JPH11511943A - 多ロジックファミリのための互換性出力ドライバ - Google Patents
多ロジックファミリのための互換性出力ドライバInfo
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Abstract
(57)【要約】
集積回路のI/Oパッド(18)に接続され、出力トーテムポール(12)とレベルシフタ(14)とイネーブルロジック(16)とを備えた出力バッファ回路(10)。出力トーテムポール(12)は、レベルシフタ(14)に接続された第1の入力と,イネーブルロジック(16)に接続された第2の入力と,I/Oパッド(18)に接続された出力とを有するとともに、3.3ボルトのVccに接続されたプルアップトランジスタ(22)と、アースに接続されたプルダウントランジスタ(20)とを備える。トーテムポールプルアップトランジスタ(22)は、上記第1の実施例では、レベルシフタ(14)からの5ボルトの信号によってターンオンされるNチャンネルMOSトランジスタであり、第2の実施例では、5ボルトのVccに接続されたNウェル内に形成され、レベルシフタ(14)からのアースレベルの信号によってターンオンされるPチャンネルMOSトランジスタである。イネーブルロジック(16)への入力は、データ入力と、大域イネーブル入力と、出力イネーブル入力とである。
Description
【発明の詳細な説明】
多ロジックファミリのための互換性出力ドライバ 発明の背景
1.発明の分野
本発明は、集積回路のための電子回路に関する。本発明は、より詳しくは、論
理レベルを表す異なった電圧を持つ多ロジックファミリからなるデバイスを駆動
することができる出力バッファ回路に関する。
2.先行技術
近年の集積回路技術における進歩に伴って、3.3ボルトのVccで動作する論
理をもつIC(集積回路)が、用いられるようになった。これは、TTL(トラン
ジスタトランジスタ論理)回路やCMOS(相補型金属酸化膜半導体)回路に使わ
れていた5ボルトVccの標準から、低電圧TTL回路や低電圧CMOS回路のた
めに使われうる3.3ボルトのVccへの推移を引き起こした。同一の全体的シス
テム回路設計における5ボルトのVccと3.3ボルトのVccの双方の使用は、シ
ステム設計者とIC設計者の両者に困難をもたらした。IC設計者が、5ボルト
または3.3ボルトの一方だけのVccを持つ他の回路にインターフェイスさせる
ための回路を設計する場合、3.3ボルトのVcc用に設計された回路を5ボルト
のVcc用に設計された回路にインターフェイスさせなければならないならときに
問題が生じる。
例えば、3.3ボルトのVccと5ボルトのVccの双方を含むハイブリッドシス
テム内では、5ボルトのVccを持つデバイスの出力は、3.3ボルトのVccを持
つデバイスの出力も接続される共通の接続点に接続されうる。3.3ボルトのVc c
を持つデバイスのCMOS出力バッファは、上記出力の接続点を駆動するため
のトーテムポール出力を典型的に含みうる。CMOSのトーテムポールは、ソー
スが3.3ボルトのVccに接続されたPチャンネルMOSプルアップトランジス
タと、ソースがアース接続されたNチャンネルMOSプルダウントランジスタを
典
型的に含んでおり、上記PチャンネルMOSプルアップトランジスタとNチャン
ネルMOSプルダウントランジスタの双方のドレインは、上記出力バッファの出
力接続点を形成するように互いに接続されている。このトーテムポール出力の接
続点は、システム内の共通の接続点に典型的に接続されうる。
共通接続点に接続された5ボルトのVccをもつデバイスが、共通接続点を5ボ
ルトに駆動する場合、トーテムポール内の共通接続点に接続されたPチャンネル
MOSプルアップトランジスタのP形ドレイン領域は、トーテムポール内のPチ
ャンネルMOSプルアップトランジスタのソースに接続されている3.3ボルト
のVcc以上に引き上げるであろう。結果として、PチャンネルMOSプルアップ
トランジスタが内部に形成されているNウェルとP形ドレイン領域とによって形
成される接合ダイオードには、順バイアスが印加されうるか、あるいはPチャン
ネルMOSプルアップトランジスタがターンオンさせられうる。これらのうちの
いずれかが起こると、共通接続点が3.3ボルトのデバイスの3.3ボルトのVcc
にクランプされ、かつ電流が低下させられうる。もし、通常の使用中に非常にあ
りがちなように、デバイスがその状態のままなら、5ボルトのVccをもつデバイ
スから3.3ボルトのVccをもつデバイスへ大電流が流れる。このことは、かな
りの電力の浪費であるばかりでなく、デバイスの一方または双方が損傷を受けた
り、破壊されたりする可能性がある。
上記の問題のための幾つかの解決策が、先行技術によって提案されている。種
々の論理機能を実行するために用いられる幾つかの構成可能な機能ブロックを典
型的に備え、この構成可能な各機能ブロックが、この機能ブロックをI/Oピン
に接続するのに用いられる1組のI/Oバッファを持っているようなプログラム
マブル論理デバイス(PLD)において、1つのアプローチは、5ボルト又は3.
3ボルトのいずれかである所望のVccを同一の構成可能な論理ブロック内の各I
/Oバッファに供給するために、これらのI/Oバッファに専用のVccoピンを
設けることであった。このアプローチは、同一の構成可能な機能ブロック内の各
ピ
ン(I/Oバッファ)を、所望の出力電圧に設定する。
上記アプローチは、幾つかの欠点を持っている。第1に、構成可能なファンク
ションブロックの夫々へのVccoピンは、そうでなければユーザの追加I/Oピ
ンとして利用できるピンを使っている。第2に、チップ上のVccノイズが増加す
る。第三に、構成可能な機能ブロックを内部で相互接続する能力がピン配置の束
縛によって激減する。
他のアプローチは、論理ファミリ間をインターフェイスするように設計された
特殊化された集積回路を用いることである。これらの特殊化された集積回路は、
外部翻訳機構(トランスレータ)として知られている。外部翻訳機構は、一方向性
又は双方向性のいずれでもよい。これらのデバイスは、構成要素数が追加され、
貴重なボード領域が使用され、電力消費が増え(とりわけワイドバスのため)、設
計が非常に複雑化し、高性能使用への適用を不可能にする伝達の遅れを生じる。
他のアプローチは、内部にPチャンネルMOSプルアップトランジスタが形成
されているNウェルを浮かす(フローティングさせる)ことによって典型的なCM
OSトーテムポールを変更することである。Nウェルが3.3ボルトのVccに接
続されるよりも、むしろ共通接続点に間接的に接続されて、その結果、共通接続
点がVcc以上で駆動されたときNウェル共通接続点に従い,または一緒にフロー
トアップし、共通接続点がVcc以下で駆動されたときNウェルが共通接続点と一
緒にフロートしないので、Nウェルはフロート状態と呼ばれる。先行技術の中に
は、Nウェル浮かすことを実行した幾つかのアプローチがある。
1992年の国際電気電子学会の個体回路会議でドッバープール達は、予稿集
の106,107ページに、Nウェルを浮かすのを可能にするために用いられた
Pチャンネルプルアップトランジスタの配列を発表した。しかしながら、このア
プローチは、非常にラッチアップしやすかったので、あまり望ましくなかった。
1994年4月4日の電子設計の67〜107ページに、マーティンは、フロ
ーティングNウェルを実行するためにショットキークランプを用いる出力回路案
を発表した。ショットキーダイオードのターンオン電圧が、PチャンネルMOS
トランジスタのドレイン領域の接合ダイオードのターンオン電圧及び上記Pチャ
ンネルMOSトランジスタのターンオン電圧よりも小さいので、Nウェルはフロ
ート状態になる。このアプローチも、高価な追加処理を必要とし、かつラッチア
ップしやすかったので、望ましくなかった。
当業者は、現在の問題が5ボルトのVccを持つデバイスと3.3ボルトのVcc
を持つデバイスの双方を持っているシステムに向けられているが、将来、集積回
路を動作させるVccの更なる減少が生じることも分かるであろう。したがって、
異なるVcc電圧をもつデバイスを駆動するための一般的な解決策が必要である。
それゆえ、本発明の目的は、異なるVcc電圧を必要とする多ロジックファミリ
からなるデバイスを駆動することことができる出力バッファ回路を提供すること
である。
本発明の他の目的は、プルアップトランジスタに接続されたVcc電圧以上の電
