JPH1151983A - 過電流検知回路 - Google Patents
過電流検知回路Info
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- JPH1151983A JPH1151983A JP9215296A JP21529697A JPH1151983A JP H1151983 A JPH1151983 A JP H1151983A JP 9215296 A JP9215296 A JP 9215296A JP 21529697 A JP21529697 A JP 21529697A JP H1151983 A JPH1151983 A JP H1151983A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
- H02H1/00—Details of emergency protective circuit arrangements
- H02H1/04—Arrangements for preventing response to transient abnormal conditions, e.g. to lightning or to short duration over voltage or oscillations; Damping the influence of dc component by short circuits in ac networks
- H02H1/043—Arrangements for preventing response to transient abnormal conditions, e.g. to lightning or to short duration over voltage or oscillations; Damping the influence of dc component by short circuits in ac networks to inrush currents
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
- H02H3/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection
- H02H3/08—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current
- H02H3/087—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current for dc applications
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- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡単な回路構成で突入電流が生じる負荷の過
電流を好適に検知する。 【解決手段】 コンパレータＯＰ２によって、ランプＬ
の負荷電流ＩLに比例したＰ点の電圧と、過電流検知の
基準値であるＱ点の電圧とを比較する。過電流検知の基
準値として、基準電圧生成回路１７で生成される基準電
圧Ｖrefに充放電回路１６のコンデンサＣ１に充電され
た電圧を加えた電圧を用いる。ＦＥＴ１１がオンにされ
て負荷電流ＩLの供給が始まると、コンデンサＣ１の充
電電圧が放電されて基準値が低下する。これによって、
突入電流が生じる負荷であるランプＬの過電流を好適に
検知できる。
電流を好適に検知する。 【解決手段】 コンパレータＯＰ２によって、ランプＬ
の負荷電流ＩLに比例したＰ点の電圧と、過電流検知の
基準値であるＱ点の電圧とを比較する。過電流検知の基
準値として、基準電圧生成回路１７で生成される基準電
圧Ｖrefに充放電回路１６のコンデンサＣ１に充電され
た電圧を加えた電圧を用いる。ＦＥＴ１１がオンにされ
て負荷電流ＩLの供給が始まると、コンデンサＣ１の充
電電圧が放電されて基準値が低下する。これによって、
突入電流が生じる負荷であるランプＬの過電流を好適に
検知できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、突入電流が生じる
負荷へ電源から電力を供給する電力供給回路における過
電流を好適に検知するための過電流検知回路に関するも
のである。
負荷へ電源から電力を供給する電力供給回路における過
電流を好適に検知するための過電流検知回路に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】従来、自動車に装備される電装品などの
負荷へバッテリから電力を供給する電力供給回路におい
て過電流から負荷や電線を保護する保護手段として、電
流検知機能付き半導体スイッチ(Intelligent Power Swi
tch)等を用いて、２段階の過電流検知ラインを設けるこ
とによってランプのような突入電流が生じる負荷の過電
流保護を行うものが提案されている(特公平８−１４５
９８号公報)。
負荷へバッテリから電力を供給する電力供給回路におい
て過電流から負荷や電線を保護する保護手段として、電
流検知機能付き半導体スイッチ(Intelligent Power Swi
tch)等を用いて、２段階の過電流検知ラインを設けるこ
とによってランプのような突入電流が生じる負荷の過電
流保護を行うものが提案されている(特公平８−１４５
９８号公報)。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】一般に電線の導体は素
線が撚り合わされて形成されるが、このような電線にお
ける過電流検知を検討する場合には、撚線にほつれがな
く、完全に絶縁被覆樹脂により被覆された状態の場合だ
けでなく、絶縁被覆の一部が破れ、そこから撚線の一部
がほつれ出てアースライン等の他の導体と接触するよう
な被覆が破れた状態の場合も検討する必要がある。
線が撚り合わされて形成されるが、このような電線にお
ける過電流検知を検討する場合には、撚線にほつれがな
く、完全に絶縁被覆樹脂により被覆された状態の場合だ
けでなく、絶縁被覆の一部が破れ、そこから撚線の一部
がほつれ出てアースライン等の他の導体と接触するよう
な被覆が破れた状態の場合も検討する必要がある。
【０００４】上記のような被覆が破れた状態の場合に
は、より少ない導線に電流が集中することになるため、
