し、バイアス量検出器
２９、正側バイアス指令ａｂｐと変調率相当データ△Ａ
との差分を求める演算器２４の出力が正なら零、負なら
差分の絶対値を出力する差分調整器２７１、負側バイア
ス指令ａｂｎと変調率相当データ△Ａとの差分を求める
演算器２５の出力が正なら差分、負なら零を出力する差
分調整器２８１、バイアス量検出器２９の出力と差分調
整器２７１の出力を乗算する乗算器２７２、バイアス量
検出器２９の出力と差分調整器２８１の出力を乗算する
乗算器２８２を設け、バイアス量の変化に応じて電圧補
正を行うことに特徴がある。その他の構成は図１の実施
形態と同様である。バイアス量検出器２９は、図６に示
す変調率ＡのＡ１からＡ２までの期間において、差分調
整器２７１、２８１の出力と乗算器２７２、２８２で各
々乗算した結果のｄａｐ、ｄａｎが最小オンパルス幅を
作成する変調率相当データ△Ａになるような補償値△Ｂ
をｄａＢとして出力する。本実施形態では、バイアス量
検出器２９の出力ｄａＢと差分調整器２７１の出力を乗
算器２７２で乗算することにより、また、ｄａＢと差分
調整器２８１の出力を乗算器２８２で乗算することによ
り、最小オンパルス幅を作成する変調率相当データ△Ａ
を得、図２と同等のｄａｐ、ｄａｎを得る。これらｄａ
ｐ、ｄａｎは図１の実施形態と同様に正側バイアス指令
ａｂｐ、負側バイアス指令ａｂｐに各々減算、加算し
て、最終の正負バイアス指令ａｐ１、ａｎ１を得る。こ
れにより、図１と同様の効果を得ることが可能となる。
【００１１】以上、本発明の実施形態として誘導電動機
を例にとって説明したが、この他の交流電動機でも同様
である。また、ここではインバータにおける実施形態を
示したが、これらのインバータの出力端子をリアクタン
ス要素を介して交流電源と接続し、交流を直流に変換す
る自励式コンバータとして動作（回生動作）させること
も可能である。この場合も、インバータの場合と同様に
効果が期待できる。当然ながら、マイクロプロセッサ等
を用いれば、上記パルス発生手段の一部または全てをプ
ログラム化して、ソフトウェア的に実現することが可能
である。
を例にとって説明したが、この他の交流電動機でも同様
である。また、ここではインバータにおける実施形態を
示したが、これらのインバータの出力端子をリアクタン
ス要素を介して交流電源と接続し、交流を直流に変換す
る自励式コンバータとして動作（回生動作）させること
も可能である。この場合も、インバータの場合と同様に
効果が期待できる。当然ながら、マイクロプロセッサ等
を用いれば、上記パルス発生手段の一部または全てをプ
ログラム化して、ソフトウェア的に実現することが可能
である。
【００１２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
正負の電圧パルスが零電圧を介して交互に出力される期
間であって、ＰＷＭ制御された出力パルスがスイッチン
グ素子特性によって定まる最小パルス幅に制限される領
域において、最小パルス幅以下のパルスを発生させない
ように瞬時電圧指令を調整するので、出力電圧の連続制
御を実現することができ、出力電流やトルクの変動を抑
制することができる。
正負の電圧パルスが零電圧を介して交互に出力される期
間であって、ＰＷＭ制御された出力パルスがスイッチン
グ素子特性によって定まる最小パルス幅に制限される領
域において、最小パルス幅以下のパルスを発生させない
ように瞬時電圧指令を調整するので、出力電圧の連続制
御を実現することができ、出力電流やトルクの変動を抑
制することができる。
【図１】本発明の一実施形態を示すパルス幅変調方式イ
ンバータの制御装置
ンバータの制御装置
【図２】図１の正負のバイアス指令の調整を説明する図
【図３】電圧補正を説明する図
【図４】３レベルインバータの出力電圧を説明する図
【図５】本発明の他の実施形態
【図６】図５のバイアス量検出器の動作を説明する図
１…基本波電圧指令発生器 ２…振幅指令分配器
３…極性判別分配器 ４…パルス発生器 ５…ゲート論理部 Ｇ…直流電
圧源 ７ａ、７ｂ、７ｃ…スイッチングアーム ８
…誘導電動機 ２１…バイアス設定器 ２４、２５
…演算器 ２６…最小オンパルス幅を作成する変調率
相当データ△Ａ ２７、２８…ゲイン調整器 ２９…バイアス量検出器
３０、３１、３３、３４…信号分配器 ６１、６
２…分圧コンデンサ ７０〜７３…スイッチング素子
７４、７５…補助整流素子 ２１０、２３０…減
算器 ２２０、２４０…加算器 ２７１、２８１…
差分調整器 ２７２、２８２…乗算器
３…極性判別分配器 ４…パルス発生器 ５…ゲート論理部 Ｇ…直流電
圧源 ７ａ、７ｂ、７ｃ…スイッチングアーム ８
…誘導電動機 ２１…バイアス設定器 ２４、２５
…演算器 ２６…最小オンパルス幅を作成する変調率
相当データ△Ａ ２７、２８…ゲイン調整器 ２９…バイアス量検出器
３０、３１、３３、３４…信号分配器 ６１、６
２…分圧コンデンサ ７０〜７３…スイッチング素子
７４、７５…補助整流素子 ２１０、２３０…減
算器 ２２０、２４０…加算器 ２７１、２８１…
差分調整器 ２７２、２８２…乗算器
Claims (4)
- 【請求項１】 ＰＷＭ制御により、直流電圧を正の電圧
パルスと負の電圧パルス及び零電圧の３つの電位を有す
る交流相電圧に変換して交流端子に導出する３レベルイ
ンバータにおいて、基本変調波を設定したバイアス量に
よって、正の出力電圧パルスを発生させるための正の瞬
時電圧指令と負の出力電圧パルスを発生させるための負
の瞬時電圧指令に分割する手段を有し、この正負いずれ
か一方の瞬時出力電圧指令が所定値以下になる期間にお
いて、正負の瞬時出力電圧指令を調整する電圧指令調整
手段を設けることを特徴とするパルス幅変調方式インバ
