KR100433635B1 - 댁내 데이터 통신을 위한 변조기 - Google Patents

Abstract

본 발명에 따른 댁내 데이터 통신을 위한 변조기는, 입력 데이터를 받아 들여 I, Q성분으로 나누어 각각의 심벌로 대응시키는 성좌매핑수단, 성좌매핑기로부터 출력된 I 채널에 대한 신호의 소정의 주파수의 범위를 전송하는 무한 임펄스 응답을 가지는 제1 비-나이퀴스트 필터수단, 성좌매핑기로부터 출력된 Q 채널에 대한 신호의 소정의 주파수의 범위를 전송하는 무한 임펄스 응답을 가지는 제2 비-나이퀴스트 필터수단, 제1 및 제2 비-나이퀴스트 필터부로부터 출력된 I 채널 데이터 및 Q 채널 데이터를 소정의 주파수 대역으로 이동시켜 I 채널 데이터와 Q 채널 데이터를 더하는 믹서수단, 믹서수단의 출력 신호에서 무선 아마추어 통신(HAM) 신호의 주파수를 제거하기 위한 HAM 주파수 제거수단, HAM 주파수 제거수단으로부터 출력된 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하는 D/A변환기를 포함하며, 전화선을 통해 구성된 댁내 변조기에 비-나이퀴스트 필터를 사용함으로써 통신하고자 하는 대역폭을 충분히 활용하며 통신대역내에서의 전력을 균등하게 분포시킬 수 있다.

Description

댁내 데이터 통신을 위한 변조기{Modulator for home area network}

본 발명은 변조기에 관한 것으로, 좀더 구체적으로는 댁내 전화선을 이용해 데이터 통신을 하기 위한 직교 변조기(Quadrature Amplitude Modulator)에 관한 것이다.

도1은 종래의 직교 변조기(100)의 구성을 도시한다. 상기 직교변조기(100)는 입력 데이터로부터 n개의 데이터를 I, Q성분으로 나누어 이들 각각을 하나의 심벌로 대응시켜주는 성좌 매핑기(110), 상기 성좌 매핑기(110)로부터 출력된 데이터의 대역폭을 제한하고 신호간의 간섭을 줄이기 위한 나이퀴스트(Nyquist) 필터인 Raised Cosine 필터(120,130), 상기 필터링된 I, Q 데이터를 보내고자 하는 주파수 대역으로 이동시키기 위해 반송파 발생장치로부터 출력된 반송파를 싣는 수단(140,150), 상기 수단에 의해 반송파가 각각 실려진 I, Q 채널의 데이터를 더하는 덧셈기(160), 상기 덧셈기로부터의 출력 신호에서 가정 내 무선 아마추어 통신인 HAM신호의 영향을 배제하기 위한 HAM 주파수 제거 필터(170), D/A변환으로 인해 발생되는 주파수 왜곡을 보상하기 위한 x/sin(x)함수의 주파수 특성을 가지는x/sin(x) 필터(180), D/A 변환기(190)를 포함한다.

상기와 같은 구성을 가지는 종래의 직교변조기(100)의 동작을 설명하면, 먼저, 디지털 입력은 성좌 매핑기(110)를 통과하는데, 성좌 매핑기(110)는 in-phase 성분(I)와, quadrature 성분(Q) 둘로 나누어 각각에 대응되는 성상 심벌로 전환한다. 전환된 성상심벌은 I와 Q 각각 동일한 유한 임펄스 응답(Finite Impulse Response)구조로 만들어지는 square-root raised cosine 형태의 나위퀴스트 필터(120,130)로 입력된다.