圧で出力接続点が駆動されたとき、その接合ダイオードまたはそれ自体がターン
オンしないプルアップトランジスタを有する出力バッファ内のトーテムポールを
提供することである。
本発明の更なる他の目的は、ピン対ピン又はブロック対ブロックの関係で出力
電圧レベルをプログラムするための分離したピンを必要としない出力バッファを
提供することである。
本発明の更なる目的は、プログラマブルな論理デバイスのピン対ピン接続を強
制しないプログラマブル論理デバイスのための出力バッファを提供することであ
る。
本発明の更に他の目的は、ラッチアップに対して抵抗力のあるトーテムポール
を出力バッファ内に提供することである。
本発明の目的は、さらに、出力バッファを有する第1のVccが供給される集積
回路に、上記第1のVccに接続されたNチャンネルMOSプルアップトランジス
タと、アースに接続されたNチャンネルMOSプルダウントランジスタと、上記
第1のVccよりも高電圧の第2のVccを持つデバイスによって駆動されるうる共
通接続点に、上記NチャンネルMOSプルアップトランジスタを介する電流低下
を生じることなく、接続されることができる出力接続点とを有するトーテムポー
ルを設けることである。
本発明の更なる目的は、出力バッファを有する3.3ボルトのVccが供給され
る集積回路に、3.3ボルトのVccに接続されたNチャンネルMOSプルアップ
トランジスタと、アースに接続されたNチャンネルMOSプルダウントランジス
タと、5ボルトで駆動されうる共通接続点に、上記NチャンネルMOSプルアッ
プトランジスタを介する電流低下を生じることなく、接続されることができる出
力接続点とを有するトーテムポールを設けることである。
本発明の更なる目的は、出力バッファを有する第1のVccが供給される集積回
路に、第2のVccへ接続されたNウェル内に配置されたPチャンネルMOSプル
アップトランジスタと、NチャンネルMOSプルダウントランジスタと、第3の
Vccが供給される第2の集積回路へ共通接続点を介して接続されうる出力接続点
とを有するトーテムポールを設け、上記第3のVccは第1のVccよりも高く、上
記共通接続点が上記第2の集積回路によって第1のVccより高い電圧で駆動させ
られたとき、上記PチャンネルMOSプルアップトランジスタは電流低下を生じ
ず、上記第2のVccは、上記第2の集積回路によって上記共通接続点が駆動され
うる電圧に少なくとも等しくすることである。
本発明の他の目的は、5ボルトのVccへ接続されたNウェル内に配置され,3.
3ボルトのVccに接続されたPチャンネルMOSプルアップトランジスタと、ア
ースに接続されたNチャンネルMOSプルダウントランジスタと、5ボルトで駆
動されうる共通接続点に、上記PチャンネルMOSプルアップトランジスタを介
する電流低下を生じることなく接続されることができる出力接続点とを有する出
力トーテムポールを提供することである。
本発明の概要
本発明の第1の実施例によれば、出力バッファ回路は、異なるVcc電圧を必要
とする多ロジックファミリからなるデバイスを駆動することのできる。本発明の
よる出力バッファ回路は、集積回路のI/Oパッドに接続されている。出力バッ
ファ回路は、出力トーテムポールとレベルシフタとイネーブルロジックを備えて
いる。
トーテムポールに供給されるVccは、3.3ボルトであるのが好ましく、レベ
ルシフタに供給されるVccは、5ボルトであるのが好ましく、イネーブルロジッ
クブロックに供給されるVccは、3.3ボルトであるのが好ましい。
トーテムポールは、レベルシフタに接続された第1の入力とイネーブルロジッ
クに接続された第2の入力を有する。トーテムポールの出力は、I/Oバッドに
接続されている。トーテムポールは、3.3ボルトのVccに接続されたプルアッ
プトランジスタと、アースに接続されたプルダウントランジスタとを備える。ト
ーテムポールの出力は、上記プルアップトランジスタがターンオンするときハイ
になり、上記プルダウントランジスタがターンオンするときローになり、上記プ
ルダウントランジスタとプルアップトランジスタの双方がターンオフするとき高
インピーダンス状態になる。トーテムポール内のプルアップトランジスタは、上
記イネーブルロジックからレベルシフタを経てトーテムポールの第1の入力に入
る信号によってターンオンされ,ターンオフされる。トーテムポール内のプルア
ップトランジスタは、上記イネーブルロジックからトーテムポールの第2の入力
に直接入る信号によってターンオンされ,ターンオフされる。
本発明の第1の実施例では、上記トーテムポール内のプルアップトランジスタ
は、NチャンネルMOSトランジスタであり、本発明の第2の実施例では、上記
トーテムポール内のプルアップトランジスタは、5ボルトのVccに接続されたN
ウェル内に形成されたPチャンネルMOSトランジスタである。
イネーブルロジックは、このイネーブルロジックへの入力信号に応じて、トー
テムポールの出力をロー論理レベル,ハイ論理レベル及び高インピーダンス状態
のいずれかに強制する。イネーブルロジックへの入力は、データ入力,大域イネ
ーブル入力及び出力イネーブル入力である。大域イネーブル入力は、各出力バッ
ファ回路に同時に伝えられる大域出力選択信号に応答し、出力イネーブル入力は
、個々の出力バッファ選択信号に応答する。出力バッファ回路での大域イネーブ
ル入力と出力イネーブル入力の使用は、当業者にとって周知である。大域イネー
ブル入力と出力イネーブル入力の双方に与えられるハイ信号は、データ入力への
信号がハイのときトーテムポールの出力をハイにし、データ入力への信号がロー
のときトーテムポールの出力をローにする。大域イネーブル出力又は出力イネー
ブル入力のいずれかにロー信号が与えられたとき、トーテムポールの出力は高イ
ンピーダンス状態になる。
本発明の第1実施例では、上記NチャンネルMOSプルアップトランジスタは
、上記レベルシフタからの5ボルトの信号によってターンオンさせられる。本発
明の第2の実施例では、PチャンネルMOSプルアップトランジスタは、レベル
シフタからのグラウンド(アース)レベルの信号によってターンオンさせられる。
上記レベルシフタには、5ボルト動作のために見積もられたゲート酸化膜を持
っている交差接続された第1,第2のPチャンネルMOSトランジスタと、ゲー
ト酸化膜下のより長いチャンネルと,弱くドープされたドレイン領域と,この弱
くドープされたドレイン領域と同じ領域内に上記ゲートから隔ってあるより強く
ドープされたドレイン領域とを持つ点で従来の低電圧MOSトランジスタと異な
る低電圧ゲートオフセットMOSトランジスタである第1,第2のNチャンネル
MOSトランジスタとが有る。上記両実施例におけるトーテムポール内のプルア
ップトランジスタとプルダウントランジスタも、低電圧ゲートオフセットMOS
トランジスタである。図面の簡単な説明
図1は、異なるVcc電圧を必要とする多ロジックファミリからなるデバイスを
駆動するための本発明の出力バッファ回路のブロック図である。
図2は、異なるVcc電圧を必要とする多ロジックファミリからなるデバイスを
駆動するための出力バッファ回路の第1実施例を示す図である。
図3は、本発明の使用に適した低電圧ゲートオフセット型CMOS(相補型金
属酸化膜半導体)トランジスタの横断面図である。
図4は、異なるVcc電圧を必要とする多ロジックファミリからなるデバイスを
駆動するための出力バッファ回路の第2実施例を示す図である。好ましい実施例の詳細な説明
当業者は本発明の以下の説明が、単なる図解的なもので決して制限的なもので
ないことが分かるであろう。本発明の他の実施例は、当業者にとっては、容易に
推測されるであろう。
本発明の出力バッファ回路は、異なるVcc及び出力レベルを持つ異なる論理回
路ファミリ相互間でピンからピンへの直接接続を可能にする。例えば、本発明の
出力バッファ回路は、低電圧のTTL(トランジスタトランジスタ論理回路)のよ
うなVccが3.3ボルトである論理ファミリ及びVccが3.3ボルトであるCMO
S(相補完型金属酸化膜半導体)であって、TTLのような5ボルトの論理ファミ
リへの共通接続点を介して接続される論理ファミリ及びCMOSを駆動するのに
用いることができる。本発明が、Vccが3ボルトと5ボルトのデバイスをインタ
ーフェイス接続することに限られず、異なるVccや出力レベルを持つ論理回路フ
ァミリに一般に用いることができることは、当業者によって理解されるべきであ
