CN1239365A - 使用后滤波载波复合的数字正交调幅器 - Google Patents

使用后滤波载波复合的数字正交调幅器 Download PDF

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Abstract

本发明的高效正交调幅器允许6到8个独立压缩信道占据一个6MHz的带宽，同时降低64－QAM提供的8级调制33%的处理功率和256－QAM提供的16级调制25%的处理功率。给出的QAM调制器减少了二进制并行乘法器的总数。为提高操作的处理量，应用存储有预先计算的滤波加权系数的LUT(检查表)使处理速度提高。乘法器的减少也可通过应用类似地减少滤波期间进行的MAC操作的数量的后滤波载波复合来达到。

Description

使用后滤波载波复合的数字正交调幅器
本发明一般涉及数字正交调幅滤波技术。本发明尤其涉及一种有效的带有明显降低所需处理功率的数字滤波器的正交调幅器。
目前在数字通信技术中，一种更普通的在一个指定带宽内压缩更多数据位的方法是用多级系统或多元(M-ary)技术来进行的。因为数字传输极其浪费RF带宽，管理局通常需要最小的位压缩。一种更普通的结合振幅和相位调制的技术被称为多元(M-ary)正交调幅(QAM)。QAM把两个不同的信号调制在相同的带宽内。这一调制是通过用两个相同频率的载波生成一个复合的调幅信号来完成的。这两个载波的区别在于二者有90°的相位差。按照惯例，COS载波称为同相成份，SIN载波称为正交成份。
现有技术中QAM调制器17的全部数字体系结构15示于图1。调制器17接收数字输入19，在21处从串行位流转换成并行格式以输入编码器23。编码器23把输入的信号分成对应于同相(I)(xr(nT))和正交(Q)(jxi(nT))相成份的符号构象，并且还为后面对信号解调时的解码进行正向纠错(FEC)。转换器输出被耦合到QAM调制器17，其包含相同的有限脉冲响应(FIR)平方根自乘Nyquist匹配滤波器25，27。Nyquist滤波器25、27是从编码器23接收I(xr(nT))和Q(Jxi(nT))信号并产生复数有限带宽的基带信号的实数和虚数部分的一对同样的内插低通滤波器。Nyquist滤波器25、27改善了作为限带调幅的副产品的符号间干扰(ISI)。滤波后，同相(yr(nT′))和正交(jyi(nT′))成份用混频器29，31以IF中心频率33，35调制，然后在37相加产生有限带宽的IF QAM输出信号(g(nT))，进而转换39为模拟信号41并被发送。
40抽头的Nyquist匹配滤波器需要40个二进制乘法器，其会消耗相当多的硅区域并由于乘法和累积操作(MAC)而不利地影响最大处理速度。以数字形式执行的乘法器由于逻辑门计数而效率低且昂贵。二进制加法器比二进制乘法器费用低，但是，其使用也应减至最少。把使用二进制乘法和加法的一个设计以一个ASIC(专用集成电路)实施将是造价昂贵的，而且导致信号处理更加低效率和缓慢。同样地，如果设计一个FPGA(现场可编程门阵列)其结果也是一样。因此，FIR滤波器的一个缺点是每个输出采样所需的计算的复杂性。根据现有技术构造的QAM调制器要求分离的多个集成电路，而不是将整个电路集成在一个廉价的ASIC或FPGA上。
相应地，需要QAM调制器能够使用一个滤波器与后滤波载波复合的结合，在提高速度的同时减少数字操作以提高计算的处理量。
本发明的高效正交调幅器允许多个独立的被压缩的信道占据一个6MHz的带宽，同时减少64-QAM提供的8级调制的处理功率的33％和256-QAM提供的16级调制的处理功率的25％。该调制器使用改善的数字滤波器结构，将调制和滤波与后滤波载波复合相结合达到这一效果。
该QAM调制器减少了二进制并行乘法器的总数。为提高操作的处理量，通过使用存储预先计算的滤波加权系数的LUT(检查表)而提高操作速度。乘法器的减少还可通过使用能相似地减少滤波过程中执行的MAC操作的数量的后滤波载波复合来实现。本发明的构造可以是一个FPGA或是一个ASIC。LUT的使用节省了大量芯片资源和制造成本。