나이퀴스트 필터(120,130)는 대역 제한된 복소수 신호(Complex signal)의 실수 부분과 허수 부분을 발생시킨다. 나이퀴스트 필터를 거친 I채널 과 Q채널 신호 성분은 IF주파수를 가진 반송파와 믹스 또는 곱하여진 후, 덧셈기(160)에서 더하여져 대역 제한되고, 반송파가 실린 QAM신호가 만들어진다. 이와 같이 만들어진 QAM신호는 무선 아마추어 통신인 HAM 신호(7.0MHz)의 영향을 배제하기 위해 HAM 주파수 제거 필터(Notch필터)(170)를 통과한다. HAM 주파수 제거 필터(170)는 위에서 설명한 나이퀴스트 필터에서 사용되는 FIR필터의 구조가 아니어서 신호의 위상을 비선형적으로 만든다. 또한, 나이퀴스트 필터를 통과하면서 형성된 ISI(신호간 간섭)가 없는 신호에 왜곡을 주게 되어 신호가 더 이상 ISI를 배제할 수 없도록 만들어 나이퀴스트 신호가 되지 못한다.

HAM주파수제거필터(170)를 통과한 신호는 D/A변환기(190)의 샘플/홀드(Sample Hold)로 인해 발생되는 x/sin(x) 주파수 왜곡을 보상하기 위해 sin(x)/x 주파수 응답을 가지는 inverse-sinc 필터(180)를 거치게 되고, 최종적으로 전화선로상에 실리기 위해 D/A변환기(190)를 거치게 된다.

종래의 직교변조기에서 사용하는 나이퀴스트 필터는 이상적으로는 선형 위상응답을 보이는 저대역 통과필터로 통과저지 주파수(Cut-off Frequency)가 신호주파수의 1/2이다. 이러한 저대역 통과필터는 통과대역폭 내의 직교 성분 I,Q를 모두 유지할 수 있고, 선형 위상응답으로 인해 모든 주파수 성분에 대해서 군 지연(Group Delay)시간이 동일하다. 또한, 이와 같은 필터는 도 2에 도시된 바와 같이 sinc함수(x/sin(x)) 모양의 임펄스 응답을 가지므로, 매 샘플링 순간 0과 겹치는 지점(zero-crossing point)이 등 간격을 유지한다. 즉, 이러한 모양의 임펄스 응답은 심벌간 간섭(Inter-Symbol-Interference)을 유발하지 않는다.

그러나, 이와 같은 필터는 이상적이어서 실제적으로 구현이 불가능하기 때문에 현실적으로는 square-root raised-cosine 필터를 사용한다. Square root raised-cosine 필터는 나이퀴스트 대역폭을 조절하기 위해 롤오프(roll-off) 계수를 사용하는데 이 값이 0.5이면 전체 대역폭이 데이터 대역폭의 1.5배가 되고 롤오프 계수가 낮을수록 전체 대역폭이 작아지지만 복잡도는 증가하게 된다.

도 3a,3b에서 알 수 있는 바와 같이 나이퀴스트 필터는 사용 대역의 경계부분에서의 크기를 줄이기 때문에 경계부분의 주파수 대역을 충분히 활용할 수가 없다.

따라서, HAM 신호 억제 필터의 사용과 열악한 통신채널 특성으로 인해 신호간 간섭을 보장할 수 없는 댁내 통신 환경에서는 사용 주파수 대역을 충분히 활용하지 못하게 되는 문제점이 있고, 따라서, 댁내 통신에서 64, 128, 256 QAM과 같은다중 레벨의 QAM신호인 경우 사용대역내의 전력을 균일하게 가지지 못하게 되어 수신기의 성능을 저하시키게 된다.

이와 같이, 가정내 전화선을 이용한 데이터 통신에서는 아마추어 무선통신으로 발생하는 HAM신호의 간섭과 전화선 통신 채널의 특성이 LAN 이나 케이블 모뎀과 같은 다른 유선 통신채널과는 달리 시간에 따라 일정하지 않고 댁내 전화선 구성에 따라서도 특성이 각각이다. 이로 인해 종래의 변조기처럼, 보내고자 하는 신호의 대역폭을 제한하고 신호간 간섭(Inter-Symbol Interference)을 피하기 위해 나이퀴스트 필터를 사용하는 것은 HAM 주파수 제거 필터와 열악한 전화선 통신 채널의 특성으로 인해 신호간 간섭을 줄여주지 못하게 된다. 따라서, 가정내 전화선 통신 환경에서는 신호간 간섭을 줄이기 위한 나이퀴스트(Nyquist)필터의 사용이 큰 도움이 되지 않으며 오히려 통신 대역폭을 충분히 활용할 수 없는 단점을 가져온다.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 댁내 통신 환경에서의 변조기에 비-나이퀴스트 필터를 사용함으로써 통신하고자 하는 대역폭을 충분히 활용하며 통신대역내에서의 전력을 균등하게 분포하게 하기 위한 댁내 데이터 통신을 위한 변조기를 제공하는 것을 목적으로 한다.

