JPH11332233A - 電流共振型スイッチング電源 - Google Patents
電流共振型スイッチング電源Info
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- JPH11332233A JPH11332233A JP10204769A JP20476998A JPH11332233A JP H11332233 A JPH11332233 A JP H11332233A JP 10204769 A JP10204769 A JP 10204769A JP 20476998 A JP20476998 A JP 20476998A JP H11332233 A JPH11332233 A JP H11332233A
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
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- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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- H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
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- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電流共振型スイッチング電源の効率を改善す
る。 【解決手段】 スイッチング電源はＭＯＳトランジスタ
Ｑ１、Ｑ２が交互にオンとなることによって、トランス
の１次巻線Ｌ1 に共振電流が流れ、２次側に交番電力が
転送される。そして、２次巻線Ｌ2 に発生した交番電圧
は、２次巻線を巻き上げた電圧によって、その極性が正
の期間にそれぞれＭＯＳトランジスタＱ３、及びＭＯＳ
トランジスタＱ４が導通するようにゲート電圧が印加さ
れ、コンデンサＣ0 にはチョークコイルＬｃを介して整
流電流ｉｄ３，ｉｄ４が流れ込み同期整流が行われる。
反転時に平滑コンデンサの電圧が交番出力電圧より高く
なると、ＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４に逆電流が流れ
るが、チョークコイルＬｃの逆起電力によって反転時の
逆電流が抑圧され、スイッチング電源の効率が低下する
ことを防止することができる。
る。 【解決手段】 スイッチング電源はＭＯＳトランジスタ
Ｑ１、Ｑ２が交互にオンとなることによって、トランス
の１次巻線Ｌ1 に共振電流が流れ、２次側に交番電力が
転送される。そして、２次巻線Ｌ2 に発生した交番電圧
は、２次巻線を巻き上げた電圧によって、その極性が正
の期間にそれぞれＭＯＳトランジスタＱ３、及びＭＯＳ
トランジスタＱ４が導通するようにゲート電圧が印加さ
れ、コンデンサＣ0 にはチョークコイルＬｃを介して整
流電流ｉｄ３，ｉｄ４が流れ込み同期整流が行われる。
反転時に平滑コンデンサの電圧が交番出力電圧より高く
なると、ＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４に逆電流が流れ
るが、チョークコイルＬｃの逆起電力によって反転時の
逆電流が抑圧され、スイッチング電源の効率が低下する
ことを防止することができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源回
路に係わり、特に電流共振型スイッチング電源において
２次側に得られる出力電圧を同期整流方式とする際に有
用なスイッチング電源に関するものである。
路に係わり、特に電流共振型スイッチング電源において
２次側に得られる出力電圧を同期整流方式とする際に有
用なスイッチング電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、地球環境の省エネルギー化にとも
なって各種のスイッチング電源の一層の高効率化と低ノ
イズ化が求められている。特に、コンピュータ、通信機
器等の電源回路としては低電圧出力においても高い効率
を維持し、かつノイズの少ないｄｃ−ｄｃコンバータが
要求されている。
なって各種のスイッチング電源の一層の高効率化と低ノ
イズ化が求められている。特に、コンピュータ、通信機
器等の電源回路としては低電圧出力においても高い効率
を維持し、かつノイズの少ないｄｃ−ｄｃコンバータが
要求されている。
【０００３】ところで、一般的には低電圧出力にする
と、同一の消費電力を有する場合は出力電流が大電流化
することになり、ｄｃ−ｄｃコンバータの場合は２次側
の整流ダイオードによる抵抗損失が大きな電力損失を示
すようになる。そこで、比較的ノイズが少なくかつ高効