相应地本发明的目的是提供一种应用于多信道的高效QAM调制器。
本发明再一个目的是提供一种具有降低的复杂性和提高的性能的多信道QAM结构。
熟知本领域的人员在阅读优选实施例的详细描述后，本系统的其它目的和优点将是显而易见的。
图1是现有技术的典型的正交调幅器的一个系统框图。
图2是本发明的系统框图。
图3A是用于同相成份的Nyquist滤波结构的系统框图。
图3B是用于正交成份的Nyquist滤波结构的系统框图。
图3C是表示SIN COS波形的混合函数的图。
图4是归零信号输入构象(constellation)的图表。
图5是载波复合后非归零信号输出构象的图表。
图6A和6B是表示子滤波器移位操作和检查表赋值的图。
图7是本发明替换实施例的系统框图。
正交调幅器根据附图进行描述，其中相同的数字始终代表相同的部件。这种调制器用于与多个用户程序设计的传输相联系的多信道CATV(共用天线电视)通信头端。
本发明43的系统框图表示于图2。正向纠错(FEC)编码器根据预定QAM构象为数字QAM调制器49产生同相(I)45和正交相(Q)47数据流。QAM调制器49进行Nyquist基带滤波，数字内插和正交调幅。QAM调制器的输出51是数字中频信号。数字模拟(D/A)转换器53将数字IF信号变换为模拟信号55以进行传送。
为简化FIR滤波器中进行的数字信号处理以及便于对FPGA编程，使用了后滤波载波复合来减少整个数字滤波器的复杂性及消除附加的高频时钟信号源。不象现有技术中FIR滤波器要依赖许多MAC操作，本发明的混频器中使用串行乘法器来利用FPGA芯片的高处理速度，而没有并行乘法时所用乘法器的开销。用移位寄存器和半加器执行乘法的经济性在本领域是很好理解的。
通过背景技术知道，对256-QAM，I和Q输入数据每个包括4位。4位的数据能代表离散的0级和1级到15级的多级(16)归零(RZ)信号。但是，发送射频时，对给定的发送器功率需要对称的波形以得到最好的信噪比(SNR)。对4位16调制级的波形，因为从4位总共为偶数16级中只有两种可能的能级分配：-7到+8或-8到+7，所以无法构造一个对称的非归零信号(NRZ)。
位于横坐标的0级不需要载波传送。如果上面两组波形之一被用来产生RF信号，它们将带来两个问题。第一，即使每一级的输入数据概率均匀分布，输出RF信号级也不能均匀分布因而降低了整个信道的效率。第二，0级数据将产生0载波输出。由于0级信号发送的延时，接收器可能丧失对输入信号的同步。频率的再同步将使系统不能操作。
为获得对称的多级NRZ信号，必须对原始取样数据加入一个偏移位。这样4位信息就能以离散能级15到-15表达。这些能级可以以4到5位的映射表示，其中只使用了值-15，-13，…-1，1，…13，15。对于数字信号处理，对256-QAM而言一个附加的位代表了输入数据速率有25％的增加。对64-QAM，一个附加的位代表了输入数据速率有33％的增加。
数字调制器考虑的一种成本取决于处理输入数据速率所需的数字滤波器的复杂性。净输入数据速率的33％的增长会导致数字滤波器和时钟信号源的硬件成本明显增加。
本发明有效地利用使用串行乘法器和加权系数检查表的Nyquist滤波器来执行数字信号处理。串行乘法器需要N倍的时钟信号源用于乘法器(混频器)，其中N是输入数据的位数。作为一个例子，对于256-QAM，没有后滤波载波复合，串行乘法器需要5X时钟信号源。这需要一个附加的带压控振荡器(VCO)的锁相环(PLL)，一个相位比较器和一个环路滤波器。在本发明中，应用后滤波载波复合，在滤波期间只有信号数据的原始4位被处理。对4位的输入数据，串行乘法器需要4X时钟，其很容易从输入数据得到或在无需PLL电路的情况下从输入数据的谐波得到。
为表示滤波后增加载波偏移的交换性质，一个NRZ信号g(n)表示为：