도 1은 종래 직교 변조기 구성의 블럭도,

도 2a는 이상적인 나이퀴스트(Nyquist) 필터의 임펄스 응답을 도시하는 그래프,

도 2b는 이상적인 나이퀴스트(Nyquist) 필터의 주파수 특성을 도시하는 그래프,

도 3a는 α=0.5 인 경우 Square-root raised cosine 필터의 주파수 응답도,

도 3b는 α=0.1 인 경우 Square-root raised cosine 필터의 주파수 응답도,

도 4는 본 발명에 따른 구성을 가지는 변조기의 일 예의 블럭도,

도 5는 도 4에 도시된 비-나이퀴스트 필터의 구성의 일 예를 도시하는 도면,

도 6은 도 4에 도시된 CIC 보간 필터의 구성의 일 예를 도시하는 도면,

도 7a 내지 도 7d는 CIC 필터 보간 필터의 동작을 설명하기 위한 개념도,

도 8a은 LPF와 CIC 보간 필터의 주파수 특성을 도시하는 그래프,

도 8b는 통과대역 및 HAM 신호 억제 필터를 거친 후의 주파수 특성을 도시하는 그래프,

도 9는 도 4에 도시된 inverse-sinc 필터의 구성의 일 예를 도시하는 도면.

* 도면의 주요한 부분에 대한 부호의 설명 *

410 : 성좌 매핑기 420,450 : 비-나이퀴스트 필터 블럭

430, 460 : 버터워스 저역통과필터 440,470 : 보간 필터

480 : 반송파 발생기 484 : HAM 주파수 제거 필터

490 : 인버스-sinc 필터 485 : D/A 변환기

상기와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 특징은, 댁내 데이터 통신을 위한 변조기에 있어서, 입력 데이터를 받아 들여 I, Q성분으로 나누어 각각의 심벌로 대응시키는 성좌 매핑 수단과, 상기 성좌매핑기로부터 출력된 I 채널에 대한 신호의 소정의 주파수의 범위를 전송하는 무한 임펄스 응답을 가지는 제1 비-나이퀴스트 필터 수단과, 상기 성좌매핑기로부터 출력된 Q 채널에 대한 신호의 소정의 주파수의 범위를 전송하는 무한 임펄스 응답을 가지는 제2 비-나이퀴스트 필터 수단과, 상기 제1 및 제2 비-나이퀴스트 필터수단으로부터 출력된 I 채널 데이터 및 Q 채널 데이터를 소정의 주파수 대역(Intermediate Frequency : IF)으로 이동시켜 상기 I 채널 데이터와 상기 Q 채널 데이터를 더하는 믹서 수단과, 상기 믹서 수단의 출력 신호에서 무선 아마추어 통신(HAM) 신호의 주파수를 제거하기 위한 HAM 주파수 제거 수단과, 상기 HAM 주파수 제거 수단으로부터 출력된 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하는 D/A변환기를 포함한다.

바람직하게는, 상기 제1 및 제2 비-나이퀴스트 필터 수단은, 버터워스 필터 또는 체비세프 필터를 포함한다.

또한, 바람직하게는, 상기 제1 및 제 2 비-나이퀴스트 필터 수단은, 상기 제1 및 제 2 비-나이퀴스트 필터 수단에 의해 전송된 신호를 보다 높은 주파수로 샘플링하기 위한 보간 필터를 더 포함한다.

