JPH1188908A - 映像信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 民生用ＶＴＲに使用される映像信号処理装置
において、再生ＦＭ信号無入力状態を、ノイズ等の影響
を受けずに検出するための大容量のコンデンサを不要と
し、外付けコンデンサなしでＩＣ化可能な映像信号処理
装置を提供することを目的とする。 【解決手段】 所定期間の間に数多くの再生ＦＭ信号の
振幅を検出し、その多数決判定をとることにより、ノイ
ズ等の影響を排除し、又この判定結果が周波数の低いパ
ルスをカウントする期間に一定期間以上連続するかを検
出することにより、再生ＦＭ信号無入力検出を大容量の
コンデンサなしで行うことができ、また外付けコンデン
サと接続専用ピンを設ける必要がないためチップ面積が
小さくその結果チップコストが低く、ＩＣ化を可能にす
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はビデオテープレコー
ダ（以下、ＶＴＲと略記する。）の映像信号処理装置の
ドロップアウト補償技術に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、民生用のＶＴＲでは輝度信号は周
波数変調（以下、ＦＭ変調と略記する。）、色信号は低
域周波数変換されて記録され、再生時には再生周波数変
調輝度信号（以下、再生ＦＭ信号と略記する。）はＦＭ
復調され、色信号は元の周波数に逆変換される信号処理
が用いられている。ここでテープ・ヘッド系においてド
ロップアウトが発生すると再生ＦＭ信号の振幅が小さく
なることが知られている。

【０００３】以下に従来の映像信号処理装置について説
明する。図４に第一の従来の映像信号処理装置の構成を
示すブロック図を示す。図４において、１は入力端子、
２は振幅をそろえるダブルリミッタ手段、３はＦＭ復調
手段、４はディエンファシス手段、５は輝度信号帯域制
限用のローパスフィルタ（以下、ＬＰＦと略記する。）
手段、６はドロップアウト補償手段、７は出力端子、８
はドロップアウト検出手段、９は振幅検出手段、１０は
スイッチ手段、２０は検波手段、３０はドロップアウト
パルス、３１は無入力検出信号、３２はドロップアウト
補償パルス、３７は再生ＦＭ信号である。

【０００４】以上のように構成された映像信号処理装置
について、以下その動作について説明する。輝度信号処
理においては、入力端子１からテープ・ヘッド系より再
生ＦＭ信号３７が入力され、ダブルリミッタ手段２にお
いて振幅をそろえた後、ＦＭ復調手段３に入力される。
ここで復調された信号は、ディエンファシス手段４およ
び、輝度信号帯域制限用のＬＰＦ手段５を経て輝度信号
に戻され、ドロップアウト補償手段６に入力される。一
方、ドロップアウト検出手段８では、再生ＦＭ信号３７
の振幅が第一の所定値以下になる期間、ドロップアウト
パルス３０を出力しており、スイッチ手段１０を経てド
ロップアウト補償パルス３２としてドロップアウト補償
手段６に入力される。ここでドロップアウト補償パルス
３２の出力期間にＣＣＤやラインメモリー等で１水平同
期期間遅延された映像信号と置き換えることにより、ド
ロップアウト補償がなされる。しかし、無記録テープ再
生等のノイズ画面では、ドロップアウト補償を行なう
と、ドロップアウト補償が長時間連続動作し非常に違和
感のある画面となるため、検波手段２０にて再生ＦＭ信
号３７の振幅を平滑化した後、振幅検出手段９では、検
波手段２０の出力が第二の所定値以下の状態が所定期間
以上連続した場合を検出している。所定期間以上連続し
て無入力であったと検出された場合は無入力検出信号３
１を出力することにより、スイッチ手段１０をオフにし
てドロップアウト補償を停止している。