率とされている電流共振型スイッチング電源と、２次側
の出力を低オン抵抗となるようなトランジスタを同期整
流方式で駆動して直流出力電圧を得ることが考えられて
いる。
と、同一の消費電力を有する場合は出力電流が大電流化
することになり、ｄｃ−ｄｃコンバータの場合は２次側
の整流ダイオードによる抵抗損失が大きな電力損失を示
すようになる。そこで、比較的ノイズが少なくかつ高効
率とされている電流共振型スイッチング電源と、２次側
の出力を低オン抵抗となるようなトランジスタを同期整
流方式で駆動して直流出力電圧を得ることが考えられて
いる。
【０００４】図４はこのような組み合わせからなるスイ
ッチング電源回路の一例を示したものであって、Ｑ１、
Ｑ２は直列接続されているＭＯＳＦＥＴからなるスイッ
チング素子、Ｔは１次側のスイッチング電力を２次側に
転送する絶縁トランスである。ＩＣは前記スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２を交互に開閉するための電源コントロー
ル回路を示し、通常は図示されていない電圧検出手段に
よって出力電圧Ｖ0 と基準電圧を比較しながら、スイッ
チング素子のスイッチング周波数を可変できるように構
成し、出力電圧Ｖ0 を定電圧化することができるように
制御するものである。
ッチング電源回路の一例を示したものであって、Ｑ１、
Ｑ２は直列接続されているＭＯＳＦＥＴからなるスイッ
チング素子、Ｔは１次側のスイッチング電力を２次側に
転送する絶縁トランスである。ＩＣは前記スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２を交互に開閉するための電源コントロー
ル回路を示し、通常は図示されていない電圧検出手段に
よって出力電圧Ｖ0 と基準電圧を比較しながら、スイッ
チング素子のスイッチング周波数を可変できるように構
成し、出力電圧Ｖ0 を定電圧化することができるように
制御するものである。
【０００５】スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の出力は絶縁
トランスＴの１次巻線Ｌ1 と共振コンデンサＣ1 に供給
されている。そして、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が交
互に開閉すると、トランスＴのリーケージインダクタン
スと共振する共振コンデンサＣ1 を充放電する電流によ
ってトランスの１次巻線Ｌ1 がドライブされ、図５のよ
うに１次巻線Ｌ1 に印加されている電圧Ｖ1 が２次巻線
Ｌ2 にＶ2 として誘起され、通常のｄｃ−ｄｃコンバー
タの場合は１組の整流用のダイオードによって全波整流
が行われる。
トランスＴの１次巻線Ｌ1 と共振コンデンサＣ1 に供給
されている。そして、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が交
互に開閉すると、トランスＴのリーケージインダクタン
スと共振する共振コンデンサＣ1 を充放電する電流によ
ってトランスの１次巻線Ｌ1 がドライブされ、図５のよ
うに１次巻線Ｌ1 に印加されている電圧Ｖ1 が２次巻線
Ｌ2 にＶ2 として誘起され、通常のｄｃ−ｄｃコンバー
タの場合は１組の整流用のダイオードによって全波整流
が行われる。
【０００６】しかしながら、出力電圧が低い場合は比較
的オン抵抗の高い整流ダイオードによる損失がかなり大
きいものになるため、図４に示されているように整流ダ
イオードに変えてＮチャンネルのＭＯＳトランジスタＱ
３、Ｑ４を使用して同期方式で全波整流を行い平滑コン
デンサＣ0 から直流電圧Ｖ0 を出力する回路を構成する
ことが知られている。
的オン抵抗の高い整流ダイオードによる損失がかなり大
きいものになるため、図４に示されているように整流ダ
イオードに変えてＮチャンネルのＭＯＳトランジスタＱ
３、Ｑ４を使用して同期方式で全波整流を行い平滑コン
デンサＣ0 から直流電圧Ｖ0 を出力する回路を構成する
ことが知られている。
【０００７】この図４の回路の場合は、平滑コンデンサ
Ｃ0 にＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４を介して低抵抗で
全波整流電圧が充電されるので比較的低電圧の直流電圧
Ｖ0を効率的に出力することができる。なお、ＤはＭＯ
ＳトランジスタＱ３、ＭＯＳトランジスタＱ４の構造か
ら形成されている寄生ダイオードを示している。
Ｃ0 にＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４を介して低抵抗で
全波整流電圧が充電されるので比較的低電圧の直流電圧
Ｖ0を効率的に出力することができる。なお、ＤはＭＯ
ＳトランジスタＱ３、ＭＯＳトランジスタＱ４の構造か
ら形成されている寄生ダイオードを示している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】スイッチング素子をハ