또한, 바람직하게는, 상기 보간 필터는, 입력신호에서 소정 대역의 성분을 감쇄시키는 콤 필터와, 상기 콤 필터로부터의 출력 신호를 두배로 업샘플링하는 업샘플러와, 상기 업샘플러로부터 출력된 신호에서 상기 콤필터 사용에 의한 감쇄부분을 보상하는 적분기를 포함한다.

또한, 바람직하게는, 상기 변조기는, D/A 변환으로 인해 발생되는 주파수 왜곡을 보상하기 위한 수단을 더 포함한다.

또한, 바람직하게는, 상기 보상 수단은, 입력신호를 하나의 샘플링 시간만큼 지연시킨 신호와 입력신호의 차를 구하는 일차 차분기와, 상기 차분기의 출력신호에 필요한 계수의 값을 곱하는 곱셈기와, 상기 곱셈기의 출력과 입력신호를 더하는 덧셈기를 포함한다.

이하에서는 첨부된 도4 내지 도9를 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다.

본 발명에 따른 직교변조기의 구성의 일예는 도 4에 도시된 바와 같다.

상기 직교변조기(400)는, 4MHz 입력 데이터를 I, Q성분으로 나누어 이들 각각을 하나의 심벌로 대응시켜주는 성좌매핑기(410), 상기 성좌매핑기(410)로부터 출력된 I채널, Q채널 데이터를 16MHz의 샘플링 속도로 각각 업샘플링(up-sampling)하는 업샘플러(up-sampler)(411,412)와 상기 업샘플링된 데이터의 대역폭을 충분히 활용하기 위해 5차의 버터워스(Butterworth) 저대역 통과 필터(430,460)와 상기 저대역 통과된 신호를 보다 높은 주파수로 샘플링하기 위한 CIC(Cascaded Integrator Comb) 필터(440,470)로 구성된 비-나이퀴스트 필터(420,450), 상기 비-나이퀴스트 필터에 의해 필터링된 I,Q 데이터를 보내고자 하는 주파수 대역(Intermediate Frequency :IF)으로 이동시키기 위한 반송파 발생기(480), 상기 발생된 반송파와 비-나이퀴스트 필터를 거친 직교성분의 I,Q신호를 IF주파수로 옮기는 믹서 또는 곱셈기(481,482), 상기 IF주파수로 옮겨진 각각의 I,Q신호를 더하는 덧셈기(483), 가정내 무선 아마추어 통신인 HAM 신호의 영향을 배제하기 위한 HAM 주파수 제거 필터(484), D/A변환으로 인해 발생되는 주파수 왜곡을 보상하기 위한 x/sin(x)함수의 주파수 특성을 가지는 x/sin(x) 필터(490), 변조된 출력을 최종적으로 전화선로에보내기 위해 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하는 D/A변환기(485)를 포함한다.

이제, 상기와 같은 구성을 가지는 직교변조기(400)의 동작을 설명한다. 4Mbits/sec의 디지털 입력은 성좌매핑기(410)를 통과하는데 이 때 in-phase 성분(I)과 quadrature 성분(Q) 둘로 나누어 각각에 대응되는 성상심벌로 전환한다. 전환된 성상심벌 I 와 Q는 각각 입력데이터의 4배 속도로 샘플링하는 업샘플러(411,412)에 입력된다. 업샘플러를 거친 데이터는 입력 데이터가 (1, 0, 1)인 경우 (1000,0000,1000)가 되는 것으로 4번의 샘플링 중 한 번만 입력데이터를 샘플하고 나머지 세 번은 0이 된다. 업샘플링된 I채널, Q채널 데이터는 각각 대역폭을 활용하기 위한 버터워스(Butterworth) 5차의 저대역 통과 필터(430,460)로 입력된다. 버터워스 저대역 필터는 주파수의 대역폭이 2.5MHz이고 샘플링주파수는 16MHz이다. 통과대역의 경계인 3MHz의 감쇄는 10dB가 된다.