同レベルの過電流であっても導線の温度上昇は上記被覆
状態の場合よりも大きくなるので、導線の発熱によっ
て、より短時間で被覆が過熱状態となり、被覆樹脂の熱
老化が進行することになる。
は、より少ない導線に電流が集中することになるため、
同レベルの過電流であっても導線の温度上昇は上記被覆
状態の場合よりも大きくなるので、導線の発熱によっ
て、より短時間で被覆が過熱状態となり、被覆樹脂の熱
老化が進行することになる。
【０００５】最悪の状態は、撚線を構成する素線１本が
ほつれ出てアースラインと接触した状態である。図６に
電線の熱老化特性を示す。なお、熱老化特性とは、ある
電流値が電線に流れているときに被覆樹脂の熱老化が急
激に進み始める通電時間を示すものである。素線１本短
絡に対する熱老化特性Ａ１は被覆状態の特性Ａ２よりも
低電流側にシフトしている。
ほつれ出てアースラインと接触した状態である。図６に
電線の熱老化特性を示す。なお、熱老化特性とは、ある
電流値が電線に流れているときに被覆樹脂の熱老化が急
激に進み始める通電時間を示すものである。素線１本短
絡に対する熱老化特性Ａ１は被覆状態の特性Ａ２よりも
低電流側にシフトしている。
【０００６】このような場合には、上記従来の特公平８
−１４５９８号公報記載のように図６に一点鎖線で示す
検知特性Ａ３に基づき２段階の過電流検知を行うので
は、素線１本の熱老化特性Ａ１に対応することが困難で
ある。
−１４５９８号公報記載のように図６に一点鎖線で示す
検知特性Ａ３に基づき２段階の過電流検知を行うので
は、素線１本の熱老化特性Ａ１に対応することが困難で
ある。
【０００７】そこで、２段階の過電流検知を行う場合に
は、素線１本の熱老化特性Ａ１及び正常な負荷電流特性
Ａ４を考慮して初めの大電流検出の検知時間Ｔを短縮す
る必要がある。または、図６に破線で示すように３段階
の検知特性Ａ５にする等、検知特性を多段階にすればよ
い。
は、素線１本の熱老化特性Ａ１及び正常な負荷電流特性
Ａ４を考慮して初めの大電流検出の検知時間Ｔを短縮す
る必要がある。または、図６に破線で示すように３段階
の検知特性Ａ５にする等、検知特性を多段階にすればよ
い。
【０００８】しかしながら、大電流検出の検知時間Ｔを
短縮する場合には、検知時間Ｔのカウントに高精度が要
求される。一方、多段階の過電流検知を行う場合には、
回路を構成する部品点数が増大し、回路が大型化する問
題があった。
短縮する場合には、検知時間Ｔのカウントに高精度が要
求される。一方、多段階の過電流検知を行う場合には、
回路を構成する部品点数が増大し、回路が大型化する問
題があった。
【０００９】本発明は、上記問題を解決するもので、簡
単な回路構成で、突入電流が生じる負荷の過電流を好適
に検知することができる過電流検知回路を提供すること
を目的とする。
単な回路構成で、突入電流が生じる負荷の過電流を好適
に検知することができる過電流検知回路を提供すること
を目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、電源と負荷の
間に設けられ、上記電源と上記負荷との接続をオンオフ
するスイッチ手段と、上記負荷に流れる負荷電流を検出
する電流検出手段と、上記スイッチ手段のオン時点に予
め設定された第１レベルの基準値を出力するとともに、
上記オン時点から時間経過に従って上記基準値のレベル
を低下させて予め設定された第２レベルに収束させる基
準値出力手段と、検出された上記負荷電流と上記基準値
とを比較して上記負荷電流が上記基準値以上になると過
電流信号を出力する過電流信号出力手段とを備えたもの
である（請求項１）。
間に設けられ、上記電源と上記負荷との接続をオンオフ
するスイッチ手段と、上記負荷に流れる負荷電流を検出
する電流検出手段と、上記スイッチ手段のオン時点に予
め設定された第１レベルの基準値を出力するとともに、
上記オン時点から時間経過に従って上記基準値のレベル
を低下させて予め設定された第２レベルに収束させる基
準値出力手段と、検出された上記負荷電流と上記基準値
とを比較して上記負荷電流が上記基準値以上になると過
電流信号を出力する過電流信号出力手段とを備えたもの
である（請求項１）。
【００１１】この構成によれば、電源と負荷との接続が
オンにされると、負荷に流れる負荷電流が検出され、検
出された負荷電流と基準値とが比較され、負荷電流が基
準値以上になると、過電流信号が出力される。基準値
は、スイッチ手段のオン時点には予め設定された第１レ
ベルで、オン時点から時間経過に従ってレベルが低下し
て予め設定された第２レベルに収束することにより、突
入電流が生じる負荷における過電流が好適に検知される
こととなる。
オンにされると、負荷に流れる負荷電流が検出され、検
出された負荷電流と基準値とが比較され、負荷電流が基
準値以上になると、過電流信号が出力される。基準値
は、スイッチ手段のオン時点には予め設定された第１レ
ベルで、オン時点から時間経過に従ってレベルが低下し
て予め設定された第２レベルに収束することにより、突
入電流が生じる負荷における過電流が好適に検知される
こととなる。
【００１２】また、請求項１記載の過電流検知回路にお
いて、上記電流検出手段は、上記負荷電流に比例したレ
ベルの電圧に変換する電圧変換回路で構成されたもの
で、上記基準値出力手段は、上記第２レベルの基準電圧
を生成する基準電圧生成回路と、上記スイッチ手段がオ
フのときは上記第２レベルから上記第１レベルに充電し
た充電電圧を出力するとともに、上記スイッチ手段がオ
ンにされると予め設定された時定数で上記充電電圧を放
電する充放電回路とから構成されたものである（請求項
２）。
いて、上記電流検出手段は、上記負荷電流に比例したレ
ベルの電圧に変換する電圧変換回路で構成されたもの
で、上記基準値出力手段は、上記第２レベルの基準電圧
を生成する基準電圧生成回路と、上記スイッチ手段がオ
フのときは上記第２レベルから上記第１レベルに充電し
た充電電圧を出力するとともに、上記スイッチ手段がオ
ンにされると予め設定された時定数で上記充電電圧を放
電する充放電回路とから構成されたものである（請求項
２）。
【００１３】この構成によれば、第２レベルの基準電圧
が生成され、スイッチ手段がオフのときは第２レベルか
ら第１レベルに充電した充電電圧が出力され、スイッチ
手段がオンにされると予め設定された時定数で充電電圧
が放電されることにより、基準値として、スイッチ手段