る。
まず、図1を参照すると、第1のVccを持つ論理ファミリからなるデバイスを
駆動するための本発明の出力バッファ回路10のブロック図が示されている。上
記論理ファミリは、共通接続点を介して第1のVcc又は第1のVcc以外のVccを
持つ論理ファミリのデバイスに接続されている。上記出力バッファ回路は、トー
テムポールブロック12と、レベルシフタブロック14とイネーブルロジックブ
ロック16を含んでいる。
トーテムポールブロック12は、レベルシフタブロック14に接続された第1
の入力とイネーブルロジックブロック16に接続された第2の入力とを有する。
トーテムポールブロック12の出力は、出力パッド18に接続されている。トー
テムポールブロック12に供給されるVccの電圧レベルは、出力バッファ回路1
0が備えられている集積回路に供給されるVccの電圧レベル、即ち3.3ボルト
と好ましくは同じである。レベルシフタブロック14に供給されるVccの電圧レ
ベルは、好ましくは5ボルトである。イネーブルロジックブロック16に供給さ
れるVccの電圧レベルも、出力バッファ回路10が備えられている集積回路に供
給されるVccの電圧レベル、即ち3.3ボルトと好ましくは同じである。本発明
の異なる部分に供給される同じVccの電圧レベルは、同一又は別個のVcc供給電
源によって供給されうることが認識されるべきである。
好ましい実施例では、イネーブルロジックブロック16及びトーテムポールブ
ロック12に供給されるVccは、出力バッファ回路10を用いている集積回路に
供給されるVccと同じVccでなければならない。しかし、イネーブルロジックブ
ロック16に供給されるVccは、トーテムポールブロック12に供給されるVcc
と異ならせることができ、イネーブルロジックブロック16に供給されるVccお
よびトーテムポールブロック12に供給されるVccは、出力バッファ回路10を
用いる集積回路に供給されるVccと同一である必要がないということも認識され
るべきである。レベルシフタブロック14に供給されるVccは、トーテムポール
ブロック12に供給されるVccよりも高い。レベルシフタ14に供給されるVcc
が、トーテムポールブロック12に供給されるVccよりどの程度高いかは、以下
の実施例で述べられる。
トーテムポールブロック12は、3.3ボルトのVccに接続されるプルアップ
トランジスタと、接地されているプルダウントランジスタとを含んでいる。プル
アップトランジスタがターンオンすると、トーテムポールブロック12の出力は
、ハイ(HIGH)になり、プルダウントランジスタがターンオンすると、ロー(
LOW)になり、プルアップトランジスタとプルダウントランジスタの両者がタ
ーンオフすると高インピーダンスになる。トーテムポールブロック12のプルア
ップトランジスタは、イネーブルロジック16からレベルシフタブロック14を
経てトーテムポールブロック12の第1の入力に入る信号によってターンオフ,
ターンオンされる。トーテムポールブロック12のプルダウントランジスタは、
イネーブルロジック16からトーテムポールブロック12の第2の入力に直接入
る信号によってターンオン,ターンオフされる。
以下により完全に説明されるように、上記イネーブルロジックは、イネーブル
ロジックブロック16への入力信号に応じて、トーテムポールブロック12の出
力をロー論理レベル、ハイ論理レベル又は高インピーダンス状態のいずれかで駆
動する。イネーブルロジックブロック16への入力は、データ入力と、大域(グ
ローバル)イネーブル入力と、出力イネーブル入力である。大域イネーブル入力
は、出力バッファ回路の夫々に同時に伝えられる大域出力選択信号に応答し、出
力イネーブル入力は、個々の出力バッファ選択信号に応答する。出力バッファ回
路において大域イネーブル入力及びイネーブル入力を用いることは、当業者に周
知である。
イネブールロジックブロック16の大域イネーブル及び出力イネーブルの双方
に与えられるハイ信号は、データ入力への信号がハイの場合、トーテムポールブ
ロック12の出力をハイにさせ、データ入力への信号がローの場合、トーテムポ
ールブロック12の出力をローにさせる。イネーブルロジックブロック16の大
域イネーブル又は出力イネーブルのいずれかにロー信号が与えられると、トーテ
ムポールブロック12の出力は、高インピーダンス状態になる。
本発明の第1の好ましい実施例では、トーテムポールブロック12のプルアッ
プトランジスタは、NチャンネルMOS(金属酸化膜半導体)トランジスタであり
、本発明の第2の好ましい実施例では、トーテムポールブロック12のプルアッ
プトランジスタは、PチャンネルMOSトランジスタである。上記Pチャンネル
MOSトランジスタは、トーテムポールブロック12に供給されるVccよりも高
いVccに接続されたNウェル内に形成されている。第2の好ましい実施例では、
Nウェルに供給されるVccは、レベルシフタブロック14に供給されるVccと同
一である。
さて、図2を参照すると、出力バッファ回路10の第1の実施例の図が示され
ている。本発明の第1の実施例によれば、I/O(入出力)パッド18は、ソース
がアースに接続されたNチャンネルMOSのプルダウントランジスタ20によっ
て、ロー論理レベルまで引き落とされるとともに、ドレインが3.3ボルトのVc c
接続されたNチャンネルMOSのソースフォロワ・プルアップトランジスタ22
によって、ハイ論理レベルまで引き上げられる。ここでさらに完全に開示される
ように、NチャンネルMOSプルダウントランジスタ20のゲートは、イネーブ
ルロジックブロック16からの信号によって駆動され、NチャンネルMOSソー
スフォロワ・プルアップトランジスタ22は、イネーブルロジックブロック16
からレベルシフタ14を経る信号によって駆動される。
レベルシフタブロック14は、交差接続された第1,第2のPチャンネルMO
Sトランジスタ30,32を含む。これらのPチャンネルMOSトランジスタは
、交差接続された上記第1,第2のPチャンネルMOSトランジスタ30,32が
内部に配置されているNウェル及びソースを有するとともに、5ボルトのVccに
接続されている。第1のPチャンネルMOSトランジスタ30のドレインは、第
1のNチャンネルMOSトランジスタ34のドレインに接続されている。第2の
PチャンネルMOSトランジスタ32のドレインは、第2のNチャンネルMOS
トランジスタ36のドレインに接続されている。第1のPチャンネルMOSトラ
ンジスタ30のゲートは、第2のPチャンネルMOSトランジスタ32と第2の
NチャンネルMOSトランジスタ36の共通ドレイン接続部に接続されている。
第2のPチャンネルMOSトランジスタ32のゲートは、第1のPチャンネルM
OSトランジスタ30と第1のNチャンネルMOSトランジスタ34の共通ドレ
イン接続部に接続されている。第2のPチャンネルMOSトランジスタ32のゲ
ートと第1のPチャンネルMOSトランジスタ30及び第1のNチャンネルMO
Sトランジスタ34のドレインからなる接続点は、トーテムポールブロック12
内にあるNチャンネルMOSソースフォロワ・プルアップトランジスタ22のゲ
ートに接続されている。インバータ38は、第1のNチャンネルMOSトランジ
スタ34のゲートと、第2のNチャンネルMOSトランジスタ36のゲートとの
間に接続されている。レベルシフタブロック14は、イネーブルロジック16か
ら第1のNチャンネルMOSトランジスタ34のゲートへの信号、及びイネーブ
ルロジック16からインバータ38を経て第2のNチャンネルMOSトランジス
タ3
6のゲートへの信号によって駆動される。レベルシフタブロック14の動作は、
以下に説明される。
イネーブルロジックブロック16は、イネーブルロジックブロック16への入
力信号に応じて、トーテムポールブロック12の出力がロー論理レベル、ハイ論
理レベル又は高インピーダンス状態のいずれかになるように強制する。イネーブ
ルロジックブロック16への入力は、データ入力と、大域イネーブル入力と、出
力イネーブル入力である。出力イネーブルロジックブロック16において、デー
タ入力がナンド(否定積)ゲート40の第1の入力であり、大域イネーブル入力が
第1のアンド(論理積)ゲート42の第1の入力であり、出力イネーブル入力が第
1のアンドゲート42の第2の入力である。第1のアンドゲート42の出力は、
ナンドゲート40の第2の入力である。当業者は、択一的実施例において、大域