ータの制御装置。 - 【請求項２】 請求項１において、前記電圧指令調整手
段は、インバータを形成するスイッチング素子の特性に
よって定まる最小オンパルス幅を作成する変調率相当デ
ータと、前記正の瞬時出力電圧指令と前記変調率相当デ
ータとの差分を求め、該差分が負であれば前記変調率相
当データを発生する第一のゲイン調整器と、前記負の瞬
時電圧指令と前記変調率相当データとの差分を求め、該
差分が正であれば前記変調率相当データを発生する第二
のゲイン調整器と、前記第一のゲイン調整器出力と第二
のゲイン調整器出力を正の瞬時電圧指令から減算する手
段と、前記第一のゲイン調整器出力と第二のゲイン調整
器出力を負の瞬時電圧指令に加算する手段とを有し、正
負いずれか一方の瞬時電圧指令が所定値以下になる期間
において、一方の瞬時出力電圧指令を零にするととも
に、他方の瞬時出力電圧指令を所定値だけ減少させるこ
とを特徴とするパルス幅変調方式インバータの制御装
置。 - 【請求項３】 ＰＷＭ制御により、直流電圧を正の電圧
パルスと負の電圧パルス及び零電圧の３つの電位を有す
る交流相電圧に変換して交流端子に導出する３レベルイ
ンバータにおいて、基本変調波を設定したバイアス量に
よって、正の出力電圧パルスを発生させるための正の瞬
時電圧指令と負の出力電圧パルスを発生させるための負
の瞬時電圧指令に分割する手段を有し、前記バイアス量
が所定値範囲において、正負の瞬時電圧指令を調整する
バイアス補正手段を設けることを特徴とするパルス幅変
調方式インバータの制御装置。 - 【請求項４】 請求項３において、前記バイアス補正手
段は、バイアス量の変化に対応した変調率相当データを
出力するバイアス量検出器と、インバータを形成するス
イッチング素子の特性によって定まる最小オンパルス幅
を作成する変調率相当データと前記正の瞬時出力電圧指
令との差分を求め、該差分が負であれば、該差分の絶対
値を出力する第一の差分調整器と、前記バイアス量検出
器出力と前記第一の差分調整器出力を乗算する第一の乗
算器と、前記インバータを形成するスイッチング素子の
特性によって定まる最小オンパルス幅を作成する変調率
相当データと前記負の瞬時出力電圧指令との差分を求
め、該差分が正であれば、該差分の値を出力する第二の
差分調整器と、前記バイアス量検出器出力と前記第二の
差分調整器出力を乗算する第二の乗算器と、前記第一の
差分調整器出力と第二の差分調整器出力を正の瞬時電圧
指令から減算する手段と、前記第一の差分調整器出力と
第二の差分調整器出力を負の瞬時電圧指令に加算する手
段とを有し、正負いずれか一方の瞬時出力電圧指令が所
定値以下になる期間において、一方の瞬時出力電圧指令
を零にするとともに、他方の瞬時出力電圧指令を所定値
だけ減少させることを特徴とするパルス幅変調方式イン
バータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9259361A JPH1189243A (ja) | 1997-09-08 | 1997-09-08 | パルス幅変調方式インバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9259361A JPH1189243A (ja) | 1997-09-08 | 1997-09-08 | パルス幅変調方式インバータの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1189243A true JPH1189243A (ja) | 1999-03-30 |
Family
ID=17333057
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9259361A Pending JPH1189243A (ja) | 1997-09-08 | 1997-09-08 | パルス幅変調方式インバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1189243A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101118376B1 (ko) | 2009-12-30 | 2012-03-09 | 엘에스산전 주식회사 | 고압 인버터의 과전압 보호장치 및 방법 |
| US9669720B2 (en) | 2015-03-27 | 2017-06-06 | Nissan North America, Inc. | Managing the exchange of electrical power with rechargeable vehicle batteries in V2X systems |
-
1997
- 1997-09-08 JP JP9259361A patent/JPH1189243A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101118376B1 (ko) | 2009-12-30 | 2012-03-09 | 엘에스산전 주식회사 | 고압 인버터의 과전압 보호장치 및 방법 |
| US9669720B2 (en) | 2015-03-27 | 2017-06-06 | Nissan North America, Inc. | Managing the exchange of electrical power with rechargeable vehicle batteries in V2X systems |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20040324 |