のオン時点には第１レベルの電圧が出力され、オン時点
から時間経過に従って低下して第２レベルに収束するこ
ととなる。そして、この基準値と負荷電流に比例したレ
ベルの電圧とが比較されることにより、過電流が好適に
検知される。
が生成され、スイッチ手段がオフのときは第２レベルか
ら第１レベルに充電した充電電圧が出力され、スイッチ
手段がオンにされると予め設定された時定数で充電電圧
が放電されることにより、基準値として、スイッチ手段
のオン時点には第１レベルの電圧が出力され、オン時点
から時間経過に従って低下して第２レベルに収束するこ
ととなる。そして、この基準値と負荷電流に比例したレ
ベルの電圧とが比較されることにより、過電流が好適に
検知される。
【００１４】また、請求項１又は２記載の過電流検知回
路において、上記過電流信号が出力されたか否かを判定
する過電流判定手段と、上記過電流信号が出力されたと
判定したときに上記スイッチ手段をオフにする過電流制
御手段とを備えたものである（請求項３）。
路において、上記過電流信号が出力されたか否かを判定
する過電流判定手段と、上記過電流信号が出力されたと
判定したときに上記スイッチ手段をオフにする過電流制
御手段とを備えたものである（請求項３）。
【００１５】この構成によれば、過電流信号が出力され
たか否かが判定され、過電流信号が出力されたと判定し
たときにスイッチ手段がオフにされることにより、過電
流状態の継続が防止される。
たか否かが判定され、過電流信号が出力されたと判定し
たときにスイッチ手段がオフにされることにより、過電
流状態の継続が防止される。
【００１６】
【発明の実施の形態】図１は本発明に係る過電流検知回
路の一実施形態の回路図である。本実施形態は、自動車
のバッテリ(電源)Ｂからランプ(負荷)Ｌへの電力供給を
制御する自動車のランプ制御回路に適用されたもので、
ＦＥＴ１１、電源回路１２、ランプスイッチ１３、駆動
回路１４、電圧変換回路１５、充放電回路１６、基準電
圧生成回路１７、制御部１８及びコンパレータＯＰ２な
どから構成されている。
路の一実施形態の回路図である。本実施形態は、自動車
のバッテリ(電源)Ｂからランプ(負荷)Ｌへの電力供給を
制御する自動車のランプ制御回路に適用されたもので、
ＦＥＴ１１、電源回路１２、ランプスイッチ１３、駆動
回路１４、電圧変換回路１５、充放電回路１６、基準電
圧生成回路１７、制御部１８及びコンパレータＯＰ２な
どから構成されている。
【００１７】バッテリＢは、DC12Ｖ程度の一定電圧ＶB
を出力する電源である。電源回路１２は、図略の三端子
レギュレータを用いた回路で、所定電圧ＶDD(本実施形
態ではDC５Ｖ)を出力するものである。
を出力する電源である。電源回路１２は、図略の三端子
レギュレータを用いた回路で、所定電圧ＶDD(本実施形
態ではDC５Ｖ)を出力するものである。
【００１８】ランプスイッチ１３は、外部から操作され
てオンオフされることによりランプＬの点灯消灯を指示
するためのもので、オンオフの信号が制御部１８に入力
される。駆動回路１４は、トランジスタなどからなり、
制御部１８からの制御信号に従ってＦＥＴ１１にゲート
電圧を印加することにより、ＦＥＴ１１をオンさせるも
のである。
てオンオフされることによりランプＬの点灯消灯を指示
するためのもので、オンオフの信号が制御部１８に入力
される。駆動回路１４は、トランジスタなどからなり、
制御部１８からの制御信号に従ってＦＥＴ１１にゲート
電圧を印加することにより、ＦＥＴ１１をオンさせるも
のである。
【００１９】電圧変換回路１５は、シャント抵抗Ｒｓ、
抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒｆ及びオペアンプＯＰ１を備
えてなり、ランプＬに流れる負荷電流ＩLに比例した電
圧に変換するものである。
抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒｆ及びオペアンプＯＰ１を備
えてなり、ランプＬに流れる負荷電流ＩLに比例した電
圧に変換するものである。
【００２０】ＦＥＴ１１及びシャント抵抗Ｒｓは、バッ
テリＢとランプＬ間に直列に接続されており、ＦＥＴ１
１のドレインがバッテリＢの正極に接続され、ソースが
シャント抵抗Ｒｓの一端に接続され、ゲートが駆動回路
１４を介して制御部１８の出力端子に接続され、シャン
ト抵抗Ｒｓの他端が電線Ｗ及びランプＬを介して接地さ
れている。この構成により、ＦＥＴ１１がオンになる
と、シャント抵抗Ｒｓ及び電線Ｗを介してバッテリＢか
らランプＬに電力が供給される。
テリＢとランプＬ間に直列に接続されており、ＦＥＴ１
１のドレインがバッテリＢの正極に接続され、ソースが
シャント抵抗Ｒｓの一端に接続され、ゲートが駆動回路
１４を介して制御部１８の出力端子に接続され、シャン
ト抵抗Ｒｓの他端が電線Ｗ及びランプＬを介して接地さ
れている。この構成により、ＦＥＴ１１がオンになる
と、シャント抵抗Ｒｓ及び電線Ｗを介してバッテリＢか
らランプＬに電力が供給される。
【００２１】シャント抵抗Ｒｓは、負荷電流ＩLを検出
するための低抵抗である。シャント抵抗Ｒｓの一端には
抵抗Ｒ１が接続され、この抵抗Ｒ１はオペアンプＯＰ１
の非反転入力端子に接続されるとともに、抵抗Ｒ３を介
して接地されている。一方、シャント抵抗Ｒｓの他端に
は抵抗Ｒ２が接続され、この抵抗Ｒ２はオペアンプＯＰ
１の反転入力端子に接続されるとともに、帰還抵抗Ｒｆ
を介してオペアンプＯＰ１の出力端子に接続されてい
る。オペアンプＯＰ１の出力端子（以下この点をＰ点と
する。）は、コンパレータＯＰ２の非反転入力端子に接
続されている。
するための低抵抗である。シャント抵抗Ｒｓの一端には
抵抗Ｒ１が接続され、この抵抗Ｒ１はオペアンプＯＰ１
の非反転入力端子に接続されるとともに、抵抗Ｒ３を介
して接地されている。一方、シャント抵抗Ｒｓの他端に
は抵抗Ｒ２が接続され、この抵抗Ｒ２はオペアンプＯＰ
１の反転入力端子に接続されるとともに、帰還抵抗Ｒｆ
を介してオペアンプＯＰ１の出力端子に接続されてい
る。オペアンプＯＰ１の出力端子（以下この点をＰ点と
する。）は、コンパレータＯＰ２の非反転入力端子に接
続されている。
【００２２】充放電回路１６は、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，
Ｒ１３、コンデンサＣ１及びトランジスタＱ１を備えて
なる。トランジスタＱ１のエミッタは電源回路１２の出
