JPH11331298A - フィルタリング後の搬送波再構成を使用したデジタル直角位相振幅変調器 - Google Patents

フィルタリング後の搬送波再構成を使用したデジタル直角位相振幅変調器

Info

Publication number
JPH11331298A
JPH11331298A JP11071489A JP7148999A JPH11331298A JP H11331298 A JPH11331298 A JP H11331298A JP 11071489 A JP11071489 A JP 11071489A JP 7148999 A JP7148999 A JP 7148999A JP H11331298 A JPH11331298 A JP H11331298A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
sub
output
amplitude modulator
quadrature amplitude
filter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP11071489A
Other languages
English (en)
Inventor
Qin Zhang
クィン・ツァング
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Arris Technology Inc
Original Assignee
Arris Technology Inc
General Instrument Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Arris Technology Inc, General Instrument Corp filed Critical Arris Technology Inc
Publication of JPH11331298A publication Critical patent/JPH11331298A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、多チャンネルのための計算量が少
なく構成が簡単な直角位相振幅変調器を提供することで
ある。 【解決手段】 第１および第２の入力45, 47に順方向エ
ラー補正エンコーダから同位相と直角位相のデータビッ
ト流が供給され、第１のサブフィルタ63q 〜75qは入力
が第１の入力45に結合され、出力がマルチプレクサ107
の各入力に結合され、それと同数の第２のサブフィルタ
61i〜73i は入力が第２の入力47に結合され、出力がマ
ルチプレクサ107 の個々の入力に結合され、第１および
第２の変調手段 79i〜91i, 81q〜93q がそれらサブフィ
ルタの出力に結合されてフィルタ後に搬送波オフセット
を与え、マルチプレクサに対する入力は第１のサブフィ
ルタ63q 〜75q と第２のサブフィルタ 61i〜73i の出力
が交互に結合されてマルチプレクサ107 から直角位相振
幅変調出力が生成されることを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタル直角振幅変調
濾波技術、特に必要な処理パワーを著しく減少させるこ
とのできるデジタルフィルタ構成を有する効率的な直角
振幅変調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】現在のデジタル通信技術では、割当てら
れた帯域幅内でより多くのデータビットをパッキングす
る通常の方法のうちの１つは、多重レベルのシステムま
たはＭアレイ（ａｒｙ）技術を使用して行われる。デジ
タル送信は残念ながらＲＦ帯域幅を浪費するので、監督
官庁は通常最小のビットパッキングを要求している。振
幅と位相変調の両者を結合した最も普通の技術のうちの
１つはＭアレイ直角振幅変調（ＱＡＭ）として知られて
いる。ＱＡＭは２つの異なった信号を同一の帯域幅中へ
変調する。これは同一周波数の２つの搬送波を使用して
複合振幅変調信号を生成することによって実現される。
２つの搬送波は９０度の位相差を有することにより区別
される。慣例により、余弦搬送波は同位相成分と呼ば
れ、正弦搬送波は直角成分と呼ばれる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ＱＡＭ変調器17の従来
技術の全デジタル構成15が図１で示されている。変調器
17はデジタル入力19を受け、ここでデジタル入力は直列
のビット流から並列形態に直列・並列変換器21で変換さ
れ、エンコーダ23に入力される。エンコーダ23は同位相
（Ｉ）（ｘｒ（ｎＴ））と直角位相（Ｑ）（ｊｘｉ（ｎ
Ｔ））成分に対応する符号コンステレーションに入来信
号を分割し、また一方、信号が復調されたとき後にデコ
ードするために順方向エラー補正（ＦＥＣ）を行う。変
換器の出力はＱＡＭ変調器17に結合され、ＱＡＭ変調器
17は同一の有限パルス応答（ＦＩＲ）平方根ｒｒナイキ
スト整合フィルタ25、27を有する。ナイキストフィルタ
25、27は１対の同一の補間ローパスフィルタであり、こ
れはエンコーダ23からＩ（同位相）（ｘｒ（ｎＴ））と
Ｑ（直角位相）（ｊｘｉ（ｎＴ））信号を受信し、複素
数帯域を制限されたベースバンド信号の実数部と虚数部
を発生する。ナイキストフィルタ25、27は限定された帯
域幅による振幅変調の副産物である符号間干渉（ＩＳ
Ｉ）を改善する。濾波後、同位相（ｙｒ（ｎＴ' ））と
直角位相（ｊｙｉ（ｎＴ' ））成分はＩＦ中心周波数3
3、35によりミキサ29、31で変調され、その後、加算器3
7で合計され、帯域を制限されたＩＦ ＱＡＭ出力信号
（ｇ（ｎＴ））を発生し、これはＤ／Ａ変換器39でアナ
ログ41へ変換され、出力される。
【０００４】４０−タップ整合されたナイキストフィル
タは４０の２進乗算器を必要とし、この２進乗算器は実
質上シリコン領域を消費し、乗算および累算動作（ＭＡ
Ｃ）のために最大処理速度に悪影響する。デジタル形態
で構成された乗算器は論理ゲートのカウントのために非
効率的であり高価である。２進加算器は２進乗算器より
も廉価であるが、これらの使用も最少にされるべきであ
る。２進乗算および加算を使用してＡＳＩＣ（適用特定
集積回路）を設計することは製造が高価になり、さらに
非効率的で、信号処理を低速度にする。同様に、ＦＰＧ
Ａ（フィールドプログラム可能なゲートアレイ）をプロ
グラムするならば同様のことが当てはまる。それ故、Ｆ
ＩＲフィルタの１つの欠点は、各出力サンプルに必要と
する計算上の複雑性である。従来技術にしたがって構成
されたＱＡＭ変調器は経済的なＡＳＩＣまたはＦＰＧＡ
に総合的に集積するのではなく別々の集積回路を必要と
する。
【０００５】したがって、ポストフィルタ搬送波結合を
伴って１つのフィルタを使用して計算処理量を増加し、
それによって速度を高めながら数学的動作を減少するＱ
ＡＭ変調器の必要性が存在する。
【０００６】したがって、本発明の目的は、多チャンネ
ルアプリケーションのための効率的なＱＡＭ変調器を提
供することである。
【０００７】さらに本発明の目的は、複雑性を減少し性