【０００５】以下にドロップアウト検出手段８、検波手
段２０、振幅検出手段９、スイッチ手段１０の動作につ
いて図５を用いて説明する。図５は第一の従来の映像信
号処理装置の要部回路図である。破線で囲む８１はドロ
ップアウト検出手段８に相当するドロップアウト検出
器、２０１は検波手段２０に相当する検波器、９１は振
幅検出手段９に相当する振幅検出器、１０１はスイッチ
手段１０に相当するスイッチ回路である。図５におい
て、Ｑ１からＱ１２はトランジスタ、Ｒ１からＲ１７は
抵抗、Ｃ１からＣ３はコンデンサ、Ｉ１からＩ７は電流
源、４２はスイッチ回路１０１の出力端子、Ｖ１はＲ１
４とＲ１５により作られる閾値電位、Ｖ２はＲ１０、Ｒ
１１でつくられる閾値電位である。入力端子１より入力
された再生ＦＭ信号３７は、Ｑ３、Ｑ４で構成される差
動増幅器で増幅された後、Ｑ５、Ｑ６で全波整流され
る。この信号は、Ｒ８、Ｃ２で構成される積分回路と、
Ｒ１７、Ｃ３で構成される積分回路即ち検波器２０１に
それぞれ入力される。Ｃ２は容量値が小さく積分時定数
が小さいため、ピーク検波として動作している。Ｃ２の
電位は、閾値電位Ｖ１とＱ１０、Ｑ１１により構成され
る比較回路により比較され、ドロップアウトパルス３０
が出力される。ドロップアウト状態ではＱ１２がオフ状
態となる。一方、Ｃ３は通常のドロップアウトによる再
生ＦＭ信号３７の欠落や、再生ＦＭ信号無入力時のノイ
ズによる瞬時入力の影響を除去し、再生ＦＭ信号無入力
状態を検出するために大容量のコンデンサを用いてい
る。Ｃ３の電位は閾値電位Ｖ２とＱ７、Ｑ８で比較さ
れ、再生ＦＭ信号無入力状態のときにはＱ９がオン状態
となりＱ１２の状態にかかわらず出力端子４２のドロッ
プアウト補償パルス３２をローレベル（以下、Ｌレベル
と略記する。）にすることができる。ドロップアウトパ
ルス３０が出力され無入力検出信号３１が出力されない
場合、ハイレベル（以下、Ｈレベルと略記する。）とな
るドロップアウト補償パルス３２が出力端子４２に出力
される。

【０００６】以上の動作を図６を用いて更に説明する。
図６は第一の従来の映像信号処理装置の波形図である。
図６（ａ）は入力端子１より入力された再生ＦＭ信号３
７の包絡線波形、図６（ｂ）は図６（ａ）の波形をピー
ク検波するＣ２の電位、図６（ｃ）は図６（ｂ）と閾値
電位Ｖ１との大小比較結果であるＱ１２への入力波形、
即ちドロップアウトパルス３０を反転したもの、図６
（ｄ）はＣ３の電位、図６（ｇ）は図６（ｄ）と閾値電
位Ｖ２との大小比較結果であるＱ９への入力波形、即ち
無入力検出信号３１を反転したもの、図６（ｈ）は出力
端子４２におけるドロップアウト補償パルス３２の波
形、図６（ａ）中のＸはドロップアウト、Ａはノイズ、
図６（ｈ）中のＷは再生ＦＭ信号無入力状態でもドロッ
プアウト補償が行われる最大ドロップアウト補償期間幅
を示す。図６（ｃ）の波形では、再生ＦＭ信号無入力状
態では常時Ｈレベル（ドロップアウト状態）を検出して
おり、また、図６（ａ）の波形Ａで示すノイズ等による
瞬時入力にも応答している。図６（ｇ）の波形では、Ｘ
で示す通常のドロップアウトや図６（ａ）の波形Ａの影
響は消し去られている。図６（ｇ）の波形がＨレベルの
期間に図６（ｃ）の波形がスイッチ回路１０１を通過す
るようにさせることにより図６（ｈ）のドロップアウト
補償パルス３２が得られる。図６（ｈ）の波形で示すよ
うに、通常数百μｓに設定される最大ドロップアウト補
償期間幅Ｗを越える再生ＦＭ信号無入力状態では、ドロ
ップアウト補償パルス３７は発生しない。