도 5에 비-나이퀴스트 필터의 일종인 버터워스 5차 필터(430)의 한 예가 도시되어 있다. 도 5에서 a11,a12,b11,b12는 필터의 계수이다. 상기 버터워스 5차 필터는 제1단(431)과, 제2단(432)과, 제3단(433)을 포함하며, 상기 각 단은 바이쿼드(Biquad) 구조로 되어 있으며 2차의 IIR 필터이다. 이와 같이 바이쿼드 섹션을 3단으로 구성하여 버터워스 5차 IIR(Infinite Impulse Response)필터를 만들 수 있다.

버터워스 5차 디지털 필터는 기존의 아날로그 필터에서의 전달식을 complex-valued mapping을 통해 디지털로 변환한 것으로 전달함수는 아래와 같다.

H(z) = b₀+b₁z^-1+b₂z^-2+b₃z^-3+b₄z^-4+b₅z^-5/ 1+a₁z^-1+a₂z^-2+a₃z^-3+a₄z^-4+a₅z^-5

이를 이차의 식들의 직렬연결형태(cascaded form)로 다시 나타내면,

여기서, b₁₀,b₂₀,b₃₀= 1이고, a₃₂,b₃₂= 0의 값으로 나타난다.

각 z의 이차식으로 표현되어진 부분을 구현한 것이 도 5에 도시된 바와 같다. 먼저, H₁(z)의 표현으로 나타난 부분을 살펴보면 z로 나타난 부분은 하나의 지연(delay)소자로 표시된다. 이는 도 5에서 D로 표시된 부분이며, D를 하나 지날 때 z^-1으로 나타난다. 입력과 출력이 바로 연결되는 흐름에서 지연소자 D와 분기되는 지점을 X(z)로 표시하게 되면 X(z)는 아래의 식으로 나타난다.

여기서, I(z)는 입력을 나타낸 것이다. 그리고, 출력 Y(z)는 다음과 같이 표시되어진다.

위의 식에서 X(z)를 대입하면 전달함수는 처음 식에서의 H₁(z)과 동일하다.

위와 같은 전개를 제2단(432)와 제3단(433)에 대해서도 적용하면 도 5의 구현이 H(z)의 전달함수로 나타내진다.

버터워스 필터(430)를 통과한 신호는 보간(Interpolating)필터인 CIC필터(440)를 통과한다. 보간 필터(440)는 원하는 신호를 낮은 샘플링 주파수에서 높은 샘플링주파수로 또는 높은 샘플링주파수에서 낮은 샘플링주파수로 옮길 때 사용된다. 도 6에 도시된 보간 필터는 32MHz로 업샘플링되었을 경우 신호의 주파수 성분이 32MHz의 1/2인 16MHz에서도 발생하는 주파수 성분을 없애기 위한 것이다. 보간 필터(440)는 3차로 된 CIC(Cascaded Integrator Comb)필터로서, 도 6에 CIC 보간 필터의 구체적인 구성이 도시되어 있다. CIC 보간필터(440)는 차분기(Comb 부분)(441), 2배의 업샘플러(442), 적분기(443)가 직렬로 연결되어 있다.

이러한 구조를 지닌 CIC 필터의 일반적인 전달함수는 아래와 같다.

여기서는 Comb 부분(441)의 전달함수를 나타내고,는 적분기(443)의 전달함수를 나타낸다. 또한, R은 업샘플러(442)의 샘플 레이트(samplerate)의 변환 값을 나타내는 것으로 샘플주파수를 2배로 올릴 경우에 R=2가 된다. 그리고, M은 콤(Comb) 필터(441)의 각 차분기의 차수(order)를 나타내고, N은 전체가 몇 단으로 구성되어 있는가를 나타낸다. 도 6에 도시된 예에서는 2배의 업샘플러를 사용하기 때문에 R=2가 되고, 일차의 차분기를 이용하는 것으로 M=1, 전체는 3개의 단으로 구성되어 있으므로 전체 전달식은 다음과 같다.