能を増加した多チャンネルＱＡＭアーキテクチャを与え
ることである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の効率的な直角位
相振幅変調器は、複数の独立し圧縮されたチャンネルが
６ＭＨｚの帯域幅を占有し、６４−ＱＡＭにより与えら
れる８レベルの変調に対して３３パーセント、２５６−
ＱＡＭにより与えられる１６レベルの変調に対して２５
パーセントだけ処理パワーを減少する。本発明の変調器
は、改良されたデジタルフィルタアーキテクチャを使用
して変調と、ポストフィルタリング搬送波結合による濾
波とを結合してこの効率性を実現する。
【０００９】与えられたＱＡＭ変調器は２進並列乗算器
の総数を減少して構成されている。動作処理量を増加す
るために、動作速度は、予め計算されたフィルタ加重係
数を記憶しているＬＵＴ（検索表）の使用によって増加
することができる。同様に濾波中に行われるＭＡＣ動作
の数を減少するポストフィルタリング搬送波結合を使用
することによって乗算器の減少も実現される。本発明は
ＦＰＧＡまたはＡＳＩＣとして構成することができる。
ＬＵＴの使用は重要なチップリソースと製造価格を節約
する。
【００１０】本発明のデジタル直角位相振幅変調器は、
順方向エラー補正エンコーダから同位相データビット流
を受信する第１の直角位相振幅変調器入力と、順方向エ
ラー補正エンコーダから直角位相データビット流を受信
する第２の直角位相振幅変調器入力と、直角位相振幅変
調器出力と、第１の直角位相振幅変調器入力に結合され
た入力と、マルチプレクサの個々の入力に結合された出
力とをそれぞれ有する複数の第１のサブフィルタと、第
２の直角位相振幅変調器入力に結合された入力と、マル
チプレクサの個々の入力に結合された出力とをそれぞれ
有する第１のサブフィルタと同じ数の複数の第２のサブ
フィルタと、第１のサブフィルタの出力に結合されフィ
ルタ後の搬送波オフセットを与える第１の変調手段と、
第２のサブフィルタの出力に結合されフィルタ後の搬送
波オフセットを与える第２の変調手段とを具備し、マル
チプレクサ入力は直列に配置され、連続的なマルチプレ
クサ入力においては第１のサブフィルタ出力との結合
と、第２のサブフィルタの出力との結合とが交互に行わ
れ、マルチプレクサは直角位相振幅変調器出力に結合さ
れた出力を有することを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】システムのその他の目的、利点は
好ましい実施形態の詳細な説明の後に当業者に明白にな
るであろう。直角振幅変調器を図面を参照して説明し、
同一の符号は全体を通じて同一の素子を表している。こ
のような変調器は複数の消費者プログラミングの送信と
関連して多チャンネルＣＡＴＶ通信ヘッドエンドで使用
される。
【００１２】本発明の装置43のシステムブロック図が図
２で示されている。順方向エラー補正（ＦＥＣ）エンコ
ーダは、予め定められたＱＡＭコンステレーションにし
たがってデジタルＱＡＭ変調器49の同位相（Ｉ）データ
流45と直角位相（Ｑ）データ流47を発生する。ＱＡＭ変
調器49はナイキストベースバンド濾波とデジタル補間と
直角位相振幅変調を行う。ＱＡＭ変調器の出力51はデジ
タル中間周波数信号である。デジタルアナログ（Ｄ／
Ａ）変換器53はデジタルＩＦ信号をアナログ55へ変換し
送信する。
【００１３】ＦＩＲフィルタで行われるデジタル信号処
理を簡単にしＦＰＧＡのプログラミングを行うため、ポ
ストフィルタリング搬送波の再結合はデジタルフィルタ
全体の複雑性を減少し付加的な高周波数クロックソース
を除去するために使用される。多数のＭＡＣ動作に依存
する従来技術のＦＩＲフィルタと異なって、直列の乗算
器が本発明のミキサで使用され、それによって並列乗算
するときに使用される乗算器のオーバーヘッドなくＦＰ
ＧＡチップの高速度の処理を利用する。乗算を行うため
にシフトレジスタと半加算器を使用することの経済性は
この技術において十分に理解されている。
【００１４】背景によれば、２５６ＱＡＭでは、Ｉおよ
びＱ入力データはそれぞれ４ビットからなる。４ビット
のデータは、ディスクリートな０レベルとレベル１乃至
１５を有する多重レベル（１６）のリターン・ツー・ゼ
ロ（ＲＺ）信号を表すことができる。しかしながら、無
線周波数を送信するとき、対称波形は所定の送信機パワ
ーを有する最良の信号対雑音比（ＳＮＲ）のために望ま
しい。４ビットの１６変調レベル波形によって、全体で
偶数１６の４つのビットから−７乃至＋８、または−８
乃至＋７の２つの可能なレベルのみの割当が存在するの
で対称的なリターン・ツー・ゼロではない（ＮＲＺ）信
号を構成することはできない。
【００１５】水平座標に位置するレベル０は搬送波送信
を必要としない。前述の２つのグループの波形のいずれ
かがＲＦ信号を発生するために使用されるならば、これ
らは２つの問題を生じる。第１に、出力ＲＦ信号レベル
は、各レベルに対する入力データの確率が均一な分散を
有し、それによってチャンネル効率全体を減少しても、
均一な分布をもたない。第２に、ゼロレベルデータはゼ
ロ搬送波出力を発生する。延長された期間のゼロレベル
信号発信では、受信機は入来信号の同期を失う。周波数
再同期はシステムを動作不能にする。
【００１６】対称マルチレベルＮＲＺ信号を得るため、
１オフセットビットがもとの抽出データに付加されなけ
ればならない。４ビット情報はその後、ディスクリート
なレベル１５乃至−１５により表されることができる。
これらのレベルは４乃至５ビットマッピングにより表さ
れることができ、値−１５、−１３，…−１、１，…１
３、１５のみが使用される。デジタル信号処理では、１
つの余分なビットは２５６ＱＡＭの入力データ速度の２
５％増加を表す。６４ＱＡＭに対しては余分なビットは
入力データ速度の３３％の増加を表す。
【００１７】デジタル変調器における１つの価格面の考
察が入力データ速度を処理するのに必要なデジタルフィ
ルタの複雑性により決定される。実質的な入力データ速
度の３３％の増加はデジタルフィルタおよびクロックソ
ースのためのハードウェアで非常に価格の増加を招く。
【００１８】本発明は、直列乗算器と、加重係数のため
の参照表を使用してデジタル信号処理を実行するための
ナイキストフィルタを効率的に構成する。直列乗算器は
乗算器（ミキサの）に対してＮ倍（Ｎｘ）のクロックソ
ースを必要とし、ここでＮは入力データのビット数であ
る。１例として、２５６ＱＡＭでは、ポストフィルタリ
ング搬送波再結合なしでは、直列乗算器は５ｘクロック
ソースを必要とする。これは電圧制御発振器（ＶＣＯ）
を有する余分な位相ロックループ（ＰＬＬ）と、位相比
較器と、ループフィルタとを必要とする。本発明ではポ
ストフィルタリング搬送波再結合を使用して、もとの４
ビットの信号データのみが濾波中に処理される。４ビッ
トの入力データでは、直列乗算器は４ｘクロックを必要
とし、この４ｘクロックは入力データから容易に利用可
能であり、またはＰＬＬ回路なしで入力データの高調波
から容易に得られる。
【００１９】濾波後に搬送波オフセットを加算する交換
特性を示すため、ＮＲＺ信号ｇ（ｎ）は次式のように特