ーフ接続した電流共振型のスイッチング電源は、ターン
オン時は零電流スイッチングであり、ターンオフ時には
電流共振時になるため、本質的に低ノイズであり、また
スイッチング周波数を変えることによって２次側の出力
電圧Ｖ0 を広く可変できるという特徴があるが、広いレ
ギュレーション範囲を確保するためには全期間で、２次
側に電力を伝達する整流電流連続モードと２次側に電力
を供給しない期間を有する２次側整流不連続モードを持
つ。
ーフ接続した電流共振型のスイッチング電源は、ターン
オン時は零電流スイッチングであり、ターンオフ時には
電流共振時になるため、本質的に低ノイズであり、また
スイッチング周波数を変えることによって２次側の出力
電圧Ｖ0 を広く可変できるという特徴があるが、広いレ
ギュレーション範囲を確保するためには全期間で、２次
側に電力を伝達する整流電流連続モードと２次側に電力
を供給しない期間を有する２次側整流不連続モードを持
つ。
【０００９】ところで、定電圧制御等によってスイッチ
ング周波数が共振周波数に比較して低くなると、前記し
たように２次側整流不連続モードとなり、この場合はス
イッチングの１周期の間で図５に示すように２次側の平
滑コンデンサが充電されない期間ｔ１を生じ、この期間
ｔ１には出力電圧Ｖ0 がトランスの２次電圧Ｖ2 より高
くなる。通常のダイオードによる整流の場合はこのよう
な不連続モードでもダイオードによって逆電流が阻止さ
れるので問題にならないが、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ
の場合は逆方向にも電流が流れるので、この期間がオン
となるように制御されていると、図５に示すように期間
ｔ１の間に負方向の逆方向の電流ｉｄ１，およびｉｄ２
が、それぞれ同期整流型のＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ
４に流れる。そして、この負方向に流れる逆電流ｉｄに
よってＭＯＳトランジスタＱ３，Ｑ４が発熱したり１次
側スイッチング損失が発生するという問題が生じる。
ング周波数が共振周波数に比較して低くなると、前記し
たように２次側整流不連続モードとなり、この場合はス
イッチングの１周期の間で図５に示すように２次側の平
滑コンデンサが充電されない期間ｔ１を生じ、この期間
ｔ１には出力電圧Ｖ0 がトランスの２次電圧Ｖ2 より高
くなる。通常のダイオードによる整流の場合はこのよう
な不連続モードでもダイオードによって逆電流が阻止さ
れるので問題にならないが、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ
の場合は逆方向にも電流が流れるので、この期間がオン
となるように制御されていると、図５に示すように期間
ｔ１の間に負方向の逆方向の電流ｉｄ１，およびｉｄ２
が、それぞれ同期整流型のＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ
４に流れる。そして、この負方向に流れる逆電流ｉｄに
よってＭＯＳトランジスタＱ３，Ｑ４が発熱したり１次
側スイッチング損失が発生するという問題が生じる。
【００１０】そこで、トランスＴの出力電圧や電流を検
出してＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４を制御する論理回
路を組み込み、適切なタイミングでＭＯＳＦＥＴトラン
ジスタＱ３，Ｑ４を導通するようにコントロール回路Ｉ
Ｃ１、ＩＣ２を設けることがが考えられているが、この
ようなコントロール回路ＩＣ１、ＩＣ２は別個に調達す
る必要があるためコストアップとなると共に、回路構成
を複雑にするという問題がある。また、コンデンサＣ0
を充電する充電期間が短くなると、この期間に充電され
る電流のピーク値が高くなり、導通角が狭くなることに
よってスイッチング電源の力率が劣化するという問題が
あった。
出してＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４を制御する論理回
路を組み込み、適切なタイミングでＭＯＳＦＥＴトラン
ジスタＱ３，Ｑ４を導通するようにコントロール回路Ｉ
Ｃ１、ＩＣ２を設けることがが考えられているが、この
ようなコントロール回路ＩＣ１、ＩＣ２は別個に調達す
る必要があるためコストアップとなると共に、回路構成
を複雑にするという問題がある。また、コンデンサＣ0
を充電する充電期間が短くなると、この期間に充電され
る電流のピーク値が高くなり、導通角が狭くなることに
よってスイッチング電源の力率が劣化するという問題が
あった。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源はこのような問題点を軽減するためになされたもので
あって、直流電圧に対してハーフブリッジ接続されたス
イッチング素子を交互に断続する駆動回路と、前記スイ