力端子に接続され、ベースは制御部１８の出力端子に接
続され、コレクタは抵抗Ｒ１１を介してコンパレータＯ
Ｐ２の反転入力端子（以下この点をＱ点とする。）に接
続されている。また、コンパレータＯＰ２の出力端子は
制御部１８の入力端子に接続されている。
Ｒ１３、コンデンサＣ１及びトランジスタＱ１を備えて
なる。トランジスタＱ１のエミッタは電源回路１２の出
力端子に接続され、ベースは制御部１８の出力端子に接
続され、コレクタは抵抗Ｒ１１を介してコンパレータＯ
Ｐ２の反転入力端子（以下この点をＱ点とする。）に接
続されている。また、コンパレータＯＰ２の出力端子は
制御部１８の入力端子に接続されている。
【００２３】また、抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ１から
なる並列回路がコンパレータＯＰ２の反転入力端子に接
続され、この並列回路に更に抵抗Ｒ１３の一端が接続さ
れ、この抵抗Ｒ１３の他端が接地されている。
なる並列回路がコンパレータＯＰ２の反転入力端子に接
続され、この並列回路に更に抵抗Ｒ１３の一端が接続さ
れ、この抵抗Ｒ１３の他端が接地されている。
【００２４】基準電圧生成回路１７は、オペアンプＯＰ
３、抵抗Ｒ１４及びツェナーダイオードＺＤ１を備えて
なり、基準電圧Ｖref(第２レベルの基準電圧)を生成す
るもので、オペアンプＯＰ３の電源端子は、バッテリＢ
の正極に接続されるとともに、抵抗Ｒ１４及びツェナー
ダイオードＺＤ１からなる直列回路を介して接地されて
いる。オペアンプＯＰ３の出力端子は、抵抗Ｒ１２，Ｒ
１３の接続点に接続され、反転入力端子は出力端子に直
結され、非反転入力端子は抵抗Ｒ１４及びツェナーダイ
オードＺＤ１の接続点に接続されている。
３、抵抗Ｒ１４及びツェナーダイオードＺＤ１を備えて
なり、基準電圧Ｖref(第２レベルの基準電圧)を生成す
るもので、オペアンプＯＰ３の電源端子は、バッテリＢ
の正極に接続されるとともに、抵抗Ｒ１４及びツェナー
ダイオードＺＤ１からなる直列回路を介して接地されて
いる。オペアンプＯＰ３の出力端子は、抵抗Ｒ１２，Ｒ
１３の接続点に接続され、反転入力端子は出力端子に直
結され、非反転入力端子は抵抗Ｒ１４及びツェナーダイ
オードＺＤ１の接続点に接続されている。
【００２５】コンパレータＯＰ２は、負荷電流ＩLに比
例したＰ点の電圧ＶPと、基準値としてのＱ点の電圧ＶQ
とを比較し、ＶP＜ＶQのときはローレベル信号を、ＶP
≧ＶQのときはハイレベルの過電流信号を制御部１８に
出力する過電流信号出力手段としての機能を有するもの
である。
例したＰ点の電圧ＶPと、基準値としてのＱ点の電圧ＶQ
とを比較し、ＶP＜ＶQのときはローレベル信号を、ＶP
≧ＶQのときはハイレベルの過電流信号を制御部１８に
出力する過電流信号出力手段としての機能を有するもの
である。
【００２６】制御部１８は、ＣＰＵなどからなり、この
ランプ制御回路の動作を制御するもので、次の〜の
機能を有する。 ランプスイッチ１３のオンオフに応じて駆動回路１４
を介してＦＥＴ１１のオンオフを制御することによりラ
ンプＬの点灯消灯を制御する。 ランプスイッチ１３がオフのときは、トランジスタＱ
１のベースにローレベル信号を出力してトランジスタＱ
１をオンにし、ランプスイッチ１３がオンにされると、
ハイレベル信号を出力してトランジスタＱ１をオフにす
る。
ランプ制御回路の動作を制御するもので、次の〜の
機能を有する。 ランプスイッチ１３のオンオフに応じて駆動回路１４
を介してＦＥＴ１１のオンオフを制御することによりラ
ンプＬの点灯消灯を制御する。 ランプスイッチ１３がオフのときは、トランジスタＱ
１のベースにローレベル信号を出力してトランジスタＱ
１をオンにし、ランプスイッチ１３がオンにされると、
ハイレベル信号を出力してトランジスタＱ１をオフにす
る。
【００２７】コンパレータＯＰ２から入力される信号
レベルに基づいて負荷電流ＩLが過電流であるか否かを
判定する過電流判定手段としての機能。 負荷電流ＩLが過電流であると判定したときに駆動回
路１４を介してＦＥＴ１１をオフにする過電流制御手段
としての機能。 なお、過電流であると判定してＦＥＴ１１をオフにした
ときは、その旨のステータス信号を出力するようにして
もよい。
レベルに基づいて負荷電流ＩLが過電流であるか否かを
判定する過電流判定手段としての機能。 負荷電流ＩLが過電流であると判定したときに駆動回
路１４を介してＦＥＴ１１をオフにする過電流制御手段
としての機能。 なお、過電流であると判定してＦＥＴ１１をオフにした
ときは、その旨のステータス信号を出力するようにして
もよい。
【００２８】この構成において、シャント抵抗Ｒｓを用
いることによって、ランプＬに流れる負荷電流ＩLを精
度よく検出することができるとともに、急激な電流変化
を検出することができる。また、シャント抵抗Ｒｓとし
て温度依存性の小さいものを用いることにより、雰囲気
温度の変化に対して電流の検出精度を向上することがで
きる。
いることによって、ランプＬに流れる負荷電流ＩLを精
度よく検出することができるとともに、急激な電流変化
を検出することができる。また、シャント抵抗Ｒｓとし
て温度依存性の小さいものを用いることにより、雰囲気
温度の変化に対して電流の検出精度を向上することがで
きる。
【００２９】また、基準電圧生成回路１７を、オペアン
プを用いたいわゆるボルテージフォロア回路で構成する
ことによって、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３に流れる電流に関係
なく一定の基準電圧Ｖrefを生成することができる。
プを用いたいわゆるボルテージフォロア回路で構成する
ことによって、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３に流れる電流に関係
なく一定の基準電圧Ｖrefを生成することができる。
【００３０】なお、この基準電圧Ｖrefは、定常状態の
負荷電流の最大値ＩLmaxによって得られる電圧ＶPmaxよ
り多少高いレベルに設定されている。
負荷電流の最大値ＩLmaxによって得られる電圧ＶPmaxよ
り多少高いレベルに設定されている。
【００３１】次に、以上のように構成された過電流検知
回路の動作について説明する。ランプスイッチ１３がオ
フでランプＬが消灯しているときは、トランジスタＱ１
はオンしており、これによって、コンデンサＣ１は充電