徴付けされることができる。
【００２０】 ｇ（ｎ）＝ｆ（ｎ）＋ｃ（ｎ） 式１ ここで、ｆ（ｎ）はディスクリートなレベル−７乃至＋
８を有する入力ＩおよびＱデータビット流の多レベルＲ
Ｚ信号を表し、ｃ（ｎ）は１オフセットビットであり、
定数−０．５は４ビットを５へマッピングすることによ
って実現される。ナイキストフィルタの出力は次式のよ
うになる。
【００２１】 ｅ（ｎ）＝ｇ（ｎ）＊ｈ（ｎ）， 式２ ＝ｆ（ｎ）＊ｈ（ｎ）＋ｃ（ｎ）＊ｈ（ｎ） 式３ ここで＊は畳込み演算子を示し、ｈ（ｎ）はナイキスト
ローパスフィルタであり、ｅ（ｎ）はフィルタ出力であ
る。
【００２２】好ましい実施形態のように１：８（８倍）
補間比と３２０タップナイキストフィルタを使用する
と、この３２０タップフィルタは、サンプリング周波数
の１／４（Ｔ／４）に等しい搬送波周波数を使用して８
つの４０タップフィルタに減少される。代入して、前述
の式は次式のようになる。
【００２３】
【数１】 ｇ（ｎ）は補間前のＩおよびＱ入力データであり、ｊ＝
１，２，３…８はそれぞれのサブフィルタを表してい
る。式４は、それぞれ図３と４で示されているように、
各ＩおよびＱビット流に対するナイキスト濾波、補間お
よび変調が８つのＩおよびＱサブフィルタバンクに分割
されることができることを示している。
【００２４】図３はポストフィルタリング搬送波結合を
含む変調器43の同位相（Ｉ）ナイキストフィルタを示し
ている。先に得られたように、３２０タップナイキスト
フィルタは８つのディスクリートなフィルタバンク61
ｉ、63ｉ、65ｉ、67ｉ、69ｉ、71ｉ、73ｉ、75ｉに減少
され、それぞれ４０タップである。各フィルタバンクの
出力は79ｉ、81ｉ、83ｉ、85ｉ、87ｉ、89ｉ、91ｉ、93
ｉを余弦波搬送波オフセット95と混合され、マルチプレ
クサ97において多重化し、搬送波オフセット位相で出力
する。図４は直角（Ｑ）位相データに対するナイキスト
フィルタにおける同一の減少を示している。８つの４０
タップナイキストフィルタは61ｑ、63ｑ、65ｑ、67ｑ、
69ｑ、71ｑ、73ｑ、75ｑである。各フィルタバンクの出
力は79ｑ、81ｑ、83ｑ、85ｑ、87ｑ、89ｑ、91ｑ、93ｑ
を正弦波搬送波オフセット101 と混合され、マルチプレ
クサ103 において多重化し、104 で搬送波オフセット位
相で出力する。
【００２５】符号速度１／Ｔに等しいＱＡＭ変調器のＩ
Ｆ中心周波数では、混合機能に必要とされる図５で示さ
れている余弦波95と正弦波101 の波形は、同様に３６０
度の各１／４の角度、即ち０度、９０度、１８０度、２
７０度でサンプルされることができる。それ故、対応す
る値は余弦波95の波形では１（95ａ）、０（95ｂ）、−
１（95ｃ）、０（95ｄ）に等しく、正弦波101 の波形で
は０（ 101ａ）、１（101ｂ）、０（ 101ｃ）、−１（
101ｄ）に等しい。図から認められるように、いずれか
の波形が大きさ０であるとき、他方の波形は値１または
−１を有する。余弦波95または正弦波101 のサンプルの
半分が０であるので、４／Ｔでサンプルしたとき、図３
と４で示されているＩおよびＱビット流の２つの同一の
３２０タップＦＩＲフィルタは、図２で示されているＩ
およびＱビット流の両者を同時に処理する１つの３２０
タップＦＩＲフィルタで置換されることができ、４／Ｔ
ではなく２／Ｔの速度でＩおよびＱビット流をサンプル
し、ゼロの大きさの値を除去する。１：８の補間比で
は、３２０タップＦＩＲフィルタは並列にＩとＱビット
流を処理し、符号速度１／Ｔに等しい速度でクロックさ
れる。
【００２６】１つの４０タップサブフィルタの詳細なデ
ータ流が図８、９で示されている。ＩとＱの両入力デー
タビット流（片方のみ示している）はシフトクロック発
生器109 とレジスタ111 を使用して４ビット並列から４
ビット直列ワードストリングへ変換される。４ビット直
列データは区分され、全部で１６０タップ値のＲＡＭベ
ースのシフトレジスタに記憶される。前述したように、
同位相および直角位相データの入来ビット流は４つのサ
ブフィルタにそれぞれ対応して４０タップ値のグループ
113 に分割される。データはさらに４×４検索表（ＬＵ
Ｔ）に対応して４つのグループ115 に分割され、４ビッ
トの大きさとしてシフトされる。
【００２７】検索表は以下のように機能する。結果ｙを
有する引数ｘの数学関数ｆは、ｙ＝ｆ（ｘ）のように表
される。この関数はｘの全ての値をｙ値の別の空間にマ
ッピングする。ＬＵＴは好ましい実施形態で問題の値の
マッピングを行う。ＬＵＴメモリ装置はメモリ回路内の
位置のアドレスを与えられる。その位置に予め記憶され
た値はメモリ出力データバスに転送される。問題の値ｘ
はディスクリートであり、二進数にマップされる。信号
はゼロまたは１の論理レベルにより表されるので、これ
らは二進数を形成するためビットとして使用される。値
のあらゆる可能な組合わせは状態番号を割当てられる。
この演算は次式のように表される。
【００２８】
【数２】 各状態はＬＵＴでアドレスを参照する２進数である。Ｌ
ＵＴからの出力値は、引数がアドレスに対応している場
合に生じる関数の結果の予め計算された値である。これ
はＬＵＴ内容の表として示されている。実行される関数
はＦＩＲ構造の所定の単一のタップの多チャンネルの加
重合計である。
【００２９】例えば、４ビット（Ｍ＝４）を使用するア
プリケーションでは、２番目のタップ（ｊ＝２）に位置
するＬＵＴ内容は表１で示されている通りである。
【００３０】
【数３】 ＬＵＴ56メモリワードは図９で示されているように現在
の入力アドレス値に対応する予め計算された値を含んで
いる。メモリはアプリケーションに応じてＲＯＭまたは
ＲＡＭのいずれかで構成されることができる。
【００３１】好ましい実施形態では、ＲＯＭ（読取り専
用メモリ）は永久的にＬＵＴ値を記憶するために使用さ
れる。これは集積回路として効率的に構成される。ＲＯ
Ｍは、必要なチャンネル加重係数とフィルタ係数が演繹
的である時間不変システムで適切である。ＲＡＭ（ラン
ダムアクセスメモリ）は新しい値が古い値に重ね書きす
ることを可能にする。ＬＵＴ値が計算され適合性を実現
するように負荷されることができる。ＲＡＭはＲＯＭほ
どの空間効率をもたないが、フレキシブル性の増加を考
慮すると依然として効率性を有する。２５６ＱＡＭで
は、８０のＬＵＴが必要とされる。各ＬＵＴからの出力
はサブフィルタに属する他のＬＵＴからの出力で連続的
に乗算される。その積は搬送波で変調されＮＲＺ変調さ
れたＩＦ信号を発生する。
【００３２】各サブフィルタの出力はミキサに入力さ
れ、それぞれの搬送波オフセットと混合される。各ミキ
サの出力は８：１の比のマルチプレクサ107 に入力され
る。ミキサの出力はｓｉｎｃ関数装置Ｘ／正弦（ｘ）に
結合され、これはデジタルアナログ変換中に導入された
振幅歪みを補償する。ｓｉｎｃ関数装置の出力はアナロ
グへ変換するためにデジタルアナログ変換器53へ入力さ
れ、擬似信号を阻止するためにフィルタ57で濾波され
る。出力59が伝送される。
【００３３】式４の第１の項はＲＺ入力データのデジタ
ル濾波および変調である。第２の項は各フィルタバンク