イネーブル入力を省略できることを理解するであろう。
ナンドゲート40の出力は、レベルシフタブロック14内の第1のNチャンネ
ルMOSトランジスタ34のゲート、及びレベルシフタブロック14内の第1,
第2のNチャンネルMOSトランジスタ34と36の間に接続されたインバータ
38を経てレベルシフタブロック14内の第2のNチャンネルMOSトランジス
タ36のゲートを駆動する。第1のアンドゲート42の出力とナンドゲート40
の出力は、夫々第2のアンドゲート44の第1の入力と第2の入力に接続されて
いる。第2のアンドゲート44の出力は、トーテムポールブロック12のNチャ
ンネルMOSプルダウントランジスタ20を駆動する。
3.3ボルトのVccは、レベルシフタブロック14内のインバータ38、イネ
ーブルロジックブロック16内のナンドゲートの40と第1,第2のアンドゲー
トの42,44、及びトーテムポールブロック12内のNチャンネルMOSソー
スフォロワ・プルアップトランジスタ22に供給されている。5ボルトのVccは
、第1,第2の交差接続されたPチャンネルMOSトランジスタ30,32のソ
ースと、交差接続された第1,第2のPチャンネルMOSトランジスタ30,32
が内部に配置されているNウェルとに供給されている。
交差接続された第1,第2のPチャンネルMOSトランジスタ30,32のゲー
ト酸化膜は、5ボルトの動作のために見積もられた厚みをもっている。レベルシ
フター内の第1,第2のNチャンネルMOSトランジスタ34,36、及びトテム
ポールブロック12内のNチャンネルMOSプルダウントランジスタ20とNチ
ャンネルMOSプルアップトランジスタ22は、第1の実施例においては低電圧
ゲートオフセット(LGO)のCMOSトランジスタである。以下により完全に説
明されるLGOトランジスタは、ゲート酸化膜下のより長いチャンネルと、弱く
ドープされたドレイン領域と、この弱くドープされたドレイン領域と同じ領域に
あるが上記ゲートから隔ったより強くドープされたドレイン領域とを有する点で
、従来の低電圧のCMOSトランジスタと異なる。レベルシフター内の第1,第
2のNチャンネルMOSトランジスタ34,36及びトーテムポールブロック1
2内のNチャンネルMOSプルダウントランジスタ20とNチャンネルMOSプ
ルアップトランジスタ22は、この技術分野で知られている従来の低電圧MOS
トランジスタとすることができることもまた理解されるべきである。
出力バッファ回路10の出力は、イネーブルロジックブロック16への入力信
号に依存している。大域イネブール信号又は出力イネーブル信号のいずれかがロ
ーのとき、第1のアンドゲート42の出力はローになる。この場合、ナンドゲー
ト40の出力はハイになり、第2のアンドゲート44の出力はローになる。第2
のアンドゲート44のロー出力は、Nチャンネルプルダウントランジスタ20を
ターンオフさせる。ナンドゲート40のハイ出力は、レベルシフタブロック14
内の第1のNチャンネルMOSトランジスタ34をターンオンさせ、レベルシフ
タブロック14内の第2のNチャンネルMOSトランジスタ36をインバータ3
8を介してターンオフさせる。
第1のNチャンネルMOSトランジスタ34のドレインが交差接続されたトラ
ンジスタ対の第2のPチャンネルMOSトランジスタ32のゲートに接続されて
いるので、第1のNチャンネルMOSトランジスタ34がターンオンすると、第
2のPチャンネルMOSトランジスタ32がターンオンさせられる。このターン
オンの結果、第2のPチャンネルMOSトランジスタ32のドレインは、5ボル
トに引き上げられる。第2のNチャンネルMOSトランジスタ36がターンオフ
すると、第2のPチャンネルMOSトランジスタ32のドレインの5ボルトが、
第1のPチャンネルMOSトランジスタ30のゲートに印加されるので、交差接
続されたトランジスタ対の第1のPチャンネルMOSトランジスタ30をもター
ンオフさせる。トーテムポールブロック内のNチャンネルMOSソースフォロワ
・プルアップトランジスタ22は、第1のPチャンネルMOSトランジスタ32
のゲートと第1のPチャンネルMOSトランジスタ30及び第2のNチャンネル
MOSトランジスタ34のドレインとからなる接続点に接続されているが、この
ような状況下でターンオフし、I/Oパッド18は高インピーダンス状態になる
。
大域イネーブル信号と出力イネーブル信号の双方がハイの場合、トーテムポー
ルブロック12の出力は、データ入力での入力信号に従う。大域イネーブル入力
と出力イネーブル入力の両信号がハイになると、第1のアンドゲート42の出力
がハイになる。第1のアンドゲート42のハイ出力は、ナンドゲート40と第2
のアンドゲート44の双方の出力を、データ入力の補数とする。第2のアンドゲ
ート44からのロー出力は、トーテムポールブロック12内のNチャンネルMO
Sプルダウントランジスタ20をターンオフさせる。ナンドゲート40からのロ
ー出力は、トーテムポール12内のNチャンネルMOSプルアップトランジスタ
22をレベルシフタ14を介してターンオンさせて、出力パッド18の論理レベ
ルをハイにする。
レベルシフタブロック14内の、ナンドゲート40のロー出力が、レベルシフ
タブロック14内の第1のNチャンネルMOSトランジスタ34をターンオフさ
せるとともに、レベルシフタブロック14内の第2のNチャンネルMOSトラン
ジスタ36をインバータ38を介してターンオンさせる。第2のNチャンネルM
OSトランジスタ36がターンオンすると、このトランジスタのドレインがアー
スに接続され、このドレインのアースへの接続が、第1のPチャンネルMOSト
ランジスタ30をターンオンさせる。なぜなら、第2のNチャンネルMOSトラ
ンジスタ36のドレインが、交差接続されたトランジスタ対の第1のPチャンネ
ルMOSトランジスタ30のゲートに接続されているからである。第1のPチャ
ンネルMOSトランジスタ30がターンオンした結果、そのドレインは、5ボル
トに引き上げられる。第1のNチャンネルMOSトランジスタ34のターンオフ
は、交差接続されたトランジスタ対の第2のPチャンネルMOSトランジスタ3
2をもターンオフさせる。このとき、第1のPチャンネルMOSトランジスタ3
0のドレインの5ボルトが、第2のPチャンネルMOSトランジスタ32のゲー
トに印加される。トーテムポール内のNチャンネルMOSソースフォロワ・プル
アップトランジスタ22は、第2のPチャンネルMOSトランジスタ32のゲー
トと第1のPチャンネルMOSトランジスタ30及び第1のNチャンネルMOS
トランジスタ34のドレインからなる接続点に接続されているが、このような状
況下でターンオンし、I/Oパッド18は、ハイ論理レベルになる。
第2のアンドゲート44からのハイ出力は、トーテムポールブロック12のN
チャンネルMOSプルダウントランジスタ20をターンオンさせ、ナンドゲート
40からのハイ出力は、レベルシフタブロック14を介してトーテムポールブロ
ック12のNチャンネルMOSプルアップトランジスタ22を上述のようにター
ンオフさせる。これが出力パッド18の論理レベルをローにする。
当業者が図2を検討すれば容易に理解できるように、NチャンネルMOSソー
スフォロワ・プルアップトランジスタ22をプルアップデバイスとして使用する
ことは、Vccが3.3ボルトのデバイスとVccが5ボルトのデバイスの双方を、
I
/Oパッド18に接続することを可能にする。出力バッファ回路10が高インピ
ーダンス状態であるとき、別のデバイスからI/Oパッド18への5ボルトの信
号は、Nチャンネルプルアップトランジスタ22の接合ダイオード又はNチャン
ネルプルアップトランジスタ22をターンオンさせない。このことは、I/Oパ
ッド18が3.3ボルトのVccに固定されるのを防ぎ、それによって電流の大き
な低下を防ぐ。ドレインが3.3ボルトに接続されているNチャンネルMOSプ
ルアップトランジスタ22のゲートに5ボルトの信号を印加できるレベルシフタ
ブロック14は、トーテムポールブロック12の出力におけるレール対レールの
電圧スイングを確実にする。加えて、総てがNチャンネルのトーテムポールブロ
ック12を使用することによって、ラッチアップに対する高い免疫を持たせ、高
価でないノンエピタキシャルのウェハーの使用を促進する。
交差接続されている第1,第2のPチャンネルMOSトランジスタ30と32
のゲート酸化膜の厚さが、5ボルト動作のために見積もられていることを、当業