【０００７】図７は第二の従来の映像信号処理装置の構
成を示すブロック図であり、同図において図４と同一の
構成要素には同一番号を付与し説明を省略する。第二の
従来の映像信号処理装置は最大ドロップアウト補償期間
幅Ｗを疑似水平同期パルスをカウントすることにより大
容量のコンデンサなしで実現したものである。１３は第
二のカウンタ手段、１４は第二のデコーダ手段、１６は
疑似水平同期パルス３６が入力される入力端子、３６は
クロマ信号処理回路で作られる疑似水平同期パルスであ
る。振幅検出手段９では、ドロップアウト検出手段８と
同様に、ピーク検波された再生ＦＭ信号３７の振幅を第
二の所定値と比較し、第二の所定値以下の場合にパルス
が出力される。第二のカウンタ手段１３は、振幅検出手
段９より出力されるパルスの期間はリセットが解除され
疑似水平同期パルス３６のカウントを行う。第二のデコ
ーダ手段１４が最大ドロップアウト補償期間幅に設定さ
れたカウント値を検出すると、スイッチ手段１０はオフ
状態となる。

【０００８】図８に、第二の従来の映像信号処理装置の
要部回路図を示す。破線で囲む８０はドロップアウト検
出手段８に相当するドロップアウト検出器、９２は振幅
検出手段９に相当する振幅検出器、１００はスイッチ手
段１０に相当するスイッチ回路、１３０は第二のカウン
タ手段１３に相当する第二のカウンタ、１４０は第二の
デコーダ手段１４に相当する第二のデコーダ、４１は出
力端子、Ｇ８からＧ１０はＴ型フリップフロップ、Ｇ１
６、Ｇ１８はＡＮＤゲート、Ｇ１７はＮＡＮＤゲート、
Ｖ１はＲ１４とＲ１５でつくられる閾値電位、Ｖ２はＲ
１０とＲ１１で作られる閾値電位である。再生ＦＭ信号
をピーク検波するＣ２の電位が、閾値電位Ｖ２よりも高
い時はＱ９はオフ状態であるため、Ｇ８からＧ１０で構
成される第二のカウンタ１３０はリセット状態となり、
第二のデコーダ１４０であるＧ１７の出力はＨレベルと
なる。Ｇ１７の出力がＨレベルの期間はスイッチ回路１
００であるＧ１８ではドロップアウト検出器８０からの
ドロップアウトパルス入力がそのまま出力される。Ｃ２
の電位が閾値電位Ｖ２以下になるとＱ９はオン状態にな
るため、第二のカウンタ１３０のリセットが解除され
る。入力端子１６には疑似水平同期パルスが入力されて
おり、第二のカウンタ１３０でカウントアップされる。
第二のデコーダ１４０では、第二のカウンタ１３０のカ
ウント数が６を越えない様にしており、６が検出される
とＧ１７の出力がＬレベルとなり、Ｇ１８のＡＮＤゲー
トが閉じる。

【０００９】以上の動作を図９の波形図を用いて更に説
明する。図９（ａ）は入力端子１より入力された再生Ｆ
Ｍ信号の包絡線波形、図９（ｂ）は図９（ａ）の波形を
ピーク検波するＣ２の電位、図９（ｃ）は図９（ｂ）と
閾値電位Ｖ１との大小比較結果であるＱ１２の出力波
形、即ちドロップアウトパルス３０、図９（ｄ）は図９
（ｂ）と閾値電位Ｖ２との大小比較結果であるＱ９の出
力波形、図９（ｆ）は入力端子１６における疑似水平同
期パルス、図９（ｇ）は第二のデコーダ１４０の出力波
形、即ち無入力検出信号３１、図９（ｈ）は出力端子４
１における波形、即ちドロップアウト補償パルス３２、
図９（ａ）中のＸはドロップアウト、Ａはノイズ、図９
（ｈ）中のＷは最大ドロップアウト補償期間幅、Ｂは誤
ったドロップアウト補償パルスを示す。図９（ｄ）のパ
ルスがＨレベルの期間ではカウンタ１３０はリセット状
態となり、Ｌレベルの期間ではカウンタ１３０は図９
（ｆ）に示す疑似水平同期パルスのカウントを行う。デ
コーダ１４０は、カウンタ１３０のカウント数が６を越
えない様にしており、図９（ｇ）の波形に示すようにカ
ウンタ１３０がリセット状態の期間（図９（ｄ）のＨレ
ベル期間）およびカウント数が６未満の期間でＨレベル
となり、リセット後であって６をカウントした時点でＬ
レベルとなる。ここでは最大ドロップアウト補償期間幅
Ｗは６水平同期期間に設定している。図９（ｇ）の波形
がＨレベルの間は図９（ｃ）に示すドロップアウトパル
スがスイッチ回路１００を通過し、出力端子４１には図
９（ｈ）で示す波形が得られる。図９（ｈ）の波形がＨ
レベルの間にドロップアウト補償手段６においてドロッ
プアウト補償がなされる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の第
一の従来の構成では、再生ＦＭ信号無入力状態を検出す
るためには検波回路に数百μｓ程度の時定数が必要であ
るため、検波回路のコンデンサとして大容量のものが必
要となり、ＩＣ内蔵が困難である。また外付けコンデン
サと接続するために、ＩＣに専用ピンを設ける必要があ
り、チップ面積が大きくなりコストが高い。また、第二
の従来の構成では、大容量のコンデンサは必要としない
が、再生ＦＭ信号無入力時にノイズ（図９（ａ）に示す
波形Ａ）が入力されると、図９（ｈ）に示す波形Ｂのよ
うに誤まったドロップアウト補償パルスが出力するた
め、再生ＦＭ信号無入力時には無入力検出を行っている
にもかかわらずドロップアウト補償が長時間連続動作し
非常に違和感のある画面になってしまうという問題点を
有していた。