           g(n)＝f(n)＋c(n)                公式1
其中f(n)表示具有离散级-7到+8的输入I和Q数据位流的多级RZ信号，c(n)是一个偏移位，将4位映射到5得到常数-0.5。Nyquist滤波器的输出为：
            e(n)＝g(n)*h(n)，                     公式2
                ＝f(n)*h(n)＋c(n)*h(n)；         公式3
其中*表示卷积操作符，h(n)是Nyquist低通滤波器，e(n)是滤波器输出。
在优选实施例中使用1∶8(8倍)内插比和320抽头的Nyquist滤波器，通过使用等于取样频率四分之一(T/4)的载波频率，320抽头滤波器可分解为8个40抽头的滤波器。这样取代后，上述公式成为
Figure A9910302500121
Figure A9910302500122
其中g(n)是内插前的I和Q输入数据，j＝1，2，3…8表示每个子滤波器。公式4表明每个I和Q位流的Nyquist滤波，内插和调制可分别被分为如图3A和3B所示的8个I和Q子滤波器组。
图3A显示结合后滤波载波复合的调制器43的同相(I)Nyquist滤波器。如上所述，320抽头的Nyquist滤波器被分解为8个离散的每个为40抽头的滤波器组61i，63i，65i，67i，69i，71i，73i，75i。每个滤波器组的输出在79i，81i，83i，85i，87i，89i，91i，93i与COS载波偏移95混合并多路复用97后伴随载波偏移相输出。图3B表示了用于正交(Q)相数据的Nyquist滤波器中的同样分解。共有8个40抽头的Nyquist滤波器61q，63q，65q，67q，69q，71q，73q，75q。每个滤波器组的输出在79q，81q，83q，85q，87q，89q，91q，93q与SIN载波偏移101混合并多路复用103后伴随载波偏移相输出。
QAM调制器的IF中心频率等于符号率1/T，示于图3C的混合函数所需的COS95和SIN101波形同样在360度的每个四分之一处即在0，90，180，270度时被取样。因而COS95取得相应的值等于1(95a)，0(95b)，-1(95c)，0(95d)，并且SIN101波形取得相应的值等于0(101a)，1(101b)，0(101c)，-1(101d)。可以看到，当其中之一波形幅值为0时，另一波形的值为1或-1。因为COS95和SIN101取样的一半是0，当在4/T取样时，如图3A和3B所示的两个相同的用于I和Q位流的320抽头的FIR滤波器可以用如图2所示的一个320抽头的FIR滤波器取代，同时处理I和Q位流，以2/T而不是4/T的速率取样每个I和Q位流，除去了0幅值。以1∶8的内插比率，320抽头的FIR滤波器并行处理I和Q位流，时钟的频率等于符号率1/T。
图6A和6B显示一个40抽头的子滤波器的详细的数据流。应用移位时钟109和寄存器111把I和Q输入数据位流(只示出了一个)从4位并行转换成4位串行字串。为全部160抽头值4位串行数据被分区、并存储在基于RAM的移位寄存器中。如前所述，同相和正交数据的输入位流被分为各自对应于其4个子滤波器的40抽头值的组113。数据再进一步分为相应于4×4的检查表(LUT)的4位组115，并作为4位的值被移出。
检查表功能如下。以x为自变量的数学函数f的结果为y，表示为y＝f(x)。该函数执行从所有x值到另一空间的y值的映射。在优选实施例中LUT执行感兴趣的值的映射。LUT存储装置通过存储电路中的一个位置的地址提供。原来存储在那一位置的值被发送到存储器输出数据总线。感兴趣的x的值是离散的，被映射成一个二进制数。因为信号以0或1逻辑电平代表，故其可用作形成二进制数的位。每种可能的数值组合被指定一个状态号。这种运算表示为：
Figure A9910302500141
＝xM-12M-1＋…＋x38＋x24＋x12＋x0                 公式8