ッチング素子の接続点から共振コンデンサを介して絶縁
トランスの１次側に交番電圧を印加し、上記絶縁トラン
スの２次巻線から所定の交番電圧が得られるようにした
電流共振型スイッチング電源において、前記２次巻線の
出力側に交互にオンとなるようにタイミングで制御され
る同期整流型ＭＯＳトランジスタを設け、前記同期整流
型ＭＯＳトランジスタで整流された整流電流をチョーク
コイルを介して平滑コンデンサに充電するように構成し
たものである。なお、上記ＭＯＳトランジスタを駆動す
る電圧を供給するための巻線は、電力を出力する２次巻
線と別個に設定することもできる。
源はこのような問題点を軽減するためになされたもので
あって、直流電圧に対してハーフブリッジ接続されたス
イッチング素子を交互に断続する駆動回路と、前記スイ
ッチング素子の接続点から共振コンデンサを介して絶縁
トランスの１次側に交番電圧を印加し、上記絶縁トラン
スの２次巻線から所定の交番電圧が得られるようにした
電流共振型スイッチング電源において、前記２次巻線の
出力側に交互にオンとなるようにタイミングで制御され
る同期整流型ＭＯＳトランジスタを設け、前記同期整流
型ＭＯＳトランジスタで整流された整流電流をチョーク
コイルを介して平滑コンデンサに充電するように構成し
たものである。なお、上記ＭＯＳトランジスタを駆動す
る電圧を供給するための巻線は、電力を出力する２次巻
線と別個に設定することもできる。
【００１２】平滑コンデンサを充電する同期整流型のＭ
ＯＳトランジスタから出力される全波整流電流は、チョ
ークコイルを介して平滑コンデンサを充電するようにし
ているので、整流電流が１周期の間に連続していない不
連続モードの時でも、ＭＯＳトランジスタを介して逆方
向に流れる逆電流をチョークコイルの逆起電圧によって
阻止することができる。
ＯＳトランジスタから出力される全波整流電流は、チョ
ークコイルを介して平滑コンデンサを充電するようにし
ているので、整流電流が１周期の間に連続していない不
連続モードの時でも、ＭＯＳトランジスタを介して逆方
向に流れる逆電流をチョークコイルの逆起電圧によって
阻止することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１は本発明の実施例を示す電流
共振型スイッチング電源回路であって、前記した図４に
示すように、Ｅは供給電源、Ｑ１、Ｑ２はハーフブリッ
ジ接続のスイッチング回路を形成するスイッチング素子
であり、ＭＯＳトランジスタによって構成されている。
そして、そのスイッチング出力はドライブトランスＴの
１次巻線Ｌ1 、共振コンデンサＣ1 を介して供給電源Ｅ
の接地端子に接続されている。
共振型スイッチング電源回路であって、前記した図４に
示すように、Ｅは供給電源、Ｑ１、Ｑ２はハーフブリッ
ジ接続のスイッチング回路を形成するスイッチング素子
であり、ＭＯＳトランジスタによって構成されている。
そして、そのスイッチング出力はドライブトランスＴの
１次巻線Ｌ1 、共振コンデンサＣ1 を介して供給電源Ｅ
の接地端子に接続されている。
【００１４】また、絶縁トランスＴの２次巻線Ｌ2 に誘
起される誘起電圧が同期整流型のＭＯＳトランジスタＱ
３、Ｑ４、およびチョークコイルＬC を介して平滑コン
デンサＣ0 を充電するように全波整流回路を構成してい
る。このスイッチング電源の場合はＭＯＳトランジスタ
Ｑ３、Ｑ４をドライブするために２次巻線Ｌ2 の両端を
巻き上げ、アース点を中心としてＭＯＳトランジスタＱ
３、Ｑ４を２次巻線の誘起電圧の極性に応じて導通する
ように「巻線電圧検出方式」で制御している。
起される誘起電圧が同期整流型のＭＯＳトランジスタＱ
３、Ｑ４、およびチョークコイルＬC を介して平滑コン
デンサＣ0 を充電するように全波整流回路を構成してい
る。このスイッチング電源の場合はＭＯＳトランジスタ
Ｑ３、Ｑ４をドライブするために２次巻線Ｌ2 の両端を
巻き上げ、アース点を中心としてＭＯＳトランジスタＱ
３、Ｑ４を２次巻線の誘起電圧の極性に応じて導通する
ように「巻線電圧検出方式」で制御している。
【００１５】なお、ＩＣはスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２
をドライブするための制御用ＩＣ回路であり、このＩＣ
回路は通常は出力電圧Ｖ0 を一定の電圧に維持するよう
にスイッチング周波数を制御すると共に、スイッチング
電源の異常な温度上昇等を検知してスイッチング動作を
停止させる保護機能を持つことができるようにしてい
る。また抵抗ｒ１、ｒ２はゲート容量に対して適当な時
定数をもたせ、トランジスタのオンタイミングを設定す
る作用を有する。
をドライブするための制御用ＩＣ回路であり、このＩＣ
回路は通常は出力電圧Ｖ0 を一定の電圧に維持するよう
にスイッチング周波数を制御すると共に、スイッチング
電源の異常な温度上昇等を検知してスイッチング動作を