【００１１】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、大容量のコンデンサを必要とせず、また外付けコン
デンサと接続するための専用ピンを設ける必要がないた
めチップ面積が小さくその結果チップコストが低く、ま
た、ノイズ等による誤動作のない再生ＦＭ信号無入力検
出ができる映像信号処理装置を提供することを目的とす
る。

【００１２】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明の映像信号処理装置は、輝度信号を周波数変調
して得た被周波数変調輝度信号と搬送色信号を低域へ周
波数変換して得た低域変換色信号とを各々周波数分割多
重して記録するビデオテープレコーダであって、ビデオ
ヘッドより再生される再生周波数変調輝度信号の振幅が
第一の所定値以下になった時に第一のパルスを発生する
ドロップアウト検出手段と、再生周波数変調輝度信号の
振幅が第二の所定値以下になった時に第二のパルスを発
生する振幅検出手段と、第二のパルスのハイ状態及びロ
ー状態の場合の数を第一のクロックにより所定期間カウ
ントする第一のカウンタ手段と、第二のパルスのハイ状
態及びロー状態の場合の数の差に依存して第三のパルス
を出力する第一のデコーダ手段と、第三のパルスが出力
される間はリセットされ、第三のパルスが出力されない
間は第二のクロックをカウントする第二のカウンタ手段
と、第二のカウンタ手段のカウント数が第三の所定値以
上となった時に第四のパルスを出力する第二のデコーダ
手段と、第一のパルスを入力とし第四のパルスの非パル
ス期間のみ通過状態となるスイッチ手段と、復調輝度信
号を入力としスイッチ手段の出力パルスのパルス期間に
１水平同期期間遅延させた復調輝度信号に置換すること
によりドロップアウト補償を行うドロップアウト補償手
段とを備えている。

【００１３】この構成によって、所定期間の間に再生Ｆ
Ｍ信号の振幅を数十回判定し、その平均をとることでノ
イズ等の誤動作をふせぎ、その上で疑似水平同期パルス
等の周波数の低いパルスのカウントを行い、大容量のコ
ンデンサなしで安定に再生ＦＭ信号無入力検出ができ
る。また外付けコンデンサと接続するための専用ピンを
設ける必要がないためチップ面積が小さくその結果チッ
プコストを低くすることができる。

【００１４】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１記載の発明は、
輝度信号を周波数変調して得た被周波数変調輝度信号と
搬送色信号を低域へ周波数変換して得た低域変換色信号
とを各々周波数分割多重して記録するビデオテープレコ
ーダであって、ビデオヘッドより再生される再生周波数
変調輝度信号の振幅が第一の所定値以下になった時に第
一のパルスを発生するドロップアウト検出手段と、再生
周波数変調輝度信号の振幅が第二の所定値以下になった
時に第二のパルスを発生する振幅検出手段と、第二のパ
ルスのハイ状態及びロー状態の場合の数を第一のクロッ
クにより所定期間カウントする第一のカウンタ手段と、
第二のパルスのハイ状態及びロー状態の場合の数の差に
依存して第三のパルスを出力する第一のデコーダ手段
と、第三のパルスが出力される間はリセットされ、第三
のパルスが出力されない間は第二のクロックをカウント
する第二のカウンタ手段と、第二のカウンタ手段のカウ
ント数が第三の所定値以上となった時に第四のパルスを
出力する第二のデコーダ手段と、第一のパルスを入力と
し第四のパルスの非パルス期間のみ通過状態となるスイ
ッチ手段と、復調輝度信号を入力としスイッチ手段の出
力パルスのパルス期間に１水平同期期間遅延させた復調
輝度信号に置換することによりドロップアウト補償を行
うドロップアウト補償手段とを備えたことを特徴とする
ものであり、所定期間の間に数多く再生ＦＭ信号の振幅
を検出し、その多数決判定をとり、多数決判定結果が連
続する期間を調べることにより大容量コンデンサを必要
とせず、また外付けコンデンサと接続するための専用ピ
ンを設ける必要がないためチップ面積が小さくその結果
チップコストが低く、また、ノイズ等による誤動作のな
い再生ＦＭ信号無入力検出ができ、違和感のない再生画
面が得られるという作用を有する。