者は認識すべきである。さらに、レベルシフタブロック14内の第1,第2のP
チャンネルMOSトランジスタ34,36及びトーテムポール出力ブロック12
内のNチャンネルMOSプルダウン,プルアップのトランジスタ20,22は、第
1の実施例では図3に示されているLGO(低ゲートオフセット)トランジスタで
ある。この問題は、現在、Vccが5/3.3ボルトのハイブリッドシステムに向
けられているのだが、将来、集積回路の動作電圧をさらに下げる必要が生じるで
あろうし、本発明がこのような変化を意図していることもまた当業者によって理
解されるべきである。
LGOトランジスタ50が図3に示されている。LGOトランジスタ50は、
当業者に周知の低電圧CMOSトランジスタの変形例である。LGOトランジス
タ50は、PチャンネルMOSトランジスタ又はNチャンネルMOSトランジス
タのいずれであってもよい。LGOトランジスタ50の変形例の特徴は、ポリシ
リコンゲート56とゲート酸化膜56下のチャンネル52が、従来の低電圧CM
OS
トランジスタよりも長く、弱くドープされたドレイン領域(LDD)58が、ポリ
シリコンゲート54の一方側の下方の領域に接しており、LDD58と同じ領域
にあるより強くドープされたドレイン領域60が、ポリシリコンゲート54から
隔たっていることである。第2の強くドープされたソース領域62は、ポリシリ
コンゲート54の他方側の下方の領域に接する。
LDD58は、従来の低電圧CMOSトランジスタよりも高い電圧でのLGO
トランジスタ50の動作を可能にするので、有利である。LGOトランジスタ5
0が導通すると、LDD58は、電流の流れと直列に相当な抵抗を生じさせるこ
とによって、ゲート54下の横方向の電場を減少させる。チャンネル52の長さ
の増加も、ゲート54下の横方向電場の減少を促進する。LGOトランジスタ5
0が非導通になると、ドレイン降伏電圧は増加する。
LGOトランジスタ50は、当業者に周知の標準的なCMOS加工法を用いて
加工される。LGOトランジスタ50を作る加工段階は、たいていの組立の環境
下で低電圧CMOSトランジスタを代表的に作るために用いられている加工段階
と同じである。ポリシリコンゲート54のためのマスクと強くドープされたドレ
イン領域60,62のためのマスクだけは、変える必要がある。LGOトランジ
スタ50のためのマスクにおける変化は、ポリシリコンゲート54下のチャンネ
ルがより長くなったり、強くドープされたソース/ドレイン領域60の隔たりが
より長くなるという結果を生じる。
本発明は、本発明の出力バッファ回路を備えた集積回路I/Oパッドを、Vcc
が3.3ボルトのCMOS、Vccが3.3ボルトのTTL、又はVccが5ボルトの
TTLのデバイスバス及び入力に使用者がパッド対パッドの関係で接続すること
を可能にする。このことは、ブロック対ブロックの関係でVccを選択するアプロ
ーチよりも効率的である。当業者は、一般的に本発明が、異なる電圧で動作する
数個の論理ファミリのどれにも適用できるということが理解できるであろう。将
来の時
点でVccにおける他の変化が起こる可能性があり、このような変化を本発明が意
図しているということは理解できよう。
図4は、異なるVcc電圧を必要とする多ロジックファミリからなるデバイスを
駆動するための出力バッファ回路80の本発明の第2実施例を示す図である。図
4で示す実施例は、図2の実施例と幾分異なっている。不必要な参照番号の重複
を避けるため、図2の部材に対応する図4の部材には、両図において同一の参照
番号を付している。
さて、図4をを参照すると、出力バッファ回路80の第2の実施例が示されて
いる。本発明の第2の実施例によると、I/Oパッド18は、ソースがアースに
接続されたNチャンネルMOSプルダウントランジスタ20によってロー論理レ
ベルに引き下げられるとともに、ソースが3.3ボルトのVccに接続されたPチ
ャンネルMOSプルアップトランジスタ70によってハイ論理レベルに引き上げ
られる。PチャンネルMOSプルアップトランジスタ70は、5ボルトのVccに
接続されたNウェル内に配置されている。ここでさらに完全に開示するように、
NチャンネルMOSプルダウントランジスタ20のゲートは、イネーブルロジッ
クブロック16からの信号によって駆動され、PチャンネルMOSプルアップト
ランジスタ70は、レベルシフタブロック14を介してイネーブルロジックブロ
ック16からの信号によって駆動される。
レベルシフタブロック14は、第1,第2の交差接続されたPチャンネルMO
Sトランジスタ30,32が5ボルトのVccに接続されて内部に配置されたNウ
ェル及びソースを有する互いに交差接続された第1,第2のPチャンネルMOS
トランジスタ30,32を有する。第1のPチャンネルMOSトランジスタ30
のドレインは、第1のNチャンネルMOSトランジスタ34のドレインに接続さ
れている。第2のPチャンネルMOSトランジスタ32のドレインは、第2のN
チャンネルMOSトランジスタ36のドレインに接続されている。第1のPチャ
ン
ネルMOSトランジスタ30のゲートは、第2のPチャンネルMOSトランジス
タ32と第2にNチャンネルMOSトランジスタ36の共通ドレイン接続部に接
続されている。第2のPチャンネルMOSトランジスタ32のゲートは、第1の
PチャンネルMOSトランジスタ30と第1のNチャンネルMOSトランジスタ
34の共通ドレイン接続部に接続されている。第1のPチャンネルMOSトラン
ジスタ30のゲートと第2のPチャンネルMOSトランジスタ32及び第2のN
チャンネルMOSトランジスタ36のドレインからなる接続点は、トーテムポー
ルブロック12内にあるPチャンネルMOSソースフォロワ・プルアップトラン
ジスタ70に接続されている。インバータ38は、第1のNチャンネルMOSト
ランジスタのゲートと、第2のNチャンネルMOSトランジスタ36のゲートと
の間に接続されている。レベルシフタブロック14は、イネーブルロジック16
から第1のNチャンネルMOSトランジスタ34のゲートへの信号、及びイネー
ブルロジック16からインバータ38を経て第2のNチャンネルMOSトランジ
スタ36ゲートへの信号によって駆動される。
イネーブルロジックブロック16は、イネーブルロジックブロック16への入
力信号に応じて、トーテムポールブロック12の出力がロー論理レベル、ハイ論
理レベル又は高インピーダンス状態のいずれかになるように強制する。イネーブ
ルロジックブロック16への入力は、データ入力と、大域イネーブル入力と、出
力イネーブル入力である。大域イネーブル入力は、夫々の出力バッファ回路に同
時に伝えられる大域出力選択信号に応答し、出力イネーブル入力は、個々の出力
選択信号に応答する。出力バッファ回路での大域イネーブル入力と出力イネーブ
ル入力の使用は、当業者によく知られている。イネーブルロジックブロック16
において、データ入力がナンドゲート40の第1の入力であり、大域イネーブル
入力がアンドゲート42の第1の入力であり、出力イネーブル入力が第1のアン
ドゲート42の第2の入力であり、第1のアンドゲート42の出力がナンドゲー
ト40の第2の入力である。
ナンドゲート40の出力は、レベルシフタブロック14内の第1のNチャンネ
ルMOSトランジスタ34のゲートを駆動するとともに、レベルシフタブロック
14内の第1と第2のNチャンネルMOSトランジスタ34,36との間に接続
されたインバータ38を介して第2のNチャンネルMOSトランジスタ36のゲ
ートを駆動する。第1アンドゲート42の出力及びナンドゲート40の出力は、
第2のアンドゲート44の第1及び第2の入力に夫々接続される。第2のアンド
ゲート44の出力は、トーテムポールブロック12内のNチャンネルMOSプル
ダウントランジスタ20のゲートを駆動する。
3.3ボルトのVccは、レベルシフタブロック14内のインバータ38と、ナ
ンドゲート40と、イネーブルロジックブロック16内の第1アンドゲート42
及び第2ナンドゲート44と、トーテムポールブロック12内のPチャンネルM
OSプルアップトランジスタ70とに供給される。5ボルトのVccは、交差接続
された第1,第2のPチャンネルMOSトランジスタ30,32のソースと、交差
接続された第1,第2PチャンネルMOSトランジスタ30,32とPチャンネル
MOSプルアップトランジスタ70とが内部に配置されたNウェルに供給される
。
交差接続された第1,第2のPチャンネルMOSトランジスタ30,32のゲー