停止させる保護機能を持つことができるようにしてい
る。また抵抗ｒ１、ｒ２はゲート容量に対して適当な時
定数をもたせ、トランジスタのオンタイミングを設定す
る作用を有する。
【００１６】以下、このスイッチング電源の動作を簡単
に説明すると、供給電源Ｅが印加されると、例えばＭＯ
ＳトランジスタＱ１がオン、ＭＯＳトランジスタＱ２が
オフとなるように駆動される。そして、このときに供給
電源ＥからＭＯＳトランジスタＱ１、トランスの１次巻
線Ｌ1 を介して、共振コンデンサＣ1 が充電される。次
に、１次側の共振周期に対応してＭＯＳトランジスタＱ
１がオフ、ＭＯＳトランジスタＱ２がオンとなるように
駆動することにより、トランスの１次巻線Ｌ1 に共振コ
ンデンサＣ1 の共振電流が流れ、２次側に交番電力が転
送される。
に説明すると、供給電源Ｅが印加されると、例えばＭＯ
ＳトランジスタＱ１がオン、ＭＯＳトランジスタＱ２が
オフとなるように駆動される。そして、このときに供給
電源ＥからＭＯＳトランジスタＱ１、トランスの１次巻
線Ｌ1 を介して、共振コンデンサＣ1 が充電される。次
に、１次側の共振周期に対応してＭＯＳトランジスタＱ
１がオフ、ＭＯＳトランジスタＱ２がオンとなるように
駆動することにより、トランスの１次巻線Ｌ1 に共振コ
ンデンサＣ1 の共振電流が流れ、２次側に交番電力が転
送される。
【００１７】２次巻線Ｌ2 に発生した交番電圧は、２次
巻線を巻き上げた電圧によって、例えばその極性が正と
なる期間にそれぞれＭＯＳトランジスタＱ３、及びＭＯ
ＳトランジスタＱ４が導通するようにゲート電圧が印加
され、コンデンサＣ0 にはチョークコイルＬｃを介して
整流電流ｉｄ３，ｉｄ４が流れ込み全波整流が行われ
る。なお、ＤはＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４に寄生す
るダイオードであり、ＭＯＳトランジスタのゲート電圧
がしきい値に達しない期間に電流を流すことができる
が、外部から接続されるものであっても良い。
巻線を巻き上げた電圧によって、例えばその極性が正と
なる期間にそれぞれＭＯＳトランジスタＱ３、及びＭＯ
ＳトランジスタＱ４が導通するようにゲート電圧が印加
され、コンデンサＣ0 にはチョークコイルＬｃを介して
整流電流ｉｄ３，ｉｄ４が流れ込み全波整流が行われ
る。なお、ＤはＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４に寄生す
るダイオードであり、ＭＯＳトランジスタのゲート電圧
がしきい値に達しない期間に電流を流すことができる
が、外部から接続されるものであっても良い。
【００１８】ところで、例えば負荷が変動して出力電圧
が変化すると、定電圧制御によってスイッチング周波数
が共振周波数より低くなるように制御され、前記図５に
示したように不連続な整流モードとなって逆電流が発生
する。しかし、本発明の場合は、図２のスイッチング波
形に示すように、１次側の電圧Ｖ1 に対して２次側に誘
起される電圧はＶ2 のようになり、１次側の電流Ｉ1は
チョークコイルＬｃによってピーク値が抑圧された波形
となる。前記図５のｔ1の期間は、１次側のスイッチン
グ素子が反転していないにも関わらず２次側の平滑コン
デンサに流れる充電電流が途絶える不連続期間になり、
この期間にはＭＯＳトランジスタＱ３がまだオンに駆動
されているため、電流がＭＯＳトランジスタＱ３を逆方
向に流れようとする。
が変化すると、定電圧制御によってスイッチング周波数
が共振周波数より低くなるように制御され、前記図５に
示したように不連続な整流モードとなって逆電流が発生
する。しかし、本発明の場合は、図２のスイッチング波
形に示すように、１次側の電圧Ｖ1 に対して２次側に誘
起される電圧はＶ2 のようになり、１次側の電流Ｉ1は
チョークコイルＬｃによってピーク値が抑圧された波形
となる。前記図５のｔ1の期間は、１次側のスイッチン
グ素子が反転していないにも関わらず２次側の平滑コン
デンサに流れる充電電流が途絶える不連続期間になり、
この期間にはＭＯＳトランジスタＱ３がまだオンに駆動
されているため、電流がＭＯＳトランジスタＱ３を逆方
向に流れようとする。
【００１９】しかしながら、本発明の場合は図２のよう
にａ点においてトランスが磁気的に反転し、ＭＯＳトラ
ンジスタＱ４に電流ｉｄ４が流れ始めるが、このときに
チョークコイルの逆起電力によってＭＯＳトランジスタ
Ｑ３にも電流ｉｄ３が流れ続け、この電流が零になった
ｃ点でＭＯＳトランジスタＱ４のみに電流ｉｄ４が流れ
る状態になる。すなわち、期間ｔ２にはトランスの出力
電圧とチョークコイルのインダクタによる逆起電力がバ
ランスし、電流を連続した方向に流すことになる。
にａ点においてトランスが磁気的に反転し、ＭＯＳトラ
ンジスタＱ４に電流ｉｄ４が流れ始めるが、このときに
チョークコイルの逆起電力によってＭＯＳトランジスタ
Ｑ３にも電流ｉｄ３が流れ続け、この電流が零になった