【００１５】以下、本発明の実施の形態について、図１
から図３を用いて説明する。 （実施の形態１）図１は本発明の実施の形態１における
映像信号処理装置の構成を示すブロック図である。同図
において図４あるいは図７と同一の構成要素には同一番
号を付与し説明を省略する。１１は第一のカウンタ手
段、１２は第一のデコーダ手段、１５は入力端子、３３
は第三のパルスであるノイズ除去後信号、３４は第二の
パルス、３５は再生クロマ信号処理回路（図示せず）よ
り、水平同期周波数（以下、ｆＨと記載する）の複数
倍、例えば２０倍の周波数を持つ第一のクロックであ
る。尚、説明の便宜上既述のドロップアウトパルス３０
は第一のパルス、無入力検出信号３１は第四のパルス、
疑似水平同期パルス３６は第二のクロックともいうもの
とする。

【００１６】以上のように構成された映像信号処理装置
について、以下その動作を説明する。入力端子１にテー
プ・ヘッド系から再生ＦＭ信号３７が入力され、ダブル
リミッタ手段２において振幅をそろえた後、ＦＭ復調手
段３に入力される。ここで復調された信号は、ディエン
ファシス手段４および、輝度信号帯域制限用のＬＰＦ手
段５を経て輝度信号に戻され、ドロップアウト補償手段
６に入力される。一方、ドロップアウト検出手段８では
再生ＦＭ信号３７を入力し、再生ＦＭ信号３７の振幅が
第一の所定値以下の期間に第一のパルスであるドロップ
アウトパルス３０を出力する。一方、振幅検出手段９で
は再生ＦＭ信号３７を入力し、再生ＦＭ信号３７の振幅
が第二の所定値以下になる期間に第二のパルス３４を出
力する。第一のカウンタ手段１１では第二のパルス３
４、入力端子１５から入力される第一のクロック３５及
び入力端子１６から入力される疑似水平同期パルス３６
を入力し、第二のパルス３４のハイ状態及びロー状態の
場合の数を第一のクロック３５により所定期間カウント
する。第一のデコーダ手段１２では第一のカウンタ手段
１１の出力及び疑似水平同期パルス３６を入力し、第一
のカウンタ手段１１で得た第二のパルス３４のハイ状態
及びロー状態の場合の数の差に依存して第三のパルスで
あるノイズ除去後信号３３を出力する。第二のカウンタ
手段１３ではノイズ除去後信号３３及び入力端子１６か
ら入力される疑似水平同期パルス３６を入力し、ノイズ
除去後信号３３が存在する間はリセットされ、ノイズ除
去後信号３３が存在しない間は第二のクロックである疑
似水平同期パルス３６をカウントする。第二のデコーダ
手段１４では第二のカウンタ手段１３の出力を入力し、
第二のカウンタ手段１３のカウント数が第三の所定値以
上となった時に第四のパルスである無入力検出信号３１
を出力する。スイッチ手段１０ではドロップアウトパル
ス３０を入力とし無入力検出信号３１の非パルス期間の
み通過状態となりドロップアウト補償パルス３２を出力
する。ドロップアウト補償手段６では、ドロップアウト
補償パルス３２が入力されている期間は入力された輝度
信号をＣＣＤやラインメモリー等で１水平同期期間遅延
された映像信号と置き換えることにより、ドロップアウ
ト補償がなされる。ドロップアウト補償手段６の出力は
出力端子７に供給される。