の定数である。オフセット搬送波は各フィルタバンク出
力に対するオフセットが次式の合計に等しい限りフィル
タデータ搬送波と一致する。
【００３４】
【数４】 ｊ＝１，２，３…，８は各対応するサブフィルタに対す
るものである。
【００３５】デジタル濾波後の各ＩおよびＱデータビッ
ト流の搬送波成分の再結合により、濾波前の入力データ
ＲＺからＮＲＺへの変換プロセスが除去されていること
が示されている。濾波動作を行うデジタルプロセッサが
２５６ＱＡＭ変調に対してデータの４ビット、６４ＱＡ
Ｍ変調に対してデータの３ビットのオペランドしか必要
としないので、濾波および変調プロセスは簡単にされ
る。
【００３６】（１ビット搬送波オフセットなしの）ＲＺ
信号入力を使用する２５６ＱＡＭのコンステレーション
図が図６で示されている。搬送波補正された出力信号コ
ンステレーションが図７で示されている。本発明はナイ
キストフィルタの濾波された出力とオフセット搬送波を
結合する。最終的な信号は正確な搬送波オフセットによ
るＮＲＺ変調されたＩＦ信号である。
【００３７】本発明の別の実施形態が図１０で示されて
いる。前述の第１の実施形態と、この別の実施形態との
相違点は、ポストフィルタリング搬送波結合が実行され
る位置である。この別の実施形態では、搬送波オフセッ
トは８：１マルチプレクサのダウンストリームで混合さ
れる。この実施形態はポストフィルタリングミキサの数
を減少し、２つの発振器の除去は、マルチプレクサが対
応する同位相または直角位相サブフィルタを選択したと
きに応じて、搬送波オフセットが余弦関数と正弦関数と
間で切換えられるさらに複雑な装置を必要とする。この
別の実施形態はさらに切換えを複雑にすることによっ
て、より優秀な方法を与える。
【００３８】本発明を好ましい実施形態に関して説明し
たが、特許請求の範囲に記載されている本発明の技術的
範囲内でその他の変形が可能であることは当業者に明白
であろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】典型的な従来技術の直角振幅変調器のシステム
のブロック図。
【図２】本発明のシステムのブロック図。
【図３】同位相成分のナイキストフィルタ構造のシステ
ムのブロック図。
【図４】直角位相成分のナイキストフィルタ構造のシス
テムのブロック図。
【図５】正弦余弦波形を示した混合機能のブロック図。
【図６】リターン・ツー・ゼロ信号入力コンステレーシ
ョンのプロットのグラフ。
【図７】搬送波結合後のリターン・ツー・ゼロ信号出力
コンステレーションのプロットのグラフ。
【図８】サブフィルタシフト動作の説明図。
【図９】検索表割当の概略図。
【図１０】本発明の別の実施形態のシステムのブロック
図。

Claims (24)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 順方向エラー補正エンコーダから同位相
    データビット流を受信する第１の直角位相振幅変調器入
    力と、 前記順方向エラー補正エンコーダから直角位相データビ
    ット流を受信する第２の直角位相振幅変調器入力と、 直角位相振幅変調器出力と、 前記第１の直角位相振幅変調器入力に結合された入力
    と、マルチプレクサの個々の入力に結合された出力とを
    それぞれ有する複数の第１のサブフィルタと、 前記第２の直角位相振幅変調器入力に結合された入力
    と、前記マルチプレクサの個々の入力に結合された出力
    とをそれぞれ有する前記複数の第１のサブフィルタと同
    じ数の複数の第２のサブフィルタと、 前記第１のサブフィルタの出力に結合されフィルタ後に
    搬送波オフセットを与える第１の変調手段と、 前記第２のサブフィルタの出力に結合されフィルタ後に
    搬送波オフセットを与える第２の変調手段とを具備し、 前記マルチプレクサ入力は直列に配置され、連続的なマ
    ルチプレクサ入力においては第１のサブフィルタ出力と
    の結合と、第２のサブフィルタの出力との結合とが交互
    に行われ、 前記マルチプレクサは前記直角位相振幅変調器出力に結
    合された出力を有することを特徴とするデジタル直角位
    相振幅変調器。
  2. 【請求項２】 前記第１の変調手段は、 それぞれが前記第１の各サブフィルタに対応する第１お
    よび第２の入力と、出力とをそれぞれ有する複数のミキ
    サと、 前記第１のサブフィルタの前記各ミキサに結合されてい
    る出力をそれぞれ有する前記第１のサブフィルタ数に対
    応する複数の余弦発生器とをさらに具備し、 前記第２の変調手段は、 それぞれが前記第２の各サブフィルタに対応し、第１お
    よび第２の入力と、出力とをそれぞれ有する複数のミキ
    サと、 前記第２のサブフィルタの前記各ミキサに結合されてい
    る出力をそれぞれ有する前記第２のサブフィルタ数に対
    応する複数の正弦発生器とをさらに具備する請求項１記
    載のデジタル直角位相振幅変調器。
  3. 【請求項３】 各サブフィルタは検索表である請求項１
    記載のデジタル直角位相振幅変調器。
  4. 【請求項４】 同位相および直角位相データビット流は
    ６４直角位相振幅変調器コンステレーションを表してい
    る請求項１記載のデジタル直角位相振幅変調器。
  5. 【請求項５】 同位相および直角位相データビット流は
    ２５６直角位相振幅変調器コンステレーションを表して
    いる請求項１記載のデジタル直角位相振幅変調器。
  6. 【請求項６】 順方向エラー補正エンコーダから同位相
    データビット流を受信する第１の直角位相振幅変調器入
    力と、 前記順方向エラー補正エンコーダから直角位相データビ
    ット流を受信する第２の直角位相振幅変調器入力と、 直角位相振幅変調器出力と、 前記第１の直角位相振幅変調器入力に結合された入力
    と、マルチプレクサの個々の入力に結合された出力とを
    それぞれ有する複数の第１のサブフィルタと、 前記第２の直角位相振幅変調器入力に結合された入力
    と、前記マルチプレクサの個々の入力に結合された出力
    とをそれぞれ有する前記複数の第１のサブフィルタと同
    じ数の複数の第２のサブフィルタとを具備し、 前記マルチプレクサの入力は直列に配置され、連続的な
    マルチプレクサ入力において第１のサブフィルタ出力と
    の結合と、第２のサブフィルタの出力との結合とが交互
    に行われ、前記マルチプレクサは出力を有し、 さらに、全ての前記データビット流の濾波後の搬送波オ
    フセットを与える変調手段を具備していることを特徴と
    するデジタル直角位相振幅変調器。
  7. 【請求項７】 前記変調手段は前記マルチプレクサ出力
    に結合され、 さらに、第１および第２の入力と、出力とを有するミキ
    サと、 前記ミキサに結合された出力を有し、前記マルチプレク
    サが対応する同位相または直角位相サブフィルタを選択
    したか否かに基づいて余弦関数と正弦関数とを切り換え
    る信号発生器とをさらに具備している請求項６記載のデ
    ジタル直角位相振幅変調器。