每个状态是一个引用LUT中一个地址的二进制数。LUT的输出值是在给出对应于那个地址的自变量时函数结果的预计算值。这以作为LUT内容的图表描述来表示。所要执行的函数是FIR结构的给定的单个抽头的多信道的加权和。
例如，在4位(M＝4)的应用中，位于第二抽头(j＝2)的LUT的内容将如表1所示。
                        表1
        X的值X3，X2，X1，X0  A的地址计算 A位置处存储的LUT值
        0000       0           0
        0001     1＝1          W0C2
        0010     2＝2          W1C2
        0011    2＋1＝3       W1C2＋W0C2
        0100     4＝4          W2C2
        0101    4＋1＝5       W2C2＋W0C2
         …      …           …
        1101  8＋4＋1＝13    W3C2＋W2C2＋W0C2
        1110  8＋4＋2＝14    W3C2＋W2C2＋W1C2
        1111 8＋4＋2＋1＝15 W3C2＋W2C2＋W1C2＋W0C2
如图6B所示，LUT56存储字包含对应于目前输入地址值的预计算值。存储器根据应用可选用ROM或RAM。
在优选实施例中，ROM(只读存储器)用于存储永久LUT值。这以集成电路有效地实现。ROM适合于时不变系统，其中所需的信道加权值和滤波系数是已知的先验数据。RAM(随机存取存储器)允许在旧值上写入新值。LUT值可被计算并加载来获得适应性。RAM不象ROM一样省空间，但从灵活性提高考虑其仍是有效的。对256-QAM，需要80个LUT。每个LUT的输出串行地与其它的属于一个子滤波器的LUT的输出相乘。其结果用产生NRZ调制IF信号的载波来调制。
每个子滤波器的输出被输入到混频器与各个载波偏移混合。每个混频器的输出被输入到一个8∶1比率的多路复用器107。混频器的输出与SIN函数X/SIN(X)耦合，以补偿在数模转换时引入的振幅的失真。SIN函数的输出被输入到数模转换器53，转换为模拟量并滤波57以防止混叠。输出59被发送。
公式4中的第一项是RZ输入数据的数字滤波和调制。第二项对每个滤波器组而言是常数。偏移载波与滤波器数据载波的匹配只需要每个滤波器组的输出偏移等于：
Figure A9910302500151
j＝1，2，3…，8为每个相应的子滤波器。
以上表明通过在数字滤波后复合每个I和Q数据位流的载波成份，消除了在滤波前输入数据RZ到NRZ的转换过程。由于执行滤波操作的数字处理器对于256-QAM调制只需要4位数据的操作数，对于64-QAM调制只需要3位数据，因而使滤波和调制过程简化。
应用RZ信号输入(无1位载波偏移)的256-QAM的构象图表示于图4。载波纠错后的输出信号构象示于图5。本发明将Nyquist滤波器的滤波的输出与偏移载波复合。最终的信号是具有精确载波偏移的NRZ调制IF信号。
本发明的可替换实施例示于图7。优选实施例和可替换实施例的区别是后滤波载波复合执行的位置。在替换实施例中，载波偏移在8∶1多路复用器的下游混合。这一实施例减少了后滤波混频器的数目并去除了两个要求更复杂的布置的振荡器，其中载波偏移根据多路复用器选择相应的同相或正交相子滤波器来在COS和SIN函数之间切换。替换实施例提供了更优秀的方法，但增加了切换复杂性。
根据优选实施例对本发明作了描述，在下面权利要求所列出的发明的范围内的其它变化对熟悉本领域的人员是显而易见的。

Claims (24)

1.一种数字正交调幅器(QAM)包括：
第一QAM输入，用来从正向纠错(FEC)编码器接收同相数据位流；
第二QAM输入，用来从所述FEC编码器接收正交相数据位流；
