JPH1132229A

JPH1132229A - 水平偏向高圧発生回路

Info

Publication number: JPH1132229A
Application number: JP20097497A
Authority: JP
Inventors: Yukio Takatori; 幸夫高取
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1997-07-10
Filing date: 1997-07-10
Publication date: 1999-02-02

Abstract

(57)【要約】【課題】白ピーク時における画像の縦方向歪や高圧低
下による画像の歪及び揺れが発生することない水平偏向
・高圧一体型の水平偏向高圧発生回路を提供する。【解決手段】水平偏向コイルＬ１とＳ字補正コンデン
サＣ３との接続点と接地間に、抵抗Ｒ３１とコンデンサ
Ｃ３１の並列回路と、抵抗Ｒ３２とコンデンサＣ３２の
並列回路とを直列に接続する。この２つの並列回路の接
続点より出力された電圧を、電圧−電流変換回路３１に
よって電流に変化する。ウィンドパルス発生回路３２に
よって発生するウィンドパルスによってほぼ水平の映像
表示期間だけスイッチＳＷ３１をオフし、コンデンサＣ
３３を充電することにより、電圧を積分する。この出力
をダイオードＤ３１によってピーク検波し、この電圧を
用いて水平偏向電流Ｉｙを補正する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、テレビジョン受像
機やディスプレイ装置に用いられる水平偏向高圧発生回
路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１７はダイオードモジュレーション型
の従来の水平偏向高圧発生回路の一例を示す回路図であ
る。この図１７に示す水平偏向高圧発生回路は、特公平
３−２４８２９号公報に記載されているものである。図
１７において、水平ドライブ回路１には水平パルスが入
力され、水平ドライブ回路１は水平パルスを増幅して水
平出力トランジスタＱ１に入力する。トランジスタＱ１
のコレクタ・エミッタ間には、ダンパーダイオードＤ１
と、共振コンデンサＣ１と、水平偏向コイルＬ１とＳ字
補正コンデンサＣ３の直列回路との並列回路と、ダンパ
ーダイオードＤ２と、共振コンデンサＣ２と、変調用コ
イルＬ２とコンデンサＣ４の直列回路との並列回路と
が、直列に接続されている。

【０００３】トランジスタＱ１には、さらに、フライバ
ックトランス（ＦＢＴ）２が接続され、ＦＢＴ２の出力
はダイオードＤ３によって整流されて高圧ＥHTが出力さ
れる。ＦＢＴ２の１次側の一端には電源電圧＋Ｖｂが供
給される。ＦＢＴ２の２次側の一端と接地間には、抵抗
Ｒ１，コンデンサＣ５が並列に接続され、ＡＢＬ（自動
輝度制限）回路に接続される。そして、周知の動作によ
って、水平偏向コイルＬ１に水平偏向電流を流す。

【０００４】この図１７に示す構成によれば、白ピーク
部分の縦方向の画像歪が少なく、水平振幅を自由に変え
られ、また、サイドピンクッション歪を簡単に補正でき
る等の利点がある。さらに、部品点数も少なく、コスト
的にも有利であるので、現在広く利用されている。

【０００５】しかしながら、図１７に示す構成において
は、白ピーク部分の縦方向の画像歪が完全になくなると
いう訳ではなく、白ピークによって高圧ＥHTが低下する
ため、白ピークが現れた際、垂直振幅が大きく変化し
て、画像が揺れるという現象が発生する。このため、高
品位が要求される高級タイプのディスプレイ装置やハイ
ビジョン受信機等においては、図１７に示す一体型の水
平偏向高圧発生回路ではなく、図１８に示すような水平
偏向・高圧分離型の回路が使用されることが多い。

【０００６】図１８において、水平ドライブ回路３は高
圧発生回路１０をドライブし、水平ドライブ回路４は水
平偏向回路２０をドライブする。水平ドライブ回路３に
よって増幅された水平パルスは水平出力トランジスタＱ
１１に入力される。トランジスタＱ１１のコレクタ・エ
ミッタ間には、ダンパーダイオードＤ１１と共振コンデ
ンサＣ１１とが並列に接続されている。トランジスタＱ
１１にはフライバックトランス（ＦＢＴ）５が接続さ
れ、ＦＢＴ５の出力はダイオードＤ１２によって整流さ
れて高圧ＥHTが出力される。ＦＢＴ５の２次側の一端と
接地間には、抵抗Ｒ１１，コンデンサＣ１２が並列に接
続され、ＡＢＬ回路に接続される。