されている。このときのＱ点の電圧ＶQは、抵抗Ｒ１
１，Ｒ１２の比と基準電圧Ｖrefとで決まる値になる。
回路の動作について説明する。ランプスイッチ１３がオ
フでランプＬが消灯しているときは、トランジスタＱ１
はオンしており、これによって、コンデンサＣ１は充電
されている。このときのＱ点の電圧ＶQは、抵抗Ｒ１
１，Ｒ１２の比と基準電圧Ｖrefとで決まる値になる。
【００３２】ランプスイッチ１３がオンにされると、Ｆ
ＥＴ１１がオンにされ、ランプＬに負荷電流ＩLが供給
されてランプＬが点灯するとともに、トランジスタＱ１
がオフにされる。
ＥＴ１１がオンにされ、ランプＬに負荷電流ＩLが供給
されてランプＬが点灯するとともに、トランジスタＱ１
がオフにされる。
【００３３】負荷電流ＩLに比例するシャント抵抗Ｒｓ
での電圧降下分は、オペアンプＯＰ１によって電圧変換
され、Ｐ点の電圧ＶPは下記数１となる。
での電圧降下分は、オペアンプＯＰ１によって電圧変換
され、Ｐ点の電圧ＶPは下記数１となる。
【００３４】
【数１】ＶP＝ＩL・ＲS(Ｒf／Ｒ2) 但し、ＲSはシャント抵抗Ｒｓの抵抗値、Ｒfは帰還抵抗
Ｒｆの抵抗値、Ｒ2は抵抗Ｒ２の抵抗値で、抵抗Ｒ１の
抵抗値はＲ2とし、抵抗Ｒ３の抵抗値はＲfとする。
Ｒｆの抵抗値、Ｒ2は抵抗Ｒ２の抵抗値で、抵抗Ｒ１の
抵抗値はＲ2とし、抵抗Ｒ３の抵抗値はＲfとする。
【００３５】一方、トランジスタＱ１がオフにされる
と、コンデンサＣ１は、充電した電荷を放電し始める。
このときのＱ点の電圧ＶQは下記数２のように変化す
る。
と、コンデンサＣ１は、充電した電荷を放電し始める。
このときのＱ点の電圧ＶQは下記数２のように変化す
る。
【００３６】
【数２】ＶQ＝Ｖ0・exp{−ｔ／(Ｒ12Ｃ1)}＋Ｖref 但し、Ｖ0はコンデンサＣ１がフルに充電されたときの
コンデンサＣ１の両端電圧であり、このときの電圧ＶQ
＝Ｖ0＋Ｖrefが第１レベルの基準電圧に相当する。ま
た、Ｒ12は抵抗Ｒ１２の抵抗値、Ｃ1はコンデンサＣ１
の容量、ｔはトランジスタＱ１のオフ、すなわちＦＥＴ
１１のオンからの経過時間である。上記数２から分かる
ように、ＦＥＴ１１のオンから十分に時間が経過する
と、電圧ＶQは電圧Ｖrefに限りなく近づくこととなる。
コンデンサＣ１の両端電圧であり、このときの電圧ＶQ
＝Ｖ0＋Ｖrefが第１レベルの基準電圧に相当する。ま
た、Ｒ12は抵抗Ｒ１２の抵抗値、Ｃ1はコンデンサＣ１
の容量、ｔはトランジスタＱ１のオフ、すなわちＦＥＴ
１１のオンからの経過時間である。上記数２から分かる
ように、ＦＥＴ１１のオンから十分に時間が経過する
と、電圧ＶQは電圧Ｖrefに限りなく近づくこととなる。
【００３７】以上の電圧ＶP，ＶQの変化について、図
２、図３を用いて説明する。図２はランプＬとして65Ｗ
のヘッドランプを用いたときの電圧変化の一例を示す
図、図３は図２の場合における電流変化を示す図であ
る。
２、図３を用いて説明する。図２はランプＬとして65Ｗ
のヘッドランプを用いたときの電圧変化の一例を示す
図、図３は図２の場合における電流変化を示す図であ
る。
【００３８】図２、図３において、各回路部品の値は、
ＲS＝0.021Ω、Ｖ0＝1.46Ｖ、Ｒ12Ｃ1＝0.062、Ｖref＝
0.18となるように設定されている。
ＲS＝0.021Ω、Ｖ0＝1.46Ｖ、Ｒ12Ｃ1＝0.062、Ｖref＝
0.18となるように設定されている。
【００３９】図３において、電流ＩTは電線が素線１本
の場合に電線被覆材が熱老化するレベルの電流、すなわ
ち素線１本の熱老化特性を示し、電流ＩQは本実施形態
による過電流検知ラインを示している。また、図２中、
電圧ＶTは電流ＩTをシャント抵抗Ｒｓに流したときのＰ
点の電圧である。
の場合に電線被覆材が熱老化するレベルの電流、すなわ
ち素線１本の熱老化特性を示し、電流ＩQは本実施形態
による過電流検知ラインを示している。また、図２中、
電圧ＶTは電流ＩTをシャント抵抗Ｒｓに流したときのＰ
点の電圧である。
【００４０】図２に示すように、コンデンサＣ１、抵抗
Ｒ１２その他の回路部品の値を調整することにより、コ
ンパレータＯＰ２に入力する基準値であるＱ点の電圧Ｖ
Qとして、ランプＬに流れる突入電流によって発生する
電圧ＶPより大きく、かつ素線１本が熱老化するレベル
の電流によって発生する電圧ＶTより小さい電圧を、時
間経過に従って変化させながら発生させることができ
る。
Ｒ１２その他の回路部品の値を調整することにより、コ
ンパレータＯＰ２に入力する基準値であるＱ点の電圧Ｖ
Qとして、ランプＬに流れる突入電流によって発生する
電圧ＶPより大きく、かつ素線１本が熱老化するレベル
の電流によって発生する電圧ＶTより小さい電圧を、時
間経過に従って変化させながら発生させることができ
る。
【００４１】このように、本実施形態によれば、タイマ
回路や多段階電流検知回路等の複雑な構成の回路を備え
ることなく、図３に示すように、正常な負荷電流ＩLよ
り大きく、かつ素線１本の熱老化特性の電流ＩTより小
さいレベルの過電流検知ラインＩQを生成することがで
き、これによって、抵抗、コンデンサ及びオペアンプ等
からなる簡素な構成の回路によって、ランプＬのような
突入電流が生じる負荷における過電流を確実に検知する
ことができる。
回路や多段階電流検知回路等の複雑な構成の回路を備え
ることなく、図３に示すように、正常な負荷電流ＩLよ
り大きく、かつ素線１本の熱老化特性の電流ＩTより小
さいレベルの過電流検知ラインＩQを生成することがで
き、これによって、抵抗、コンデンサ及びオペアンプ等
からなる簡素な構成の回路によって、ランプＬのような
突入電流が生じる負荷における過電流を確実に検知する
ことができる。
【００４２】なお、基準電圧生成回路１７は、上記実施
形態に限られず、図４、図５に示す形態のものでもよ
い。図４は基準電圧生成回路１７の変形形態を示す回路
図である。
形態に限られず、図４、図５に示す形態のものでもよ
い。図４は基準電圧生成回路１７の変形形態を示す回路
図である。
【００４３】図４において、基準電圧生成回路１７は、
オペアンプＯＰ４、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３及びトランジス
タＱ１１，Ｑ１２を備えてなる。オペアンプＯＰ４の非
反転入力端子は、抵抗Ｒ２１を介してその出力端子に接
続されるとともに、トランジスタＱ１１のコレクタに接
続されており、反転入力端子は、抵抗Ｒ２２を介してそ