QAM输出；
多个第一子滤波器，每个都含有与所述第一QAM输入耦合的输入和与多路复用器的单个输入耦合的输出；
多个数量等于所述多个第一子滤波器的第二子滤波器；
每个第二子滤波器都含有与所述第二QAM输入耦合的输入和与所述多路复用器的单个输入耦合的输出；
第一调制装置，提供与所述第一子滤波器输出耦合的后滤波载波偏移；
第二调制装置，提供与所述第二子滤波器输出耦合的后滤波载波偏移；
所述多路复用器的输入以串行排列，使得多路复用器的顺序输入耦合在与第一子滤波器输出的耦合和与第二子滤波器输出的耦合之间交替进行；和
所述多路复用器具有耦合于所述QAM输出的输出。
2.根据权利要求1的数字QAM，其中所述第一调制装置进一步包括：
对应于每个所述第一子滤波器的多个混频器，每一个混频器具有第一和第二输入及一个输出；和
对应于所述第一子滤波器的数目的多个COS发生器，每一个COS发生器具有与所述第一子滤波器的所述各自的混频器耦合的输出；
所述第二调制装置进一步包括：
对应于每个所述第二子滤波器的多个混频器，每一个混频器具有第一和第二输入及一个输出；和
对应于所述第二子滤波器的数目的多个SIN发生器，每一个SIN发生器具有与所述第二子滤波器的所述各自的混频器耦合的输出。
3.根据权利要求1的数字QAM，其中每个子滤波器是一个检查表。
4.根据权利要求1的数字QAM，其中同相和正交相数据位流代表64-QAM构象。
5.根据权利要求1的数字QAM，其中同相和正交相数据位流代表256-QAM构象。
6.一种数字正交调幅器(QAM)包括：
第一QAM输入，用来从正向纠错(FEC)编码器接收同相数据位流；
第二QAM输入，用来从所述FEC编码器接收正交相数据位流；
QAM输出；
多个第一子滤波器，每个都含有与所述第一QAM输入耦合的输入和与多路复用器的单个输入耦合的输出；
多个数量等于所述多个第一子滤波器的第二子滤波器；
每个第二子滤波器都含有与所述第二QAM输入耦合的输入和与所述多路复用器的单个输入耦合的输出；
所述多路复用器的输入以串行排列，使得多路复用器的顺序输入的耦合在与第一子滤波器输出的耦合和与第二子滤波器输出的耦合之间交替进行，并且所述多路复用器具有一个输出；和
调制装置，为所有所述数据位流提供后滤波载波偏移。
7.根据权利要求6的数字QAM，其中所述调制装置耦合于所述多路复用器输出并进一步包括：
具有第一和第二输入和一个输出的混频器；和
信号发生器，具有耦合于所述混频器的输出，其中所述信号发生器根据所述多路复用器所选择的是相应的同相或正交相子滤波器而在COS和SIN函数之间切换。
8.根据权利要求6的数字QAM，其中每个子滤波器是一个检查表。
9.根据权利要求6的数字QAM，其中同相和正交相数据位流代表64-QAM构象。
10.根据权利要求6的数字QAM，其中同相和正交相数据位流代表256-QAM构象。
11.根据权利要求6的数字QAM，其中所述调制装置进一步包括：
第一调制装置，提供与所述第一子滤波器输出耦合的后滤波载波偏移；
第二调制装置，提供与所述第二子滤波器输出耦合的后滤波载波偏移。
12.根据权利要求11的数字QAM，其中所述第一调制装置进一步包括：
对应于每个所述第一子滤波器的多个混频器，每一个混频器具有第一和第二输入及一个输出；和
对应于所述第一子滤波器的数目的多个COS发生器，每一个COS发生器具有与所述第一子滤波器的所述各自的混频器耦合的输出；
所述第二调制装置进一步包括：
对应于每个所述第二子滤波器的多个混频器，每一个混频器具有第一和第二输入及一个输出；和
对应于所述第二子滤波器的数目的多个SIN发生器，每一个SIN发生器具有与所述第二子滤波器的所述各自的混频器耦合的输出。
13.一种位于CATV(共用天线电视)系统的头端的CATV数字正交调幅器(QAM)包括：
第一QAM输入，用来从正向纠错(FEC)编码器接收同相数据位流；
第二QAM输入，用来从所述FEC编码器接收正交相数据位流；