  8. 【請求項８】 各サブフィルタは検索表である請求項６
    記載のデジタル直角位相振幅変調器。
  9. 【請求項９】 同位相および直角位相データビット流は
    ６４直角位相振幅変調器コンステレーションを表してい
    る請求項６記載のデジタル直角位相振幅変調器。
  10. 【請求項１０】 同位相および直角位相データビット流
    は２５６直角位相振幅変調器コンステレーションを表し
    ている請求項６記載のデジタル直角位相振幅変調器。
  11. 【請求項１１】 前記変調手段がさらに、 前記第１のサブフィルタの出力に結合されたフィルタ後
    に搬送波オフセットを与える第１の変調手段と、 前記第２のサブフィルタの出力に結合されたフィルタ後
    に搬送波オフセットを与える第２の変調手段とをさらに
    具備している請求項６記載のデジタル直角位相振幅変調
    器。
  12. 【請求項１２】 前記第１の変調手段は、 それぞれが前記第１のサブフィルタに対応し、第１およ
    び第２の入力と、出力とをそれぞれ有する複数のミキサ
    と、 前記第１のサブフィルタの前記各ミキサに結合されてい
    る出力をそれぞれ有する前記第１のサブフィルタ数に対
    応する数の複数の余弦発生器とをさらに具備しており、 前記第２の変調手段は、 それぞれが前記第２のサブフィルタに対応し、第１およ
    び第２の入力と、出力とをそれぞれ有する複数のミキサ
    と、 前記第２のサブフィルタの前記各ミキサに結合されてい
    る出力をそれぞれ有する前記第２のサブフィルタ数に対
    応する数の複数の正弦発生器とをさらに具備している請
    求項１１記載のデジタル直角位相振幅変調器。
  13. 【請求項１３】 ＣＡＴＶシステムのヘッドエンドに位
    置されているＣＡＴＶ直角位相振幅変調器において、 順方向エラー補正エンコーダから同位相データビット流
    を受信する第１の直角位相振幅変調器入力と、 前記順方向エラー補正エンコーダから直角位相データビ
    ット流を受信する第２の直角位相振幅変調器入力と、 直角位相振幅変調器出力と、 前記第１の直角位相振幅変調器入力に結合された入力
    と、マルチプレクサの個々の入力に結合された出力とを
    それぞれ有する複数の第１のサブフィルタと、 前記第２の直角位相振幅変調器入力に結合された入力
    と、前記マルチプレクサの個々の入力に結合されたする
    出力とをそれぞれ有する前記複数の第１のサブフィルタ
    と同数の複数の第２のサブフィルタと、 前記第１のサブフィルタの出力に結合され、フィルタ後
    に搬送波オフセットを与える第１の変調手段と、 前記第２のサブフィルタの出力に結合されフィルタ後に
    搬送波オフセットを与える第２の変調手段とを具備し、 前記マルチプレクサ入力は直列に配置され、連続的なマ
    ルチプレクサ入力において第１のサブフィルタ出力との
    結合と、第２のサブフィルタの出力との結合とが交互に
    行われ、 前記マルチプレクサは前記直角位相振幅変調器出力に結
    合された出力を有することを特徴とするＣＡＴＶデジタ
    ル直角位相振幅変調器。
  14. 【請求項１４】 前記第１の変調手段は、 それぞれが前記第１のサブフィルタに対応し、第１およ
    び第２の入力と、出力とをそれぞれ有する複数のミキサ
    と、 前記第１のサブフィルタ数に対応し、前記第１のサブフ
    ィルタの前記各ミキサに結合されている出力をそれぞれ
    有する複数の余弦発生器とをさらに具備し、 前記第２の変調手段は、 それぞれが前記第２のサブフィルタに対応し、第１およ
    び第２の入力と、出力とをそれぞれ有する複数のミキサ
    と、 前記第２のサブフィルタ数に対応し、前記第２のサブフ
    ィルタの前記各ミキサに結合されている出力をそれぞれ
    有する複数の正弦発生器とをさらに具備している請求項
    １３記載のデジタル直角位相振幅変調器。
  15. 【請求項１５】 各サブフィルタは検索表である請求項
    １３記載のＣＡＴＶデジタル直角位相振幅変調器。
  16. 【請求項１６】 同位相および直角位相データビット流
    は６４直角位相振幅変調器コンステレーションを表して
    いる請求項１３記載のＣＡＴＶデジタル直角位相振幅変
    調器。
  17. 【請求項１７】 同位相および直角位相データビット流
    は２５６直角位相振幅変調器コンステレーションを表し
    ている請求項１３記載のＣＡＴＶデジタル直角位相振幅
    変調器。
  18. 【請求項１８】 順方向エラー補正（ＦＥＣ）エンコー
    ダから同位相データビット流を受信する第１の直角位相
    振幅変調器入力と、 前記順方向エラー補正エンコーダから直角位相データビ
    ット流を受信する第２の直角位相振幅変調器入力と、 直角位相振幅変調器出力と、 前記第１の直角位相振幅変調器入力に結合された入力
    と、マルチプレクサの個々の入力に結合された出力とを
    それぞれ有する複数の第１のサブフィルタと、 前記第２の直角位相振幅変調器入力に結合された入力
    と、前記マルチプレクサの個々の入力に結合された出力
    とをそれぞれ有する前記複数の第１のサブフィルタと同
    数の複数の第２のサブフィルタとを具備し、 前記マルチプレクサの入力は直列に配置され、連続的な
    マルチプレクサ入力において第１のサブフィルタ出力と
    の結合と、第２のサブフィルタの出力との結合とが交互
    に行われ、前記マルチプレクサは出力を有し、 さらに、全ての前記データビット流の濾波後の搬送波オ
    フセットを与える変調手段を具備しているＣＡＴＶデジ
    タル直角位相振幅変調器。
  19. 【請求項１９】 前記変調手段は前記マルチプレクサ出
    力に結合され、 第１および第２の入力と、出力とを有するミキサと、 前記ミキサに結合された出力を有し、前記マルチプレク
    サが対応する同位相または直角位相サブフィルタを選択
    したか否かに基づいて余弦関数と正弦関数とを切り換え
    る信号発生器とをさらに具備している請求項１８記載の
    ＣＡＴＶデジタル直角位相振幅変調器。
  20. 【請求項２０】 各サブフィルタは検索表である請求項
    １８記載のＣＡＴＶデジタル直角位相振幅変調器。
  21. 【請求項２１】 同位相および直角位相データビット流
    は６４直角位相振幅変調器コンステレーションを表して
    いる請求項１８記載のＣＡＴＶデジタル直角位相振幅変
    調器。
  22. 【請求項２２】 同位相および直角位相データビット流
    は２５６直角位相振幅変調器コンステレーションを表し
    ている請求項１８記載のＣＡＴＶデジタル直角位相振幅
    変調器。
  23. 【請求項２３】 前記変調手段がさらに、 前記第１のサブフィルタ出力に結合するポストフィルタ
    搬送波オフセットを与える第１の変調手段と、 前記第２のサブフィルタ出力に結合されたフィルタ後に
    搬送波オフセットを与える第２の変調手段とをさらに具
    備している請求項１８記載のＣＡＴＶデジタル直角位相