여기서,이다.

이들 식에 z의 값을 대입하면 전달함수는 주파수의 함수로 나타난다. 이를 주파수의 함수로 표시하면,

이 된다.

도 7a 내지 7d는 CIC보간 필터의 동작을 설명한다. 먼저, 도 7a는 CIC보간 필터(440)로 입력되는 신호의 주파수 스펙트럼을 도시한다.

도 7b에는 입력신호의 성분과 콤필터의 주파수특성을 함께 도시한다. 따라서 입력신호와 콤필터의 주파수 특성이 겹치는 부분이 입력신호가 콤필터에 의해 감쇄되는 부분이다.

이와 같이 CIC보간 필터의 콤필터를 거치고 난후의 주파수 스펙트럼이 도 7c에 도시되어 있다. 도 7c에 도시된 바와 같이 32MHz로 업샘플링되고 난 후 16MHz에서 입력 신호 주파수 성분이 나타나는 것을 없애주기 위해 그 대역의 성분을 감쇄시키는 것을 알 수 있다. 콤필터를 거친 신호는 2배로 업샘플링되는데 이 때, 16MHz부근의 신호 성분을 없애기 위해 콤필터를 사용하면서 원 신호의 일부분도 감쇄되었기 때문에 이를 보상하기 위해 적분기를 사용하여 감쇄된 원 신호성분을 복구한다. 적분기의 주파수 특성도 도 7c에 도시되어 있다.

콤필터를 거친 신호가 적분기의 특성에 의해 보상된 신호가 도 7d에 도시되어 있다. 즉, 도 7d는 CIC보간 필터를 거친 출력신호를 보여주는 것으로, 16MHz주변의 성분은 없어지고 32MHz의 주파수로 샘플링된 신호의 주파수 스펙트럼을 보여 주고 있다.

CIC 보간필터(440)를 거친 신호는 믹서 또는 곱셈기(481,482)에서 I채널, Q채널 데이터를 보내고자 하는 주파수 대역(Intermediate Frequency : IF)으로 이동시키기 위한 반송파 발생기(480)로부터 출력되는 반송파와 곱하여지는데, 반송파 발생기(480)는 32MHz의 샘플링 주파수로부터 7MHz의 반송파를 발생시켜 입력 신호를 반송파를 중심으로 하는 통과대역으로 이동시킨다.

이와 같이 대역이동된 신호는 덧셈기(483)에서 더하여지고, HAM신호의 억제를 위해 HAM 주파수 제거필터(notch filter:484)를 거치게 된다.

도 8a에 본 발명의 버터워스 필터와 CIC 보간필터를 거친 후의 주파수 특성이 도시되어 있고, 도 8b에 통과대역 및 HAM 억제 필터를 거친 후의 주파수 특성이 도시되어 있다. 도 8b에 나타난 바와 같이 7MHz의 HAM신호가 신호의 통과대역 내에서 억제됨을 알 수 있다.

HAM 주파수 제거 필터를 통과한 신호는 D/A변환으로 인해 발생되는 x/sin(x) 주파수 왜곡을 보상하기 위해 inverse-sinc필터(490)를 거치게 된다. 본 발명에서는 기존의 inverse-sinc필터가 dc를 포함하는 기저 대역 신호의 주파수에 대해서도 보상을 하는 것과는 달리 통과대역에 대해서만 보상을 함으로서 하드웨어 복잡도를 줄인 것이다.

이와 같은 inverse-sinc필터(490)의 구성을 도 9에 도시한다. 상기 inverse-sinc필터(490)는 입력신호를 하나의 샘플링 시간만큼 지연시킨 신호(492에서 구해짐)와 입력신호의 차(493에서 구해짐)를 구하는 일차 미분 또는 차분기(491)와, 상기 차분기의 출력신호를 필요한 계수의 값만큼 곱해준 결과를 주는 곱셈기(494)와, 곱셈기(494)의 출력과 입력신호를 더해주는 덧셈기(495)를 포함한다. 상기 곱셈기(494) 부분은 반드시 곱셈기로 구성되어 있지 않아도 되며, 다만, 그 결과가 입력을 곱한 결과와 동일한 결과를 주는 것으로 구성되어도 좋다. 예를 들면, 계수가 이진 값으로 표기되었다면 2의 승수 배를 곱하는 것은 이진숫자를 한 비트우측으로 이동시키는 것과 동일한 것과 같다.