ｃ点でＭＯＳトランジスタＱ４のみに電流ｉｄ４が流れ
る状態になる。すなわち、期間ｔ２にはトランスの出力
電圧とチョークコイルのインダクタによる逆起電力がバ
ランスし、電流を連続した方向に流すことになる。
【００２０】従って、ＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４に
は電流が零ポイントまで連続的に流れ零電流となったＣ
点ではトランスがすでに反転していることによって逆電
流が流れることはない。図中ｂ点ではＭＯＳトランジス
タＱ３、Ｑ４の関係が逆になり電流が流れることにな
る。
は電流が零ポイントまで連続的に流れ零電流となったＣ
点ではトランスがすでに反転していることによって逆電
流が流れることはない。図中ｂ点ではＭＯＳトランジス
タＱ３、Ｑ４の関係が逆になり電流が流れることにな
る。
【００２１】このように、本発明ではチョークコイルＬ
ｃに逆起電力が発生し、ＭＯＳトランジスタＱ３にいま
まで流れていた電流ｉｄ３は徐々に減衰すると共に、Ｍ
ＯＳトランジスタＱ４を介して電流ｉｄ４が流れる方向
に駆動され、不連続期間となる期間ｔ２の終了時点でチ
ョークコイルＬｃに流れる電流が電流ｉｄ３からｉｄ４
に完全に変換され、逆電流が生じないようにすることが
できる。
ｃに逆起電力が発生し、ＭＯＳトランジスタＱ３にいま
まで流れていた電流ｉｄ３は徐々に減衰すると共に、Ｍ
ＯＳトランジスタＱ４を介して電流ｉｄ４が流れる方向
に駆動され、不連続期間となる期間ｔ２の終了時点でチ
ョークコイルＬｃに流れる電流が電流ｉｄ３からｉｄ４
に完全に変換され、逆電流が生じないようにすることが
できる。
【００２２】以上説明したように、チョークコイルＬｃ
のインダクタンスを適切に定めると、本発明では逆電流
が流れることがないようにできるから、同期整流型のＭ
ＯＳトランジスタのドライブは最も簡単な巻線電圧検出
方式で行うことができる。さらに平滑部にインダクタン
スが挿入されることによって同期整流素子に流れる電流
の流通角が広がり、そのピーク値も抑圧されることにな
る。したがって、これによって力率が改善され、半導体
やトランス、及び平滑用コンデンサによる損失を大幅に
改善することができる。
のインダクタンスを適切に定めると、本発明では逆電流
が流れることがないようにできるから、同期整流型のＭ
ＯＳトランジスタのドライブは最も簡単な巻線電圧検出
方式で行うことができる。さらに平滑部にインダクタン
スが挿入されることによって同期整流素子に流れる電流
の流通角が広がり、そのピーク値も抑圧されることにな
る。したがって、これによって力率が改善され、半導体
やトランス、及び平滑用コンデンサによる損失を大幅に
改善することができる。
【００２３】図３は本発明の他の実施例を示したもので
あって、図１と同一部分は同一の符号としている。この
実施例の場合はＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４をドライ
ブする電圧を出力するために２次巻線と絶縁された独立
の３次巻線Ｌ3 を設け、この３次巻線によって同期整流
型のＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４を駆動するようにし
たものである。又、ＭＯＳトランジスタＱ３，Ｑ４はソ
ース側を接地（ＧＮＤ）とするように接続され、ゲート
ドライブを容易にすることができる。
あって、図１と同一部分は同一の符号としている。この
実施例の場合はＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４をドライ
ブする電圧を出力するために２次巻線と絶縁された独立
の３次巻線Ｌ3 を設け、この３次巻線によって同期整流
型のＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４を駆動するようにし
たものである。又、ＭＯＳトランジスタＱ３，Ｑ４はソ
ース側を接地（ＧＮＤ）とするように接続され、ゲート
ドライブを容易にすることができる。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように本発明の電流共振型
スイッチング電源は、特にハーフブリッジ型の電流共振
型スイッチング電源に同期整流型の整流素子を適応する
際に、同期整流素子に逆電流を流さないようにすること
が簡単な回路によって出来ると共に、挿入されたインダ
クタンスによって整流電流のピーク値が抑圧されるので
整流電流の流通角が広くなり、力率の改善を図ることが
できるという利点もある。
スイッチング電源は、特にハーフブリッジ型の電流共振
型スイッチング電源に同期整流型の整流素子を適応する
際に、同期整流素子に逆電流を流さないようにすること
が簡単な回路によって出来ると共に、挿入されたインダ
クタンスによって整流電流のピーク値が抑圧されるので
整流電流の流通角が広くなり、力率の改善を図ることが