【０００７】高圧ＥHTは、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３によって
分圧され、比較器７の反転入力端子に入力される。比較
器７の非反転入力端子には基準電圧Ｖ１が入力される。
この基準電圧Ｖ１を可変することによって、高圧ＥHTが
制御される。比較器７の出力はＤＣ−ＤＣコンバータ８
に入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ８には電源電圧＋
Ｖｂが入力されており、ＤＣ−ＤＣコンバータ８は比較
器７の出力に応じて電源電圧＋Ｖｂを可変して電源電圧
＋Ｖbbとし、ＦＢＴ５の１次側に供給する。なお、ＦＢ
Ｔ５の１次側は、コンデンサＣ１３を介して接地されて
いる。

【０００８】一方、水平ドライブ回路４によって増幅さ
れた水平パルスは水平出力トランジスタＱ２１に入力さ
れる。トランジスタＱ２１のコレクタ・エミッタ間に
は、ダンパーダイオードＤ２１と、共振コンデンサＣ２
１と、水平偏向コイルＬ２１とＳ字補正コンデンサＣ２
１の直列回路とが並列に接続されている。トランジスタ
Ｑ２１には、さらに、水平トランス６が接続されてい
る。水平トランス６の１次側の一端には電源電圧＋Ｖａ
が供給される。そして、周知の動作によって、水平偏向
コイルＬ２１に水平偏向電流を流す。

【０００９】図１８に示す構成では、高圧発生回路１０
と水平偏向回路２０とが分離されているので、白ピーク
が現れた際、垂直振幅が大きく変化することはない。ま
た、高圧ＥHTが一定となるようにフィードバックがかか
るので、画像が揺れるという現象は発生しない。この回
路の欠点は、水平出力トランジスタやトランス等の高価
な部品を重複して使用しなければならないので、コスト
的に不利であることである。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】そこで、図１７に示す
回路において、画像が揺れるという不具合を防止するた
め、図１９に示すように、図１８と同様の高圧フィード
バック回路（高圧安定化回路）を付加することも考えら
れる。このようにすると、高圧ＥHTを制御するために、
ＦＢＴ２に入力される電源電圧＋Ｖbbが大きく変化する
ので、白ピーク時に水平振幅が大きく変化する。この結
果、高圧ＥHTの低下による画像の揺れや画像歪は改善さ
れるものの、画像の品位としては図１７と比較しても利
点はなく、実用化は困難であった。

【００１１】本発明はこのような問題点に鑑みなされた
ものであり、白ピーク時における画像の縦方向歪や高圧
低下による画像の歪及び揺れが発生することなく、水平
偏向・高圧分離型と同等の性能を有し、低コストで実現
することができる水平偏向・高圧一体型の水平偏向高圧
発生回路を提供することを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述した従来
の技術の課題を解決するため、水平出力トランジスタ
（Ｑ１）と、前記水平出力トランジスタのコレクタ・エ
ミッタ間に接続された、第１のダンパーダイオード（Ｄ
１）と、第１の共振コンデンサ（Ｃ１）と、水平偏向コ
イルである第１のコイル（Ｌ１）とＳ字補正コンデンサ
である第１のコンデンサ（Ｃ３）の直列回路とを並列接
続した第１の並列回路、及び、第２のダンパーダイオー
ド（Ｄ２）と、第２の共振コンデンサ（Ｃ２）と、第２
のコイル（Ｌ２）と第２のコンデンサ（Ｃ４）の直列回
路とを並列接続し、この全体が前記第１の並列回路に直
列接続された第２の並列回路と、前記水平出力トランジ
スタに接続されたフライバックトランス（２）と、前記
フライバックトランスの２次側より出力された高圧の変
動を検出して１次側にフィードバックし、高圧を安定化
する安定化回路（２５）と、前記水平偏向コイルに流れ
る水平偏向電流を検出する偏向電流検出回路（３０）
と、前記偏向電流検出回路の出力に応じて水平偏向電流
を補正する補正回路（４１）とを備えた水平偏向高圧発
生回路において、前記偏向電流検出回路を、前記水平偏
向コイルと前記Ｓ字補正コンデンサとの接続点と接地間
に接続された、抵抗とコンデンサとの並列回路を２つ直
列接続した直列回路（Ｒ３１，Ｒ３２，Ｃ３１，Ｃ３
２）と、前記直列回路における２つの並列回路の接続点
より出力された電圧を、ほぼ水平の映像表示期間に渡っ
て積分する積分回路（３１，ＳＷ３１，Ｃ３３）と、前
記積分回路の出力をピーク検波するピーク検波回路（Ｄ
３１）とを設けて構成したことを特徴とする水平偏向高
圧発生回路を提供するものである。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の水平偏向高圧発生
回路について、添付図面を参照して説明する。図１は本
発明の水平偏向高圧発生回路の一実施例を示す回路図、
図２は本発明の水平偏向高圧発生回路の詳細な構成を示
す回路図、図３及び図４は本発明の水平偏向高圧発生回
路の動作を説明するための波形図、図５及び図６は図１
に示す実施例を説明するための図、図７，図８は図１に
示す実施例を説明するための波形図、図９は本発明の水
平偏向高圧発生回路の他の実施例を示す回路図、図１０
〜図１２は図９に示す実施例を説明するための波形図、
図１３は図９中の位相可変回路５０の具体的構成例を示
す回路図、図１４及び図１５は図１３に示す位相可変回
路５０の動作を説明するための波形図、図１６は図９中
の位相可変回路５０の他の具体的構成例を示す回路図で
ある。なお、図１，図２，図９において、図１７，図１
９と同一部分には同一符号が付してある。