이와 같이 인버스 sinc 필터(490)를 거친 신호는 최종적으로 댁내 전화선에 신호를 전달하기 위한 D/A 변환기(485)를 거쳐 출력된다.

이상 설명한 바와 같은 본 발명에 의하면 전화선을 통해 구성된 댁내 변조기에 비-나이퀴스트 필터를 사용함으로써 통신하고자 하는 대역폭을 충분히 활용하며 통신대역내에서의 전력을 균등하게 분포하게 한다. 또한, 변조기 내의 D/A 변환에따른 역 sinc 필터를 통과 대역에서만 왜곡 보상을 하도록 함으로써 기저 대역에서부터 관심 주파수까지 보상하는 인버스-sinc 필터에 비해 하드웨어 복잡도를 줄일 수 있다.

Claims (6)

1. 댁내 데이터 통신을 위한 변조기에 있어서,

   입력 데이터를 받아 들여 I, Q성분으로 나누어 각각의 심벌로 대응시키는 성좌 매핑 수단과,

   상기 성좌매핑기로부터 출력된 I 채널에 대한 신호의 소정의 주파수의 범위를 전송하는 무한 임펄스 응답을 가지는 제1 비-나이퀴스트 필터 수단과,

   상기 성좌매핑기로부터 출력된 Q 채널에 대한 신호의 소정의 주파수의 범위를 전송하는 무한 임펄스 응답을 가지는 제2 비-나이퀴스트 필터 수단과,

   상기 제1 및 제2 비-나이퀴스트 필터수단으로부터 출력된 I 채널 데이터 및 Q 채널 데이터를 소정의 주파수 대역(Intermediate Frequency : IF)으로 이동시켜 상기 I 채널 데이터와 상기 Q 채널 데이터를 더하는 믹서 수단과,

   상기 믹서 수단의 출력 신호에서 무선 아마추어 통신(HAM) 신호의 주파수를 제거하기 위한 HAM 주파수 제거 수단과,

   상기 HAM 주파수 제거 수단으로부터 출력된 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하는 D/A변환기를 포함하는 변조기.
2. 제1항에 있어서,

   상기 제1 및 제2 비-나이퀴스트 필터 수단은, 버터워스 필터 또는 체비세프 필터를 포함하는 변조기.
3. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제 2 비-나이퀴스트 필터 수단은,

   상기 제1 및 제 2 비-나이퀴스트 필터 수단에 의해 전송된 신호를 보다 높은 주파수로 샘플링하기 위한 보간 필터를 더 포함하는, 변조기.
4. 제3항에 있어서, 상기 보간 필터는,

   입력신호에서 소정 대역의 성분을 감쇄시키는 콤 필터와,

   상기 콤 필터로부터의 출력 신호를 두배로 업샘플링하는 업샘플러와,

   상기 업샘플러로부터 출력된 신호에서 상기 콤필터 사용에 의한 감쇄부분을 보상하는 적분기를 포함하는 변조기.
5. 제1항에 있어서,

   D/A 변환으로 인해 발생되는 주파수 왜곡을 보상하기 위한 수단을 더 포함하는 변조기.
6. 제5항에 있어서, 상기 보상 수단은,

   입력신호를 하나의 샘플링 시간만큼 지연시킨 신호와 입력신호의 차를 구하는 일차 차분기와,

   상기 차분기의 출력신호에 필요한 계수의 값을 곱하는 곱셈기와,

   상기 곱셈기의 출력과 입력신호를 더하는 덧셈기를 포함하는 변조기.