【００１７】以下、第一のカウンタ手段１１、第一のデ
コーダ手段１２、第二のカウンタ手段１３、第二のデコ
ーダ手段１４、スイッチ手段１０の詳細について図２を
用いて説明する。図２は本発明の実施の形態１における
映像信号処理装置の要部回路図である。ここではドロッ
プアウト検出手段８、振幅検出手段９、第一のカウンタ
手段１１、第一のデコーダ手段１２、第二のカウンタ手
段１３、第二のデコーダ手段１４、スイッチ手段１０に
相当する部分の回路図の一例を示す。Ｑ１からＱ１２は
トランジスタ、Ｒ１からＲ１１及びＲ１３からＲ１６は
抵抗、Ｃ１からＣ２はコンデンサ、Ｉ１からＩ７は電流
源、４１は出力端子、Ｇ１及びＧ８からＧ１０はＴ型フ
リップフロップ、Ｇ２からＧ６はＪＫ型フリップフロッ
プ、Ｇ７はＤ型フリップフロップ、Ｇ１１からＧ１５は
ＥＸＯＲゲート、Ｇ１６、Ｇ１８はＡＮＤゲート、Ｇ１
７はＮＡＮＤゲートである。破線で囲む８０はドロップ
アウト検出手段８に相当するドロップアウト検出器、９
０は振幅検出手段９に相当する振幅検出器、１１０は第
一のカウンタ手段１１に相当する第一のカウンタ、１２
０は第一のデコーダ手段１２に相当する第一のデコー
ダ、１３０は第二のカウンタ手段１３に相当する第二の
カウンタ、１４０は第二のデコーダ手段１４に相当する
第二のデコーダ、１００はスイッチ手段１０に相当する
スイッチ回路、Ｖ１は第一の所定値でありＲ１４とＲ１
５でつくられる閾値電位、Ｖ２は第二の所定値でありＲ
１０とＲ１１で作られる閾値電位である。また（ａ）〜
（ｈ）は後述する図３（ａ）〜図３（ｈ）の各波形の得
られる箇所を示す。

【００１８】以下図２についてその動作を説明する。ド
ロップアウト検出器８０では入力端子１より入力された
再生ＦＭ信号３７は、Ｑ３、Ｑ４で構成される差動増幅
器で増幅された後、Ｑ５、Ｑ６で全波整流される。この
信号は、Ｒ８、Ｃ２で構成される積分回路に入力され
る。Ｃ２は容量値が小さく積分時定数が小さいため、ピ
ーク検波として動作している。Ｃ２の電位は、閾値電位
Ｖ１とＱ１０、Ｑ１１により構成される比較回路により
比較され、閾値電位Ｖ１よりも低い時はＱ１２がオフ状
態となりドロップアウトパルス３０が出力される。振幅
検出器９０ではドロップアウト検出器８０のＣ２の電位
が、閾値電位Ｖ２とＱ７、Ｑ８により構成される比較回
路により比較され、閾値電位Ｖ２よりも低い時は振幅検
出器９０のＱ９はオフ状態となり第二のパルス３４が出
力される。一方、入力端子１５には第一のクロック３５
が入力され、入力端子１６には再生クロマ信号処理回路
より第一のクロック３５を分周して作られた疑似水平同
期パルス３６が入力されている。第一のカウンタ１１０
ではＧ１からＧ６とＧ１１からＧ１５でアップダウンカ
ウンタが構成されている。第一のカウンタ１１０は、疑
似水平同期パルス３６でリセットされた後、第一のクロ
ック３５でカウントをはじめる。振幅検出器９０の出力
である第二のパルス３４がＬレベルのときはアップカウ
ント、Ｈレベルの時はダウンカウントを行うため、第一
のカウンタ１１０は１／（２０ｆＨ）周期ごとの振幅検
出器９０の出力状態のＨレベルとＬレベルとの符号付き
回数差を示すこととなる。第一のデコーダ１２０ではＧ
７のＤ入力には、第一のカウンタ１１０のＭＳＢ（符号
ビット）が接続されているため、第二のクロックである
疑似水平同期パルス３６の入力時に、アップカウントが
多ければＬレベルが、ダウンカウントが多ければＨレベ
ルがよみこまれ、１水平同期期間毎に出力される。した
がって、第一のデコーダ１２０の出力は１つ前の水平同
期期間の振幅検出器９０の出力結果の多数決判定値とな
る。再生ＦＭ信号無入力時にはＧ７の負出力はＬレベル
となる。この出力は再生ＦＭ信号無入力時のノイズ除去
後信号３３であり第三のパルスとも呼ぶ。第二のカウン
タ１３０では、ノイズ除去後信号３３を入力し、ノイズ
除去後信号３３がＨレベルの時はリセット状態となり、
ノイズ除去後信号３３がＬレベルの時はリセットが解除
され、入力端子１６には疑似水平同期パルス３６が入力
されており、カウントアップされる。第二のデコーダ１
４０では、第二のカウンタ１３０のカウント数が６を越
えない様にしており、６が検出されるとＧ１７の出力で
ある無入力検出信号３１がＬレベルとなる。ノイズ除去
後信号３３がＨレベルの時は無入力検出信号３１はＨレ
ベルとなる。スイッチ回路１００では無入力検出信号３
１がＨレベルの期間はＧ１８ではドロップアウト検出器
８０からのドロップアウトパルス３０がそのまま出力さ
れドロップアウト補償パルス３２となりドロップアウト
補償手段６に供給される。無入力検出信号３１がＬレベ
ルのときはＧ１８のＡＮＤゲートは閉じる。