の出力端子に接続されるとともに、抵抗Ｒ２３を介して
トランジスタＱ１２のコレクタに接続されている。
オペアンプＯＰ４、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３及びトランジス
タＱ１１，Ｑ１２を備えてなる。オペアンプＯＰ４の非
反転入力端子は、抵抗Ｒ２１を介してその出力端子に接
続されるとともに、トランジスタＱ１１のコレクタに接
続されており、反転入力端子は、抵抗Ｒ２２を介してそ
の出力端子に接続されるとともに、抵抗Ｒ２３を介して
トランジスタＱ１２のコレクタに接続されている。
【００４４】トランジスタＱ１１，Ｑ１２のエミッタは
接地され、ベースは、それぞれトランジスタＱ１１，Ｑ
１２のコレクタに接続されて、いわゆるダイオード接続
されている。そして、オペアンプＯＰ４の出力端子から
基準電圧Ｖrefが出力されるように構成されている。
接地され、ベースは、それぞれトランジスタＱ１１，Ｑ
１２のコレクタに接続されて、いわゆるダイオード接続
されている。そして、オペアンプＯＰ４の出力端子から
基準電圧Ｖrefが出力されるように構成されている。
【００４５】次に、図４の回路により生成される基準電
圧Ｖrefについて説明する。この回路が安定に動作する
動作点を持つとすると、オペアンプＯＰ４の作動入力電
圧はゼロになるので、抵抗Ｒ２１における電圧降下Ｖ
R21＝Ｉ1Ｒ21と抵抗Ｒ２２における電圧降下ＶR22＝Ｉ2
Ｒ22とが等しくなることから、下記数１、数２が成り立
つ。
圧Ｖrefについて説明する。この回路が安定に動作する
動作点を持つとすると、オペアンプＯＰ４の作動入力電
圧はゼロになるので、抵抗Ｒ２１における電圧降下Ｖ
R21＝Ｉ1Ｒ21と抵抗Ｒ２２における電圧降下ＶR22＝Ｉ2
Ｒ22とが等しくなることから、下記数１、数２が成り立
つ。
【００４６】
【数１】Ｉ1Ｒ21＝Ｉ2Ｒ22 但し、Ｉ1は抵抗Ｒ２１を流れる電流、Ｉ2は抵抗Ｒ２２
を流れる電流、Ｒ21は抵抗Ｒ２１の抵抗値、Ｒ22は抵抗
Ｒ２２の抵抗値である。
を流れる電流、Ｒ21は抵抗Ｒ２１の抵抗値、Ｒ22は抵抗
Ｒ２２の抵抗値である。
【００４７】
【数２】ＶR23＝ＶBE1−ＶBE2 但し、ＶR23は抵抗Ｒ２３における電圧降下、ＶBE1はト
ランジスタＱ１１のベース−エミッタ間電圧、ＶBE2は
トランジスタＱ１２のベース−エミッタ間電圧である。
ランジスタＱ１１のベース−エミッタ間電圧、ＶBE2は
トランジスタＱ１２のベース−エミッタ間電圧である。
【００４８】一方、トランジスタでは、一般に下記数３
の特性式が成り立つ。
の特性式が成り立つ。
【００４９】
【数３】ＩE＝ＩS{exp(ＶBE／ＶT)−１} 但し、ＩEはエミッタ電流、ＩSは飽和電流、ＶBEはベー
ス−エミッタ間電圧、ＶTは熱電圧で、ＶT＝ｋＴ／ｑ
（ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子電荷）
である。
ス−エミッタ間電圧、ＶTは熱電圧で、ＶT＝ｋＴ／ｑ
（ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子電荷）
である。
【００５０】ここで、ＩC≒ＩE、exp(ＶBE／ＶT)≫１で
あるので、上記数３から下記数４が得られる。
あるので、上記数３から下記数４が得られる。
【００５１】
【数４】ＩC＝ＩS・exp(ＶBE／ＶT) 但し、ＩCはコレクタ電流である。
【００５２】この数４を書き替えると、下記数５が得ら
れる。
れる。
【００５３】
【数５】ＶBE＝ＶT・ln(ＩC／ＩS) 上記数５を上記数２に代入すると、トランジスタＱ１
１，Ｑ１２のコレクタ電流は、それぞれＩ1，Ｉ2である
ので、下記数６が得られる。
１，Ｑ１２のコレクタ電流は、それぞれＩ1，Ｉ2である
ので、下記数６が得られる。
【００５４】
【数６】 ＶR23＝ＶT・ln(Ｉ1／ＩS1)−ＶT・ln(Ｉ2／ＩS2) ＝ＶT・ln{(Ｉ1・ＩS2)／(Ｉ2・ＩS1)} 但し、ＶR23は抵抗Ｒ２３における電圧降下、ＩS1はト
ランジスタＱ１１の飽和電流、ＩS2はトランジスタＱ１
２の飽和電流である。
ランジスタＱ１１の飽和電流、ＩS2はトランジスタＱ１
２の飽和電流である。
【００５５】この数６に上記数１を代入すると、
【００５６】
【数７】ＶR23＝ＶT・ln{(Ｒ22・ＩS2)／(Ｒ21・ＩS1)} となる。
【００５７】一方、ＶR23／Ｒ23＝ＶR22／Ｒ22＝Ｉ2で
あるので、
あるので、
【００５８】
【数８】ＶR22＝(Ｒ22／Ｒ23)・ＶR23 となる。但し、ＶR22は抵抗Ｒ２２における電圧降下で
ある。従って、上記数７及び数８から、下記数９が得ら
れる。
ある。従って、上記数７及び数８から、下記数９が得ら
れる。
【００５９】
【数９】ＶR22＝(Ｒ22／Ｒ23)・ＶT・ln{(Ｒ22・ＩS2)／
(Ｒ21・ＩS1)} ここで、図４から分かるように、基準電圧Ｖrefは、
(Ｒ21・ＩS1)} ここで、図４から分かるように、基準電圧Ｖrefは、
【００６０】
【数１０】Ｖref＝ＶBE1＋ＶR21 となる。従って、上述したようにＶR21＝ＶR22であるの
で、図４の回路によって生成される基準電圧Ｖrefは、
で、図４の回路によって生成される基準電圧Ｖrefは、
【００６１】
【数１１】Ｖref＝ＶBE1＋(Ｒ22／Ｒ23)・ＶT・ln{(Ｒ22・
ＩS2)／(Ｒ21・ＩS1)} となる。
ＩS2)／(Ｒ21・ＩS1)} となる。
【００６２】一般に、トランジスタのベースエミッタ間
電圧ＶBEは、下記数１２に示す温度特性を有している。
電圧ＶBEは、下記数１２に示す温度特性を有している。
【００６３】
【数１２】ＶBE＝Ａ−Ｃ・ΔＴ 但し、Ａ，Ｃは定数、ΔＴは温度変化である。
【００６４】そこで、トランジスタＱ２１としてＣ＝２
mV／℃の特性を有するものを用いるとともに、Ｒ21＝1
ｋΩ、Ｒ22＝10ｋΩ、Ｒ23＝1ｋΩとすることにより、
上記数１１の右辺の第１項と第２項の温度依存性をほぼ
打ち消すことができる。
mV／℃の特性を有するものを用いるとともに、Ｒ21＝1
ｋΩ、Ｒ22＝10ｋΩ、Ｒ23＝1ｋΩとすることにより、
上記数１１の右辺の第１項と第２項の温度依存性をほぼ
打ち消すことができる。
【００６５】このように、図４の回路によれば、温度に
依存しない基準電圧Ｖrefを生成することができる。
依存しない基準電圧Ｖrefを生成することができる。