ト酸化膜は、5ボルトのVccのために見積もられた厚みを有する。第2の好まし
い実施例では、レベルシフタブロック14内の第1,第2のNチャンネルMOS
トランジスタ34,36と、トーテムポールブロック12内のNチャンネルMO
Sプルダウントランジスタ20及びPチャンネルMOSプルアップトランジスタ
70とは、既に説明したようにLGOトランジスタである。
出力バッファ回路80の出力は、イネーブルロジック16の入力における入力
信号に依存している。大域イネーブル信号又は出力イネーブル信号のいずれかが
ローの場合、第1のアンドゲート42の出力はローである。この場合、第1のナ
ンドゲート40の出力がハイになり、第2のアンドゲート44の出力はローにな
る。第2のアンドゲート44のロー出力は、NチャンネルMOSプルダウントラ
ンジスタ20をターンオフする。ナンドゲート40のハイ出力は、レベルシフタ
ブロック14内の第1のNチャンネルMOSトランジスタ34をターンオンさせ
、レベルシフタブロック14内の第2のNチャンネルMOSトランジスタ36を
インバータ38を介してターンオフさせる。
第1のNチャンネルMOSトランジスタ34のドレインが交差接続されたトラ
ンジスタ対の第2のPチャンネルMOSトランジスタ32のゲートに接続されて
いるので、NチャンネルMOSトランジスタ34がターンオンすると、このトラ
ンジスタのドレインがアースに接続され、このドレインのアースへの接続が、第
2のPチャンネルMOSトランジスタ32をターンオンさせる。このターンオン
の結果、第2のPチャンネルMOSトランジスタ32のドレインは、5ボルトに
引き上げられる。第2のNチャンネルMOSトランジスタ36のターンオフは、
交差接続されたトランジスタ対の第1のPチャンネルMOSトランジスタ30を
もターンオフさせる。このとき、第2のPチャンネルMOSトランジスタ32の
ドレイン5ボルトが、第1のPチャンネルMOSトランジスタ30のゲートに印
加される。PチャンネルMOSプルアップトランジスタ70は、第1Pチャンネ
ルMOSトランジスタ30のゲートと,第2のPチャンネルMOSトランジスタ
32及び第2のNチャンネルMOSトランジスタ36のドレインとからなるレベ
ルシフタブロック14内の接続点に接続されているが、このような状況下でター
ンオフし、出力パッド18は高インピーダンス状態になる。
大域イネーブル信号と出力イネーブル信号の双方がハイの場合、トーテムポー
ルブロック12の出力は、データ入力での入力信号に従う。大域イネーブル入力
と出力イネーブル入力の両信号がハイになると、第1のアンドゲート42の出力
がハイになる。第1のアンドゲート42のハイ出力は、ナンドゲート40と第2
のアンドゲート44の双方の出力を、データ入力の補数とする。
第2のアンドゲート44からのロー出力は、トーテムポールブロック12内の
NチャンネルMOSプルダウントランジスタ20をターンオフさせ、ナンドゲー
ト40からのロー出力は、レベルシフタ14を介してトーテムポール12内のP
チャンネルMOSプルアップトランジスタ70をターンオンさせて、出力パッド
18の論理レベルをハイにする。
レベルシフタブロック14において、ナンドゲート40のロー出力は、レベル
シフタブロック14内の第1のNチャンネルMOSトランジスタ34をターンオ
フさせ、インバータ38を介してレベルシフタ14内の第2のNチャンネルMO
Sトランジスタ36をターンオンさせる。ターンオンした第2のNチャンネルM
OSトランジスタ36は、そのドレインをアースに接続し、このドレインのアー
スへの接続は第2のNチャンネルMOSトランジスタ36のドレインが交差接続
されたトランジスタ対の第1PチャンネルMOSトランジスタ30のゲートに接
続されているので、第1のPチャンネルMOSトランジスタ30をターンオンさ
せる。このターンオンの結果、第1のPチャンネルMOSトランジスタ30のド
レインは、5ボルトに引き上げられる。ターンオフした第1のNチャンネルMO
Sトランジスタ34は、第1のPチャンネルMOSトランジスタ30のドレイン
の5ボルトが第2のPチャンネルMOSトランジスタ32のゲートに印加される
ので、交差接続されたトランジスタ対の第2のPチャンネルMOSトランジスタ
32をターンオフさせる。トーテムポール内のPチャンネルMOSソースフォロ
ワ・プルアップトランジスタ70は、第1のPチャンネルMOSトランジスタ3
0のゲートと第1のPチャンネルMOSトランジスタ30及び第2のNチャンネ
ルMOSトランジスタ32のドレインからなるレベルシフタ14内の接続点に接
続されているが、このような状況下で、I/Oパッド18は、ハイ論理レベルに
なる。
第2のアンドゲート44からのハイ出力は、トーテムポールブロック12内の
NチャンネルMOSプルダウントランジスタ20をターンオンさせ、ナンドゲー
ト40からのハイ出力は、レベルシフタブロック14を介してトーテムポールブ
ロック12内のPチャンネルMOSプルアップトランジスタ70を上述のように
ターンオフさせる。これが、出力パッド18の論理レベルをローにする。
当業者が図4を検討すれば容易に理解できるように、5ボルトのVccに接続さ
れるNウェル内に配置されたPチャンネルMOSプルアップトランジスタ70を
プルアップデバイスとして使用することは、3.3ボルトと5ボルトのデバイス
の双方を出力パッド18に接続することを可能にする。Nウェルが5ボルトのVcc
に接続されているので、出力パッド18に接続されているPチャンネルMOS
プルアップトランジスタ70のP形ドレイン領域が、他のデバイスによって5ボ
ルトで駆動された場合、PチャンネルMOSプルアップトランジスタ70内の接
合ダイオードの順バイアスはなくなるであろう。さらに、上記出力パッドの電圧
は、PチャンネルMOSプルアップトランジスタ70をターンオフさせるために
,レベルシフタブロック14によってPチャンネルMOSプルアップトランジス
タ70のゲートに供給される電圧よりも高くないので、出力パッドが5ボルトで
駆動されても、PチャンネルMOSプルアップトランジスタ70はターンオンし
ない。
交差接続された第1,第2のPチャンネルMOSトランジスタ30,32のゲー
ト酸化膜の厚みが、5ボルトのVccのために見積られていることは、当業者に理
解されるべきである。さらに、レベルシフタブロック14内の第1,第2のNチ
ャンネルMOSトランジスタ34,36と、トーテムポール出力ブロック12内
のNチャンネルMOSプルダウントランジスタ20及びPチャンネルMOSプル
アップトランジスタ70とは、第2の実施例においては、図3で示されるLGO
トランジスタである。レベルシフタブロック14内の第1,第2のNチャンネル
MOSトランジスタ34,36と、トーテムポール出力ブロック12内のNチャ
ンネルMOSプルダウントランジスタ20及びPチャンネルMOSプルアップト
ラ
ンジスタ70とは、この技術分野で周知の従来の低電圧MOSトランジスタにす
ることができることもまた理解されるべきである。
本発明の実施例と適用が既に示され,説明されたが、上述の内容以上のより多
くの変更が、本発明の概念から離れることなく可能であることは、当業者に明白
であろう。従って、本発明は、添付の請求の範囲の趣旨以外によって制限される