【００１９】図３を用いてその動作を更に説明する。図
３は本発明の実施の形態１における映像信号処理装置の
波形図である。図３（ａ）は図２の（ａ）における波形
を示すもので入力端子１より入力された再生ＦＭ信号の
包絡線波形、図３（ｂ）は図２の（ｂ）における波形を
示すもので図３（ａ）の波形をピーク検波するＣ２の電
位、図３（ｃ）は図２の（ｃ）における波形を示すもの
で図３（ｂ）と閾値電位Ｖ１との大小比較結果であるＱ
１２の出力波形、即ちドロップアウトパルス３０、図３
（ｄ）は図２の（ｄ）における波形を示すもので図３
（ｂ）と閾値電位Ｖ２との大小比較結果であるＱ９の出
力波形、図３（ｅ）は図２の（ｅ）における波形を示す
もので第一のデコーダ１２０の出力波形、即ちノイズ除
去後信号３３、図３（ｆ）は図２の（ｆ）における波形
を示すもので入力端子１６における疑似水平同期パルス
３６、図３（ｇ）は第二のデコーダ１４０の出力波形、
即ち無入力検出信号３１、図３（ｈ）は図２の（ｈ）に
おける波形を示すもので出力端子４１における波形、即
ちドロップアウト補償パルス３２、図３（ａ）中のＸは
ドロップアウト、Ａはノイズ、図３（ｆ）中のＨは１水
平同期期間幅、図３（ｈ）中のＷは最大ドロップアウト
補償期間幅を示す。第一のカウンタ１１０では図３
（ｄ）のパルスのＬレベル／Ｈレベルをアップ／ダウン
カウントすることにより１水平同期期間毎に多数決判定
を行う。その結果、図３（ｅ）で示すように図３（ａ）
のノイズ波形Ａはノイズ波形の期間が１水平同期期間Ｈ
に比べ非常に狭いため、多数決判定ではノイズ波形は無
視され図３（ｅ）では完全になくなっている。図３
（ｅ）の波形がＨレベルの期間では第二のカウンタ１３
０はリセット状態となり、Ｌレベルの期間では第二のカ
ウンタ１３０は図３（ｆ）に示す疑似水平同期パルス３
６のカウントを行う。第二のデコーダ１４０は第二のカ
ウンタ１３０が第三の所定値、例えば６に達すると以降
リセットされるまでカウントを止めるため、図３（ｇ）
の波形に示すようにカウンタがリセット状態の期間、即
ち図３（ｅ）のＨレベル期間およびカウント数が６未満
の期間（図３（ｅ）中のＣ）でＨレベルとなり、リセッ
ト後であって６をカウントした時点でＬレベルとなる。
なお最大ドロップアウト補償期間幅Ｗは水平同期期間の
第三の所定値倍、ここでは６水平同期期間以上７水平同
期期間未満に設定している。スイッチ回路１００では図
３（ｇ）の波形がＨレベルの期間においてドロップアウ
ト検出器８０の出力であるドロップアウトパルス３０を
通過させ、出力端子４１には図３（ｈ）で示すドロップ
アウト補償パルス３２が得られる。ドロップアウト補償
手段６ではドロップアウト補償パルス３２のＨレベル期
間にドロップアウト補償が行われる。