【００６６】図５は基準電圧生成回路１７の更に別の変
形形態を示す回路図である。この基準電圧生成回路１７
は、トランジスタＱ２１、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３３、ダイオ
ードＤ１〜Ｄ３及びツェナーダイオードＺＤ２を備えて
なる。
形形態を示す回路図である。この基準電圧生成回路１７
は、トランジスタＱ２１、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３３、ダイオ
ードＤ１〜Ｄ３及びツェナーダイオードＺＤ２を備えて
なる。
【００６７】電源回路１２(図１)の出力端子に、抵抗Ｒ
３１、順方向のダイオードＤ１及び逆方向のツェナーダ
イオードＺＤ２を直列に接続し、ツェナーダイオードＺ
Ｄ２のアノードを接地する。
３１、順方向のダイオードＤ１及び逆方向のツェナーダ
イオードＺＤ２を直列に接続し、ツェナーダイオードＺ
Ｄ２のアノードを接地する。
【００６８】また、トランジスタＱ２１のコレクタを電
源回路１２(図１)の出力端子に接続し、ベースを抵抗Ｒ
３１とダイオードＤ１の接続点に接続し、エミッタをダ
イオードＤ２のアノードに接続する。ダイオードＤ２の
カソードに、抵抗Ｒ３２，Ｒ３３及び順方向のダイオー
ドＤ３を直列に接続し、ダイオードＤ３のカソードを接
地する。そして、抵抗Ｒ３２，Ｒ３３の接続点から基準
電圧Ｖrefが出力されるように構成されている。
源回路１２(図１)の出力端子に接続し、ベースを抵抗Ｒ
３１とダイオードＤ１の接続点に接続し、エミッタをダ
イオードＤ２のアノードに接続する。ダイオードＤ２の
カソードに、抵抗Ｒ３２，Ｒ３３及び順方向のダイオー
ドＤ３を直列に接続し、ダイオードＤ３のカソードを接
地する。そして、抵抗Ｒ３２，Ｒ３３の接続点から基準
電圧Ｖrefが出力されるように構成されている。
【００６９】この回路により生成される基準電圧Ｖref
は、下記数１２となる。
は、下記数１２となる。
【００７０】
【数１２】Ｖref＝(VZD＋VD1−VBE−VD2−VD3)・R33／(R
32＋R33)＋VD3 但し、VZDはツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電
圧、VD1，VD2，VD3はダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３の順
方向電圧、VBEはトランジスタＱ２１のベースエミッタ
間電圧、R32，R33は抵抗Ｒ３２，Ｒ３３の抵抗値であ
る。
32＋R33)＋VD3 但し、VZDはツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電
圧、VD1，VD2，VD3はダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３の順
方向電圧、VBEはトランジスタＱ２１のベースエミッタ
間電圧、R32，R33は抵抗Ｒ３２，Ｒ３３の抵抗値であ
る。
【００７１】従って、図５の回路によれば、ツェナー電
圧VZD、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３の順方向電圧VD1，
VD2，VD3及び抵抗Ｒ３２，Ｒ３３の抵抗値R32，R33を調
整することによって、所望の基準電圧Ｖrefを生成する
ことができる。
圧VZD、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３の順方向電圧VD1，
VD2，VD3及び抵抗Ｒ３２，Ｒ３３の抵抗値R32，R33を調
整することによって、所望の基準電圧Ｖrefを生成する
ことができる。
【００７２】また、抵抗Ｒ３２，Ｒ３３の抵抗値R32，R
33を調整することによって、ツェナーダイオードＺＤ２
及びダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３の温度依存性による基
準電圧Ｖrefへの影響を低減することができる。また、
充放電回路１６のインピーダンス変化による影響を受け
ることなく一定の基準電圧Ｖrefを生成することができ
る。
33を調整することによって、ツェナーダイオードＺＤ２
及びダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３の温度依存性による基
準電圧Ｖrefへの影響を低減することができる。また、
充放電回路１６のインピーダンス変化による影響を受け
ることなく一定の基準電圧Ｖrefを生成することができ
る。
【００７３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
基準値を、スイッチ手段のオン時点には予め設定された
第１レベルとし、オン時点から時間経過に従ってレベル
を低下させて予め設定された第２レベルに収束するよう
にし、検出した負荷電流と基準値とを比較して負荷電流
が基準値以上になると過電流信号を出力するようにした
ので、突入電流が生じる負荷における過電流を好適に検
知することができる。
基準値を、スイッチ手段のオン時点には予め設定された
第１レベルとし、オン時点から時間経過に従ってレベル
を低下させて予め設定された第２レベルに収束するよう
にし、検出した負荷電流と基準値とを比較して負荷電流
が基準値以上になると過電流信号を出力するようにした
ので、突入電流が生じる負荷における過電流を好適に検
知することができる。
【００７４】また、第２レベルの基準電圧を生成し、ス
イッチ手段がオフのときは第２レベルから第１レベルに
充電した充電電圧を出力して、スイッチ手段がオンにさ
れると予め設定された時定数で充電電圧を放電すること
により、基準値として、スイッチ手段のオン時点には第
１レベルの電圧を出力し、オン時点から時間経過に従っ
て低下して第２レベルに収束させることができ、この基
準値と負荷電流に比例したレベルの電圧とを比較するこ
とにより、過電流を好適に検知することができる。
イッチ手段がオフのときは第２レベルから第１レベルに
充電した充電電圧を出力して、スイッチ手段がオンにさ
れると予め設定された時定数で充電電圧を放電すること
により、基準値として、スイッチ手段のオン時点には第
１レベルの電圧を出力し、オン時点から時間経過に従っ
て低下して第２レベルに収束させることができ、この基
準値と負荷電流に比例したレベルの電圧とを比較するこ