ことはない。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1.第2のVcc電圧を必要とする多ロジックファミリからなるデバイスとインタ ーフェイス接続できる第1のVccを有する集積回路のための出力バッファ回路に おいて、 データ入力と、出力イネーブル入力と、第1,第2の出力とを有するイネーブ ルロジック回路と、 上記イネーブルロジック回路の上記第1の出力に接続された入力と、出力とを 有するレベルシフタと、 上記レベルシフタの出力に接続された第1の入力と、上記イネーブルロジック 回路の第2の出力に接続された第2の入力と、出力パッドに接続された出力とを 有するトーテムポールとを備えたことを特徴とする出力バッファ回路。 2.請求項1に記載の出力バッファ回路において、上記イネーブルロジック回路 は、 上記データ入力としての第1の入力と、上記出力イネーブル入力としての第2 の入力と、上記第1の出力としての出力とを有するナンド(否定積)ゲートと、 上記ナンドゲートの出力に接続された第1の入力と、上記出力イネーブル入力 に接続された第2の入力と、上記第2の出力としての出力とを有するアンド(論 理積)ゲートを備えたことを特徴とする出力バッファ回路。 3.請求項1に記載の出力バッファ回路において、上記イネーブルロジック回路 は、大域イネーブル入力をさらに備えたことを特徴とする出力バッファ回路。 4.請求項1に記載の出力バッファ回路において、上記イネーブルロジック回路 は、 上記データ入力の接続点としての第1の入力と、第2の入力と、上記第1の出 力としての出力とを有するナンドゲートと、 上記大域イネーブル入力としての第1の入力と、上記出力イネーブル入力とし ての第2の入力と、上記ナンドゲートの第2の入力に接続された出力とを有する 第1のアンドゲートと、 上記ナンドゲートの出力に接続された第1の入力と、上記第1のアンドゲート の出力に接続された第2の入力と、上記第2の出力としての出力とを有する第2 のアンドゲートとを備えたことを特徴とする出力バッファ回路。 5.請求項1に記載の出力バッファ回路において、上記レベルシフタは、 第3のVccに接続された夫々のソースとドレインとゲートとを有する第1,第 2のPチャンネルMOSトランジスタであって、上記第1のPチャンネルMOS トランジスタのゲートが、上記第2のPチャンネルMOSトランジスタのドレイ ンに接続され、上記第2のPチャンネルMOSトランジスタのゲートが、上記第 1のPチャンネルMOSトランジスタのドレインに接続されて、上記交差接続さ れたトランジスタ対を形成する第1,第2のPチャンネルMOSトランジスタと 、 アース電位に接続された夫々のソースとドレインとゲートとを有する第1,第 2のNチャンネルMOSトランジスタであって、上記第1のNチャンネルMOS トランジスタのドレインが、上記第1のPチャンネルMOSトランジスタのドレ インに接続されて、上記出力としての第1の接続点を形成するとともに、上記第 2のNチャンネルMOSトランジスタのドレインが、上記第2のPチャンネルM OSトランジスタのドレインに接続されて、第2の接続点を形成する第1,第2 のNチャンネルMOSトランジスタと、 上記第1のNチャンネルMOSトランジスタのゲートと上記イネーブルロジッ ク回路の第1の出力に接続された入力と、上記第2のNチャンネルMOSトラン ジスタのゲートに接続された出力とを有するインバータとを備えたことを特徴と する出力バッファ回路。 6.請求項1に記載の出力バッファ回路において、上記第1のVccは、3.3ボ ルトが基準であり、上記第2のVccは、5ボルトが基準であることを特徴とする 出力バッファ回路。 7.請求項5に記載の出力バッファ回路において、上記第3のVccは、3.3ボ ルトが基準であることを特徴とする出力バッファ回路。 8.請求項5に記載の出力バッファ回路において、上記第2のVccは、上記第3 のVccと同一であることを特徴とする出力バッファ回路。 9.請求項5に記載の出力バッファ回路において、上記第2のVccと上記第3の Vccは、5ボルトが基準であることを特徴とする出力バッファ回路。 10.請求項1に記載の出力バッファ回路において、上記出力トーテムポールは 、 第3のVccに接続されたドレインと、ソースと、上記第1の入力としてのゲー トとを有するNチャンネルMOSプルアップトランジスタと、 アース電位に接続されたソースと、上記NチャンネルMOSプルアップトラン ジスタのソースに接続されて,上記出力接続点を形成するドレインと、上記第2 の入力としてのゲートとを有するNチャンネルMOSプルダウントランジスタと を備えたことを特徴とする出力バッファ回路。 11.請求項10に記載の出力バッファ回路において、上記第3のVccは、3. 3ボルトが基準であることを特徴とする出力バッファ回路。 12.請求項10に記載の出力バッファ回路において、上記第1のVccは、上記 第3のVccと同一であることを特徴とする出力バッファ回路。 13.請求項10に記載の出力バッファ回路において、上記第1のVccと上記第 3のVccは、3.3ボルトが基準であることを特徴とする出力バッファ回路。 14.請求項1に記載の出力バッファ回路において、上記出力トーテムポールは 、 第3のVccに接続されたソースと、ドレインと、上記第1の入力としてのゲー トとを有するPチャンネルMOSプルアップトランジスタであって、第4のVcc に接続されたNウェル内に配置されたPチャンネルMOSプルアップトランジス タと、 アース電位に接続されたソースと、上記PチャンネルMOSプルアップトラン ジスタの上記ドレインに接続されて上記出力接続点を形成するドレインと、上記 第2の入力としてのゲートとを有するNチャンネルMOSプルダウントランジス タとを備えたことを特徴とする出力バッファ回路。 15.請求項14に記載の出力バッファ回路において、上記第3のVccは、3. 3ボルトが基準であることを特徴とする出力バッファ回路。 16.請求項14に記載の出力バッファ回路において、上記第1のVccは、上記 第3のVccと同一であることを特徴とする出力バッファ回路。 17.請求項14に記載の出力バッファ回路において、上記第2のVccは、上記 第4のVccと同一であることを特徴とする出力バッファ回路。 18.請求項14に記載の出力バッファ回路において、上記第1のVccと上記第 3のVccは、5ボルトが基準あることを特徴とする出力バッファ回路。 19.請求項14に記載の出力バッファ回路において、上記第2のVccと上記第 4のVccは、5ボルトが基準あることを特徴とする出力バッファ回路。 20.第2のVcc電圧を必要とする多ロジックファミリからなるデバイスとイン ターフェイス接続できる第1のVccを有する集積回路のための出力バッファ回路 において、 第3のVccに接続された夫々のソースとドレインとゲートとを有する第1,第 2のPチャンネルMOSトランジスタであって、第1のPチャンネルMOSトラ ンジスタのゲートが、上記第2のPチャンネルMOSトランジスタのドレインに 接続され、第2のPチャンネルMOSトランジスタのゲートが、上記第1のPチ ャンネルMOSトランジスタのドレインに接続されて、交差接続されたトランジ スタ対を形成する第1,第2のPチャンネルMOSトランジスタと、 アース電位に接続された夫々のソースとドレインとゲートとを有する第1,第 2のNチャンネルMOSトランジスタであって、上記第1のNチャンネルMOS トランジスタが、上記第1のPチャンネルMOSトランジスタのドレインに接続 されて第1の接続点を形成するとともに、上記第2のNチャンネルMOSトラン ジスタのドレインが、上記第2のPチャンネルMOSトランジスタのドレインに 接続されて、第2の接続点を形成する第1,第2のNチャンネルMOSトランジ スタと、 上記第1のNチャンネルMOSトランジスタのゲートに接続された入力と、上 記第2のNチャンネルMOSトランジスタのゲートに接続された出力とを有する インバータと、 第4のVccに接続されたドレインと、ソースと、上記第1の接続点に接続され たゲートとを有するNチャンネルMOSプルアップトランジスタと、 アース電位に接続されたソースと、上記NチャンネルMOSプルアップトラン ジスタの上記ソースに接続されて,上記出力接続点を形成するドレインと、ゲー トとを有するNチャンネルMOSプルダウントランジスタと、 上記インバータの上記入力と上記NチャンネルMOSプルダウントランジスタ の上記ゲートとに出力信号を印加するための手段とを備えたことを特徴とする出 力バッファ回路。 21.請求項20に記載の出力バッファ回路において、上記第1のVccは、3. 3ボルトが基準であり、上記第2のVccは、5ボルトが基準であることを特徴と する出力バッファ回路。 22.請求項20に記載の出力バッファ回路において、上記第3のVccは、5ボ ルトが基準であることを特徴とする出力バッファ回路。 23.請求項20に記載の出力バッファ回路において、上記第4のVccは、3. 3ボルトが基準であることを特徴とする出力バッファ回路。 24.請求項20に記載の出力バッファ回路において、上記第1のVccは、上記 第4のVccと同一であることを特徴とする出力バッファ回路。 25.請求項20に記載の出力バッファ回路において、上記第2のVccは、上記 第3のVccと同一であることを特徴とする出力バッファ回路。 26.請求項20に記載の出力バッファ回路において、上記第1のVccと上記第 4のVccは、3.3ボルトが基準であることを特徴とする出力バッファ回路。 27.請求項20に記載の出力バッファ回路において、上記第2のVccと上記第 3のVccは、3.3ボルトが基準であることを特徴とする出力バッファ回路。 