QAM输出；
多个第一子滤波器，每个都含有与所述第一QAM输入耦合的输入和与多路复用器的单个输入耦合的输出；
多个数量等于所述多个第一子滤波器的第二子滤波器；
每个第二子滤波器都含有与所述第二QAM输入耦合的输入和与所述多路复用器的单个输入耦合的输出；
第一调制装置，提供与所述第一子滤波器输出耦合的后滤波载波偏移；
第二调制装置，提供与所述第二子滤波器输出耦合的后滤波载波偏移；
所述多路复用器的输入以串行排列，使得多路复用器的顺序输入耦合在与第一子滤波器输出的耦合和与第二子滤波器输出的耦合之间交替进行；和
所述多路复用器具有耦合于所述QAM输出的输出。
14.根据权利要求13的数字QAM，其中所述第一调制装置进一步包括：
对应于每个所述第一子滤波器的多个混频器，每一个混频器具有第一和第二输入及一个输出；和
对应于所述第一子滤波器的数目的多个COS发生器，每一个COS发生器具有与所述第一子滤波器的所述各自的混频器耦合的输出；
所述第二调制装置进一步包括：
对应于每个所述第二子滤波器的多个混频器，每一个混频器具有第一和第二输入及一个输出；和
对应于所述第二子滤波器的数目的多个SIN发生器，每一个SIN发生器具有与所述第二子滤波器的所述各自的混频器耦合的输出。
15.根据权利要求13的CATV数字QAM，其中每个子滤波器是一个检查表。
16.根据权利要求13的CATV数字QAM，其中同相和正交相数据位流代表64-QAM构象。
17.根据权利要求13的CATV数字QAM，其中同相和正交相数据位流代表256-QAM构象。
18.一种CATV数字正交调幅器(QAM)包括：
第一QAM输入，用来从正向纠错(FEC)编码器接收同相数据位流；
第二QAM输入，用来从所述FEC编码器接收正交相数据位流；
QAM输出；
多个第一子滤波器，每个都含有与所述第一QAM输入耦合的输入和与多路复用器的单个输入耦合的输出；
多个数量等于所述多个第一子滤波器的第二子滤波器；
每个第二子滤波器都含有与所述第二QAM输入耦合的输入和与所述多路复用器的单个输入耦合的输出；
所述多路复用器的输入以串行排列，使得多路复用器的顺序输入的耦合在与第一子滤波器输出的耦合和与第二子滤波器输出的耦合之间交替进行，并且所述多路复用器具有一个输出；和
调制装置，为所有所述数据位流提供后滤波载波偏移。
19.根据权利要求18的CATV数字QAM，其中所述调制装置耦合于所述多路复用器输出并进一步包括：
具有第一和第二输入和一个输出的混频器；和
信号发生器，具有耦合于所述混频器的输出，其中所述信号发生器根据所述多路复用器所选择的是相应的同相或正交相子滤波器而在COS和SIN函数之间切换。
20.根据权利要求18的CATV数字QAM，其中每个子滤波器是一个检查表。
21.根据权利要求18的CATV数字QAM，其中同相和正交相数据位流代表64-QAM构象。
22.根据权利要求18的CATV数字QAM，其中同相和正交相数据位流代表256-QAM构象。
23.根据权利要求18的CATV数字QAM，其中所述调制装置进一步包括：
第一调制装置，提供与所述第一子滤波器输出耦合的后滤波载波偏移；
第二调制装置，提供与所述第二子滤波器输出耦合的后滤波载波偏移。
24.根据权利要求23的CATV数字QAM，其中所述第一调制装置进一步包括：
对应于每个所述第一子滤波器的多个混频器，每一个混频器具有第一和第二输入及一个输出；和
对应于所述第一子滤波器的数目的多个COS发生器，每一个COS发生器具有与所述第一子滤波器的所述各自的混频器耦合的输出；
所述第二调制装置进一步包括：
对应于每个所述第二子滤波器的多个混频器，每一个混频器具有第一和第二输入及一个输出；和
对应于所述第二子滤波器的数目的多个SIN发生器，每一个SIN发生器具有与所述第二子滤波器的所述各自的混频器耦合的输出。
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