【００１４】図１において、水平ドライブ回路１には水
平パルスが入力され、水平ドライブ回路１は水平パルス
を増幅して水平出力トランジスタＱ１に入力する。トラ
ンジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間には、ダンパーダ
イオードＤ１と、共振コンデンサＣ１と、水平偏向コイ
ルＬ１とＳ字補正コンデンサＣ３の直列回路との並列回
路と、ダンパーダイオードＤ２と、共振コンデンサＣ２
と、変調用コイルＬ２とコンデンサＣ４の直列回路との
並列回路とが、直列に接続されている。

【００１５】トランジスタＱ１には、さらに、フライバ
ックトランス（ＦＢＴ）２が接続され、ＦＢＴ２の出力
はダイオードＤ３によって整流されて高圧ＥHTが出力さ
れる。ＦＢＴ２の２次側の一端と接地間には、抵抗Ｒ
１，コンデンサＣ５が並列に接続され、ＡＢＬ（自動輝
度制限）回路に接続される。

【００１６】高圧ＥHTは、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３によって
分圧され、比較器７の反転入力端子に入力される。比較
器７の非反転入力端子には、高圧制御用の基準電圧Ｖ１
が入力される。比較器７の出力はＤＣ−ＤＣコンバータ
８に入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ８には電源電圧
＋Ｖｂが入力されており、ＤＣ−ＤＣコンバータ８は比
較器７の出力に応じて電源電圧＋Ｖｂを可変して電源電
圧＋Ｖbbとし、ＦＢＴ２の１次側に供給する。なお、Ｆ
ＢＴ２の１次側は、コンデンサＣ１３を介して接地され
ている。これらは、高圧ＥHTを安定化する安定化回路２
５を構成している。

【００１７】さらに、水平偏向コイルＬ１とＳ字補正コ
ンデンサＣ３との接続点は、偏向電流検出回路３０に接
続され、後述のようにして水平偏向コイルＬ１に流れる
水平偏向電流Ｉｙが検出される。偏向電流検出回路３０
には、水平ドライブ回路１より出力された水平パルスが
入力される。偏向電流検出回路３０の出力は、比較器４
０の反転入力端子に入力される。比較器４０の非反転入
力端子には、水平サイズ制御用の基準電圧Ｖ２が入力さ
れる。比較器４０の出力はトランジスタＱ２のベースに
入力される。トランジスタＱ２のコレクタは変調用コイ
ルＬ２とコンデンサＣ４との接続点に接続され、エミッ
タは抵抗Ｒ２を介して接地されている。比較器４０，基
準電圧Ｖ２，トランジスタＱ２，抵抗Ｒ２は、水平偏向
電流Ｉｙを補正する補正回路４１を構成している。