28.請求項20に記載の出力バッファ回路において、出力信号を印加するため の上記手段は、 データ入力接続点に接続された第1の入力と、出力イネーブル信号接続点に接 続された第2の入力と、上記インバータの入力に接続された出力とを有するナン ドゲートと、 上記ナンドゲートの出力に接続された第1の入力と、上記イネーブル信号接続 点に接続された第2の入力と、上記NチャンネルMOSプルダウントランジスタ の上記ゲートに接続された出力とを有するアンドゲートとを備えることを特徴と する出力バッファ回路。 29.請求項20に記載の出力バッファ回路において、出力信号を印加するため の上記手段は、 データ入力接続点に接続された第1の入力と、第2の入力と、上記インバータ の入力に接続された出力とを有するナンドゲートと、 大域イネーブル信号接続点に接続された第1の入力と、出力イネーブル信号接 続点に接続された第2の入力と、上記ナンドゲートの第2の入力に接続された出 力とを有する第1のアンドゲートと、 上記ナンドゲートの出力に接続された第1の入力と、上記第1のアンドゲート の出力に接続された第2の入力と、上記NチャンネルMOSプルダウントランジ スタに接続された出力とを有する第2のアンドゲートとを備えることを特徴とす る出力バッファ回路。 30.第2のVcc電圧を必要とする多ロジックファミリからなるデバイスとイン ターフェイス接続できる第1のVccを有する集積回路のための出力バッファ回路 において、 第3のVccに接続された夫々のソースとドレインとゲートとを有する第1,第 2のPチャンネルMOSトランジスタであって、上記第1のPチャンネルMOS トランジスタのゲートが、上記第2のPチャンネルMOSトランジスタのドレイ ンに接続され、上記第2のPチャンネルMOSトランジスタのゲートが、上記第 1のPチャンネルMOSトランジスタのドレインに接続されて、交差接続された トランジスタ対を形成する第1,第2のPチャンネルMOSトランジスタと、 アース電位に接続された夫々のソースとドレインとゲートとを有する第1,第 2のNチャンネルMOSトランジスタであって、上記第1のNチャンネルMOS トランジスタが、上記第1のPチャンネルMOSトランジスタのドレインに接続 されて第1の接続点を形成するとともに、上記第2のNチャンネルMOSトラン ジスタのドレインが、上記第2のPチャンネルMOSトランジスタのドレインに 接続されて、第2の接続点を形成する第1,第2のNチャンネルMOSトランジ スタと、 上記第1のNチャンネルMOSトランジスタのゲートに接続された入力と、上 記第2のNチャンネルMOSトランジスタのゲートに接続された出力とを有する インバータと、 第4のVccに接続されたソースと、ドレインと、上記第2の接続点に接続され たゲートとを有するとともに、第5のVccに接続されたNウェル内に配置された PチャンネルMOSプルアップトランジスタと、 アース電位に接続されたソースと、上記PチャンネルMOSプルアップトラン ジスタの上記ドレインに接続されて,出力接続点を形成するドレインと、ゲート とを有するNチャンネルMOSプルダウントランジスタと、 上記インバータの上記入力と上記NチャンネルMOSプルダウントランジスタ の上記ゲートとに出力信号を印加するための手段とを備えたことを特徴とする出 力バッファ回路。 31.請求項30に記載の出力バッファ回路において、上記第1のVccは、3. 3ボルトが基準であり、上記第2のVccは、5ボルトが基準であることを特徴と する出力バッファ回路。 32.請求項30に記載の出力バッファ回路において、上記第3のVccは、5ボ ルトが基準であることを特徴とする出力バッファ回路。 33.請求項30に記載の出力バッファ回路において、上記第4のVccは、3. 3ボルトが基準であることを特徴とする出力バッファ回路。 34.請求項30に記載の出力バッファ回路において、上記第5のVccは、5ボ ルトが基準であることを特徴とする出力バッファ回路。 35.請求項30に記載の出力バッファ回路において、上記第1のVccは、上記 第4のVccと同一であることを特徴とする出力バッファ回路。 36.請求項30に記載の出力バッファ回路において、上記第2のVccと、上記 第3のVccと、上記第5のVccとは同一であることを特徴とする出力バッファ回 路。 37.請求項30に記載の出力バッファ回路において、上記第1のVccと上記第 4のVccは、3.3ボルトが基準であることを特徴とする出力バッファ回路。 38.請求項30に記載の出力バッファ回路において、上記第2のVccと上記第 3のVccは、3.3ボルトが基準であることを特徴とする出力バッファ回路。 39.請求項30に記載の出力バッファ回路において、上記出力信号を印加する ための手段は、 データ入力接続点に接続された第1の入力と、イネーブル信号接続点に接続さ れた第2の入力と、上記インバータの入力に接続された出力とを有するナンドゲ ートと、 上記ナンドゲートの出力に接続された第1の入力と、イネーブル信号接続点に 接続された第2の入力と、上記NチャンネルMOSプルダウントランジスタのゲ ートに接続された出力とを有するアンドゲートを備えることを特徴とする出力バ ッファ回路。 40.低電圧ゲートオフセットMOSトランジスタであって、 第1の導電型の基板と、 上記基板内のチャンネルを形成する第1の領域上に配置された低電圧ゲート酸 化膜と、 上記低電圧ゲート酸化膜上に配置されたゲートと、 第2の導電型で強くドープされ、かつ上記チャンネルに第1の側で接するソー スを形成する上記基板の第2の領域と、 上記第2の導電型で弱くドープされ、かつ上記チャンネルに第2の側で接して ドレインの第1の部分を形成する上記基板の第3の領域と、 上記第2の導電型で強くドープされ、かつ上記チャンネルから上記第2の側で 隔ってドレインの第2の部分を形成する上記基板の第4の領域とを備えたことを 特徴とする低電圧ゲートオフセットMOSトランジスタ。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US08/673,701 | 1996-06-25 | ||
US08/673,701 US5952847A (en) | 1996-06-25 | 1996-06-25 | Multiple logic family compatible output driver |
PCT/US1997/010683 WO1997050176A1 (en) | 1996-06-25 | 1997-06-20 | Multiple logic family compatible output driver |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11511943A true JPH11511943A (ja) | 1999-10-12 |
Family
ID=24703763
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10503365A Pending JPH11511943A (ja) | 1996-06-25 | 1997-06-20 | 多ロジックファミリのための互換性出力ドライバ |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5952847A (ja) |
EP (1) | EP0847624A4 (ja) |
JP (1) | JPH11511943A (ja) |
KR (1) | KR19990044040A (ja) |
WO (1) | WO1997050176A1 (ja) |
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- 1997-06-20 WO PCT/US1997/010683 patent/WO1997050176A1/en not_active Application Discontinuation
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WO1997050176A1 (en) | 1997-12-31 |
KR19990044040A (ko) | 1999-06-25 |
EP0847624A1 (en) | 1998-06-17 |
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