    振幅変調器。
  24. 【請求項２４】 前記第１の変調手段は、 それぞれが前記第１のサブフィルタに対応し、第１およ
    び第２の入力と、出力とをそれぞれ有する複数のミキサ
    と、 前記第１のサブフィルタの前記各ミキサに結合されてい
    る出力をそれぞれ有する前記第１のサブフィルタ数に対
    応する数の複数の余弦発生器とをさらに具備し、 前記第２の変調手段は、 それぞれの前記第２のサブフィルタに対応し、第１およ
    び第２の入力と、出力とをそれぞれ有する複数のミキサ
    と、 前記第２のサブフィルタの前記各ミキサに結合されてい
    る出力をそれぞれ有する前記第２のサブフィルタ数に対
    応する数の複数の正弦発生器とをさらに具備している請
    求項２３記載のＣＡＴＶデジタル直角位相振幅変調器。
JP11071489A 1998-03-19 1999-03-17 フィルタリング後の搬送波再構成を使用したデジタル直角位相振幅変調器 Pending JPH11331298A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/044,769 US6141387A (en) 1998-03-19 1998-03-19 Digital QAM modulator using post filtering carrier recombination
US044769 1998-03-19

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH11331298A true JPH11331298A (ja) 1999-11-30

Family

ID=21934243

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP11071489A Pending JPH11331298A (ja) 1998-03-19 1999-03-17 フィルタリング後の搬送波再構成を使用したデジタル直角位相振幅変調器

Country Status (10)

Country Link
US (2) US6141387A (ja)
EP (1) EP0944215A3 (ja)
JP (1) JPH11331298A (ja)
KR (1) KR100646456B1 (ja)
CN (1) CN100387034C (ja)
AR (1) AR014748A1 (ja)
AU (1) AU748388B2 (ja)
BR (1) BR9901017A (ja)
CA (1) CA2263244C (ja)
TW (1) TW401691B (ja)

Families Citing this family (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6351498B1 (en) * 1997-11-20 2002-02-26 Ntt Mobile Communications Network Inc. Robust digital modulation and demodulation scheme for radio communications involving fading
US6141387A (en) * 1998-03-19 2000-10-31 Motorola, Inc. Digital QAM modulator using post filtering carrier recombination
US6647069B1 (en) * 1998-05-01 2003-11-11 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for capacity increase and enhanced communications performance in CATV networks
DE19946722A1 (de) * 1999-09-29 2001-04-05 Infineon Technologies Ag Einrichtung und Verfahren zur spektralen Formung eines Sendesignals in einem Funksender
GB0010284D0 (en) * 2000-04-27 2000-06-14 Ifr Limited Signal generating methods and apparatus
US7016296B2 (en) 2000-10-16 2006-03-21 Broadcom Corporation Adaptive modulation for fixed wireless link in cable transmission system
US7590178B2 (en) * 2001-03-12 2009-09-15 Robert Bosch Gmbh Method of multiplexing a number of video signals with a compressor
US6973141B1 (en) 2001-10-04 2005-12-06 Wideband Semiconductors, Inc. Flexible multimode QAM modulator
US6816101B2 (en) 2002-03-08 2004-11-09 Quelian, Inc. High-speed analog-to-digital converter using a unique gray code
WO2004008782A2 (en) 2002-07-15 2004-01-22 Quellan, Inc. Adaptive noise filtering and equalization
WO2004017554A1 (en) * 2002-08-14 2004-02-26 Koninklijke Philips Electronics N.V. Selection between two different coding schemes and corresponding modulation shemes according to the allowable transmission delay of the data
AU2003265557A1 (en) * 2002-08-19 2004-03-03 The Regents Of The University Of California Fpga implementation of a digital qam modulator
AU2003287628A1 (en) 2002-11-12 2004-06-03 Quellan, Inc. High-speed analog-to-digital conversion with improved robustness to timing uncertainty
JP4158852B2 (ja) * 2002-11-19 2008-10-01 富士通テレコムネットワークス株式会社 多重ｑａｍ復調装置