【００２０】以上のように本実施の形態によれば、所定
期間の間に数多くの再生ＦＭ信号の振幅を検出しその多
数決判定をとることにより、ノイズ等の誤動作をふせ
ぎ、又その多数決判定結果が示す再生ＦＭ信号無入力状
態の期間が、疑似水平同期パルス等の周波数の低いパル
スをカウントすることによって得られる一定期間以上連
続する場合に再生ＦＭ信号無入力検出が行えたものとす
ることにより、大容量のコンデンサなしで安定に再生Ｆ
Ｍ信号無入力検出ができ、再生ＦＭ信号無入力時にはド
ロップアウト補償を行わない様にすることができる。ま
た外付けコンデンサと接続するための専用ピンを設ける
必要がないためチップ面積が小さくその結果チップコス
トが低くすることができる。

【００２１】

【発明の効果】以上のように本発明は、ノイズ等による
誤動作のない再生ＦＭ信号無入力検出を、大容量コンデ
ンサなしで実現できるため、外付け大容量コンデンサな
しでＩＣ化することができ、また外付けコンデンサと接
続するための専用ピンを設ける必要がないためチップ面
積が小さくその結果チップコストが低いという優れた効
果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１における映像信号処理装
置の構成を示すブロック図

【図２】本発明の実施の形態１における映像信号処理装
置の要部回路図

【図３】本発明の実施の形態１における映像信号処理装
置の波形図

【図４】第一の従来の映像信号処理装置の構成を示すブ
ロック図

【図５】第一の従来の映像信号処理装置の要部回路図

【図６】第一の従来の映像信号処理装置の波形図

【図７】第二の従来の映像信号処理装置の構成を示すブ
ロック図

【図８】第二の従来の映像信号処理装置の要部回路図

【図９】第二の従来の映像信号処理装置の波形図

【符号の説明】

６ ドロップアウト補償手段 ８ ドロップアウト検出手段 ９ 振幅検出手段 １０ スイッチ手段 １１ 第一のカウンタ手段 １２ 第一のデコーダ手段 １３ 第二のカウンタ手段 １４ 第二のデコーダ手段 ３０ ドロップアウトパルス ３１ 無入力検出信号 ３２ ドロップアウト補償パルス ３３ ノイズ除去後信号 ３４ 第二のパルス ３５ 第一のクロック ３６ 疑似水平同期パルス ３７ 再生ＦＭ信号 Ｖ１ 第一の所定値 Ｖ２ 第二の所定値

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 輝度信号を周波数変調して得た被周波数
   変調輝度信号と搬送色信号を低域へ周波数変換して得た
   低域変換色信号とを各々周波数分割多重して記録するビ
   デオテープレコーダであって、ビデオヘッドより再生さ
   れる再生周波数変調輝度信号の振幅が第一の所定値以下
   になった時に第一のパルスを発生するドロップアウト検
   出手段と、前記再生周波数変調輝度信号の振幅が第二の
   所定値以下になった時に第二のパルスを発生する振幅検
   出手段と、前記第二のパルスのハイ状態及びロー状態の
   場合の数を第一のクロックにより所定期間カウントする
   第一のカウンタ手段と、前記第二のパルスのハイ状態及
   びロー状態の場合の数の差に依存して第三のパルスを出
   力する第一のデコーダ手段と、前記第三のパルスが出力
   される間はリセットされ、前記第三のパルスが出力され
   ない間は第二のクロックをカウントする第二のカウンタ
   手段と、前記第二のカウンタ手段のカウント数が第三の
   所定値以上となった時に第四のパルスを出力する第二の
   デコーダ手段と、前記第一のパルスを入力とし前記第四
   のパルスの非パルス期間のみ通過状態となるスイッチ手
   段と、復調輝度信号を入力とし前記スイッチ手段の出力
   パルスのパルス期間に１水平同期期間遅延させた復調輝
   度信号に置換することによりドロップアウト補償を行う
   ドロップアウト補償手段とを備えた事を特徴とする映像
   信号処理装置。