とにより、過電流を好適に検知することができる。
【００７５】また、過電流信号が出力されたか否かを判
定し、過電流信号が出力されたと判定したときにスイッ
チ手段をオフにすることにより、過電流状態の継続を防
止することができる。
定し、過電流信号が出力されたと判定したときにスイッ
チ手段をオフにすることにより、過電流状態の継続を防
止することができる。
【図１】本発明に係る過電流検知回路の一実施形態の回
路図である。
路図である。
【図２】電圧変化の一例を示す図である。
【図３】図２の場合における電流変化を示す図である。
【図４】基準電圧生成回路の変形形態を示す回路図であ
る。
る。
【図５】基準電圧生成回路の変形形態を示す回路図であ
る。
る。
【図６】従来の課題を説明する図である。
１１ ＦＥＴ １２ 電源回路 １３ ランプスイッチ １４ 駆動回路 １５ 電圧変換回路 １６ 充放電回路 １７ 基準電圧生成回路 １８ 制御部 Ｂ バッテリ Ｃ１ コンデンサ Ｌ ランプ ＯＰ１，ＯＰ３ オペアンプ ＯＰ２ コンパレータ Ｑ１ トランジスタ Ｒｓ シャント抵抗 Ｒ１〜Ｒ３，Ｒｆ，Ｒ１１〜Ｒ１４ 抵抗 Ｗ 電線 ＺＤ１ ツェナーダイオード
フロントページの続き (72)発明者 水野 史章 愛知県名古屋市南区菊住１丁目７番10号 株式会社ハーネス総合技術研究所内 (72)発明者 星野 孝志 愛知県名古屋市南区菊住１丁目７番10号 株式会社ハーネス総合技術研究所内 (72)発明者 田畑 幸伸 愛知県名古屋市南区菊住１丁目７番10号 株式会社ハーネス総合技術研究所内 (72)発明者 梅田 幸彦 愛知県豊田市トヨタ町１番地 トヨタ自動 車株式会社内
Claims (3)
- 【請求項１】 電源と負荷の間に設けられ、上記電源と
上記負荷との接続をオンオフするスイッチ手段と、上記
負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、上記
スイッチ手段のオン時点に予め設定された第１レベルの
基準値を出力するとともに、上記オン時点から時間経過
に従って上記基準値のレベルを低下させて予め設定され
た第２レベルに収束させる基準値出力手段と、検出され
た上記負荷電流と上記基準値とを比較して上記負荷電流
が上記基準値以上になると過電流信号を出力する過電流
信号出力手段とを備えたことを特徴とする過電流検知回
路。 - 【請求項２】 請求項１記載の過電流検知回路におい
て、上記電流検出手段は、上記負荷電流に比例したレベ
ルの電圧に変換する電圧変換回路で構成されたもので、
上記基準値出力手段は、上記第２レベルの基準電圧を生
成する基準電圧生成回路と、上記スイッチ手段がオフの
ときは上記第２レベルから上記第１レベルに充電した充
電電圧を出力するとともに、上記スイッチ手段がオンに
されると予め設定された時定数で上記充電電圧を放電す
る充放電回路とから構成されたものであることを特徴と
する過電流検知回路。 - 【請求項３】 請求項１又は２記載の過電流検知回路に
おいて、上記過電流信号が出力されたか否かを判定する
過電流判定手段と、上記過電流信号が出力されたと判定
したときに上記スイッチ手段をオフにする過電流制御手
段とを備えたことを特徴とする過電流検知回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21529697A JP3363074B2 (ja) | 1997-08-08 | 1997-08-08 | 過電流検知回路 |
| US09/129,609 US6094092A (en) | 1997-08-08 | 1998-08-05 | Overcurrent detection circuit |
| EP98114919A EP0896410B1 (en) | 1997-08-08 | 1998-08-07 | Overcurrent detection circuit |
| DE69819625T DE69819625T2 (de) | 1997-08-08 | 1998-08-07 | Überstromdetektorschaltung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21529697A JP3363074B2 (ja) | 1997-08-08 | 1997-08-08 | 過電流検知回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1151983A true JPH1151983A (ja) | 1999-02-26 |
| JP3363074B2 JP3363074B2 (ja) | 2003-01-07 |
Family
ID=16669981
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21529697A Expired - Fee Related JP3363074B2 (ja) | 1997-08-08 | 1997-08-08 | 過電流検知回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6094092A (ja) |
| EP (1) | EP0896410B1 (ja) |
| JP (1) | JP3363074B2 (ja) |
| DE (1) | DE69819625T2 (ja) |
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| WO2010074175A1 (ja) | 2008-12-26 | 2010-07-01 | 矢崎総業株式会社 | 負荷回路の保護装置 |
| JP2012032405A (ja) * | 2011-11-02 | 2012-02-16 | Chugoku Electric Power Co Inc:The | 過熱診断システムおよび過熱診断プログラム |
| JP2017118770A (ja) * | 2015-12-25 | 2017-06-29 | アンデン株式会社 | 過電流保護回路 |
| JP2019506834A (ja) * | 2016-04-11 | 2019-03-07 | エルジー・ケム・リミテッド | 検電器及びシグナルヒューズを用いたｍｏｓｆｅｔリレー保護装置及び保護方法 |
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