US7046677B2 (en) * 2002-11-27 2006-05-16 Rgb Networks, Inc. Method and apparatus for time-multiplexed processing of multiple digital video programs
US7170956B1 (en) 2003-01-15 2007-01-30 Wideband Semiconductors, Inc Frequency agile tuner and variable rate decimator for digital demodulator
WO2004079978A2 (en) * 2003-02-28 2004-09-16 Rgb Networks, Inc. Cost-effective multi-channel quadrature amplitude modulation
US6983024B2 (en) * 2003-03-18 2006-01-03 Qualcomm Inc. Quadra-polar modulator
CN1778062A (zh) * 2003-04-21 2006-05-24 Rgb网络有限公司 时分复用多程序加密系统
EP1616424A4 (en) * 2003-04-21 2009-12-02 Rgb Networks Inc MULTICHANNEL QUADRATURE AMPLITUDE MODULATION WITH WIDE BAND OF CABLE TELEVISION SIGNALS
US7110726B1 (en) * 2003-05-22 2006-09-19 Quake Global, Inc. RF ASIC for subscriber communicator
US7515651B1 (en) * 2003-08-07 2009-04-07 L3 Communications Corporation Parallel processing for programmable wideband digital modulation
US7804760B2 (en) 2003-08-07 2010-09-28 Quellan, Inc. Method and system for signal emulation
WO2005018134A2 (en) 2003-08-07 2005-02-24 Quellan, Inc. Method and system for crosstalk cancellation
CA2537280C (en) * 2003-08-29 2014-04-01 Rgb Networks, Inc. Advanced, self-balancing video multiplexer system
KR101197810B1 (ko) 2003-11-17 2012-11-05 ？란 인코포레이티드 안테나 간섭 소거 시스템 및 방법
US7616700B2 (en) 2003-12-22 2009-11-10 Quellan, Inc. Method and system for slicing a communication signal
US7725079B2 (en) 2004-12-14 2010-05-25 Quellan, Inc. Method and system for automatic control in an interference cancellation device
US7522883B2 (en) 2004-12-14 2009-04-21 Quellan, Inc. Method and system for reducing signal interference
KR101372361B1 (ko) 2006-04-26 2014-03-12 인터실 아메리카스 엘엘씨 통신 채널로부터 복사성 방출을 감소시키기 위한 방법 및 시스템
US8379755B2 (en) * 2006-05-05 2013-02-19 Samsung Electronics Co., Ltd. RF transmitter with adaptive digital filtering
DE102007013423B4 (de) * 2007-03-20 2012-07-12 Siemens Ag Verfahren zur Erzeugung eines digital modulierten Hochfrequenzsignals
US8269569B2 (en) * 2008-02-21 2012-09-18 Advantest Corporation Test apparatus for digital modulated signal
TW201001958A (en) 2008-04-29 2010-01-01 Odin Technologies Inc Method and apparatus for a deployable radio-frequency identification portal system
WO2010117363A1 (en) * 2009-04-09 2010-10-14 Michelin Recherche Et Technique, S.A. Tire metallic cable anomaly detection method and apparatus
US9246725B2 (en) * 2011-09-06 2016-01-26 Electronics And Telecommunications Research Institute Method of generating and receiving packets in low energy critical infrastructure monitoring system
US9841492B2 (en) 2013-02-25 2017-12-12 Quake Global, Inc. Ceiling-mounted RFID-enabled tracking
EP2962254A1 (en) 2013-02-26 2016-01-06 Quake Global, Inc. Methods and apparatus for automatic identification wristband
CN103873425B (zh) * 2014-03-12 2017-02-08 中国人民解放军重庆通信学院 2*‑qam信号的产生方法
CN105282074A (zh) * 2015-11-03 2016-01-27 上海创远仪器技术股份有限公司 应用于射频微波信号源的数字化幅度调制方法

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB8505527D0 (en) * 1985-03-04 1985-04-03 Digital Equipment Corp Digitally implemented modulators
US5315617A (en) * 1992-05-29 1994-05-24 General Electric Company QAM encoding for high-definition television system