できるという利点もある。
【図１】本発明のスイッチング電源回路の実施例を示す
回路図である。
回路図である。
【図２】図１においてスイッチング動作時の各部の信号
の波形図を示す。
の波形図を示す。
【図３】本発明の他の実施例を示す回路図である。
【図４】電流共振型スイッチング電源に同期整流方式を
採用したときの説明回路図である。
採用したときの説明回路図である。
【図５】同期整流時に発生する逆電流の説明波形図であ
る。
る。
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子、Ｔ 絶縁トランス、Ｃ
1 共振コンデンサ、Ｃ0 平滑コンデンサ、Ｌ1 １
次巻線、Ｌ2 ２次巻線、Ｑ３，Ｑ４ 同期整流用のＭ
ＯＳトランジスタ
1 共振コンデンサ、Ｃ0 平滑コンデンサ、Ｌ1 １
次巻線、Ｌ2 ２次巻線、Ｑ３，Ｑ４ 同期整流用のＭ
ＯＳトランジスタ
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電圧に対してハーフブリッジ接続さ
れたスイッチング素子を交互に断続する駆動回路と、前
記スイッチング素子の接続点から共振コンデンサを介し
て絶縁トランスの１次側に交番電圧を印加し、上記絶縁
トランスの２次巻線から所定の交番電圧が得られるよう
にした電流共振型スイッチング電源において、 前記２次巻線の出力側に交互にオンとなるようなタイミ
ングで制御される一対のＭＯＳトランジスタを設け、 前記一対のＭＯＳトランジスタで整流された整流電流を
チョークコイルを介して平滑コンデンサに充電するよう
に構成したことを特徴とする電流共振型スイッチング電
源。 - 【請求項２】 上記一対のＭＯＳトランジスタは上記２
次巻線と絶縁されている第３の巻線からの電圧によって
駆動されることを特徴とする請求項１に記載の電流共振
型スイッチング電源。 - 【請求項３】 上記スイッチング素子はＭＯＳトランジ
スタによって構成されていることを特徴とする請求項１
又は２に記載の電流共振型スイッチング電源。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20476998A JP4381493B2 (ja) | 1998-03-17 | 1998-07-21 | 電流共振型スイッチング電源 |
| US09/266,263 US6130825A (en) | 1998-03-17 | 1999-03-11 | Current-resonant switching power supply |
| KR1019990008887A KR100572653B1 (ko) | 1998-03-17 | 1999-03-16 | 전류 공진형 스위칭 전원 |
| DE69909354T DE69909354T2 (de) | 1998-03-17 | 1999-03-17 | Stromresonanter Schaltnetzteil |
| EP99105506A EP0944161B1 (en) | 1998-03-17 | 1999-03-17 | Current-resonant switching power supply |
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|---|---|---|---|
| JP10-67326 | 1998-03-17 | ||
| JP6732698 | 1998-03-17 | ||
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11332233A true JPH11332233A (ja) | 1999-11-30 |
| JP4381493B2 JP4381493B2 (ja) | 2009-12-09 |
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| US7400519B2 (en) | 2002-08-29 | 2008-07-15 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Switching power supply |
| JP2020005179A (ja) * | 2018-06-29 | 2020-01-09 | 富士電機株式会社 | 半導体装置 |
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| US6807073B1 (en) | 2001-05-02 | 2004-10-19 | Oltronics, Inc. | Switching type power converter circuit and method for use therein |
| AU2002360779A1 (en) * | 2001-12-28 | 2003-07-24 | Northeastern University | Dc-dc converters providing reduced deadtime |
| US6909267B2 (en) * | 2001-12-31 | 2005-06-21 | Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. | Logic controlled high voltage resonant switching power supply |
| EP1590878A4 (en) * | 2003-02-04 | 2006-05-10 | Celetronix Usa Inc | RESONANT CONVERTER WITH IMPROVED FIXED FREQUENCY |
| CN101174795B (zh) * | 2006-10-30 | 2010-05-12 | 高效电子股份有限公司 | 半桥共振转换器 |
| TWI326963B (en) * | 2006-12-14 | 2010-07-01 | Tungnan Inst Of Technology | Resonant converter and synchronous rectification driving circuit thereof |
| CN100521492C (zh) * | 2007-06-13 | 2009-07-29 | 艾默生网络能源有限公司 | 一种谐振变换器 |
| KR20160070710A (ko) * | 2014-12-10 | 2016-06-20 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 변조 모드 제어 회로 및 이를 포함하는 스위치 제어 회로, 및 스위치 제어 회로를 포함하는 전력 공급 장치 |
| KR20180096982A (ko) * | 2017-02-22 | 2018-08-30 | 삼성전자주식회사 | 무선 통신 시스템에서 기지국의 전원 회로를 보호하기 위한 장치 및 방법 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| DE3605417C1 (en) * | 1986-02-20 | 1987-07-09 | Ant Nachrichtentech | Rectifier circuit |
| DE3727170A1 (de) * | 1987-08-14 | 1989-02-23 | Philips Patentverwaltung | Gleichspannungswandler mit einem uebertrager |
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-
1998
- 1998-07-21 JP JP20476998A patent/JP4381493B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-03-11 US US09/266,263 patent/US6130825A/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-03-16 KR KR1019990008887A patent/KR100572653B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1999-03-17 DE DE69909354T patent/DE69909354T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-03-17 EP EP99105506A patent/EP0944161B1/en not_active Expired - Lifetime
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|---|---|
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| EP0944161A3 (en) | 2000-05-10 |
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| KR100572653B1 (ko) | 2006-04-24 |
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| EP0944161B1 (en) | 2003-07-09 |
| EP0944161A2 (en) | 1999-09-22 |
| KR19990077936A (ko) | 1999-10-25 |
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