GB9219185D0 (en) * 1992-09-10 1992-10-28 Thomson Consumer Electronics A single digital modem encoder to generate a twin qam signal for advanced digital television (adtv)
US5666378A (en) * 1994-03-18 1997-09-09 Glenayre Electronics, Inc. High performance modem using pilot symbols for equalization and frame synchronization
US5999223A (en) * 1994-05-23 1999-12-07 Samsung Electronics Co., Ltd. System for controlling the operating mode of an adaptive equalizer within a digital TV signal receiver
US5825829A (en) * 1995-06-30 1998-10-20 Scientific-Atlanta, Inc. Modulator for a broadband communications system
US5692013A (en) * 1995-11-07 1997-11-25 Hitachi America, Ltd. Shared resources modulator-demodulator circuits for use with quadrature amplitude modulated signals
JPH1023096A (ja) * 1996-07-02 1998-01-23 Fujitsu Ltd ディジタル変調器および復調器
US6141387A (en) * 1998-03-19 2000-10-31 Motorola, Inc. Digital QAM modulator using post filtering carrier recombination

Also Published As

Publication number Publication date
CA2263244A1 (en) 1999-09-19
CN100387034C (zh) 2008-05-07
EP0944215A3 (en) 2001-05-16
KR19990078048A (ko) 1999-10-25
AU1847799A (en) 1999-10-07
KR100646456B1 (ko) 2006-11-14
TW401691B (en) 2000-08-11
EP0944215A2 (en) 1999-09-22
US6141387A (en) 2000-10-31
AU748388B2 (en) 2002-06-06
CN1239365A (zh) 1999-12-22
US6430228B1 (en) 2002-08-06
CA2263244C (en) 2002-02-19
BR9901017A (pt) 2000-05-09
AR014748A1 (es) 2001-03-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH11331298A (ja) フィルタリング後の搬送波再構成を使用したデジタル直角位相振幅変調器
US7702034B1 (en) Parallel processing for programmable wideband digital modulation
US5157693A (en) Digital modulation circuit
US5140613A (en) Baseband modulation system with improved ROM-based digital filter
US4358853A (en) Digital modem transmitter
US4962510A (en) Phase modulated system with phase domain filtering
AU639225B2 (en) Adaptive predistortion circuit
US10886879B2 (en) Digital modulator and digital-to-analog conversion techniques associated therewith
US6169767B1 (en) Universal network interface module
US5420887A (en) Programmable digital modulator and methods of modulating digital data
US6498823B1 (en) Variable rate modulator
CA2213156A1 (en) One bit digital quadrature vector modulator
JP2529197B2 (ja) 直角振幅変調方法及び装置
US5519732A (en) Digital baseband to IF conversion in cellular base stations
EP0344678B1 (en) Modulating device for a digital radio communications system
US6535073B1 (en) Device and method for I/Q modulation, frequency translation and upsampling
US6504879B1 (en) Digital modulation apparatus
US5077757A (en) System for synthesizing a modulated signal
Cho et al. A 8.75-MBaud single-chip digital QAM modulator with frequency-agility and beamforming diversity
MXPA99002511A (en) Digital qam modulator using post-filtr carrier recombination
US7065145B2 (en) Digital carrierless amplitude and phase modulation (CAP) transmitter using vector arithmetic structure (VAS)
US6968016B1 (en) Device and method for I/Q modulation, frequency translation and upsampling
Kashif et al. Efficient implementation of quadrature amplitude modulation transmitters
JPH06104943A (ja) 四相位相変調装置
KR100433635B1 (ko) 댁내 데이터 통신을 위한 변조기