【００１８】ここで、図１中の偏向電流検出回路３０の
詳細について図２を用いて説明する。図２において、水
平偏向コイルＬ１とＳ字補正コンデンサＣ３との接続点
と接地間には、抵抗Ｒ３１とコンデンサＣ３１の並列回
路と、抵抗３２とコンデンサＣ３２の並列回路とが直列
に接続されている。抵抗Ｒ３１，Ｒ３２とコンデンサＣ
３１，Ｃ３２の接続点は電圧−電流変換回路３１に接続
されている。

【００１９】電圧−電流変換回路３１の出力点と接地間
には、スイッチＳＷ３１とコンデンサＣ３３が並列に接
続されている。水平ドライブ回路１より出力された水平
パルスは、ウィンドパルス発生回路３２に入力され、ウ
ィンドパルス発生回路３２はウィンドパルスを発生す
る。スイッチＳＷ３１はこのウィンドパルスによってオ
ンオフされる。

【００２０】スイッチＳＷ３１とコンデンサＣ３３との
並列回路の出力点にはダイオードＤ３１が接続され、ダ
イオードＤ３１の出力点には、抵抗Ｒ３３とコンデンサ
Ｃ３４が並列に接続されている。抵抗Ｒ３３とコンデン
サＣ３４との並列回路の出力は比較器３３の非反転入力
端子に入力され、比較器３３の出力が反転入力端子に入
力されるようになっている。そして、この比較器３３の
出力が偏向電流検出回路３０の出力となり、図１中の比
較器４０に供給される。

【００２１】図２に示す偏向電流検出回路３０の動作に
ついて、図３の波形図を用いてさらに説明する。図３に
おいて、（Ａ）は水平偏向電流Ｉｙ、（Ｂ）は図２中の
ａ点の波形、（Ｃ）は図２中のｃ，ｄ点の波形、（Ｄ）
は図２中のｂ点に発生するコレクタパルス、（Ｅ）は図
２中のｅ点の波形、即ち、ウィンドパルス発生回路３２
に入力される水平パルス、（Ｆ）は図２中のｆ点の波
形、即ち、ウィンドパルス発生回路３２より出力される
ウィンドパルス、（Ｇ）は図２中のｇ点の波形、（Ｈ）
は図２中のｈ点の波形をそれぞれ示している。

【００２２】図３（Ａ）に示す走査期間においては、図
２中のａ，ｂ点は接地された状態と見なすことができる
ため、Ｓ字補正コンデンサＣ３の両端電圧（即ち、ｃ点
の電圧）をＶｃ、水平偏向コイルＬ１のインダクタンス
をＬとすると、電圧Ｖｃは以下の（１）式で表される。

【００２３】

【数１】

【００２４】（１）式を積分すると、以下の（２）式と
なる。

【００２５】

【数２】

【００２６】ｃ点の電圧であるＶｃを、抵抗Ｒ３１，Ｒ
３２及びコンデンサＣ３１，Ｃ３２により分割した電圧
であるｄ点の電圧Ｖｄは、以下の（３）式となる。Ｖｄ＝Ｒ３２・Ｖｃ／（Ｒ３１＋Ｒ３２） …（３）

【００２７】コンデンサＣ３１，Ｃ３２を接続している
理由は、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２は高抵抗値であるためノイ
ズが重畳しやすく、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２だけではｃ点の
波形とｄ点の波形が同じにならないためである。コンデ
ンサＣ３１，Ｃ３２を接続することによって、ｃ点の波
形とｄ点の波形とは、図３（Ｃ）に示すように同一波形
となり、電圧Ｖｃを正確に検出することができる。な
お、ｃ点の波形（電圧Ｖｃ）とｄ点の波形（電圧Ｖｄ）
との大きさは異なるが、図３（Ｃ）においてはそれを無
視して図示している。

【００２８】抵抗Ｒ３１，Ｒ３２及びコンデンサＣ３
１，Ｃ３２を接続することが、偏向回路の動作に影響を
与えることがないよう、コンデンサＣ３１の容量値とコ
ンデンサＣ３，Ｃ４の容量値との関係を、Ｃ３１＜＜Ｃ
３，Ｃ４とし、また、少なくとも抵抗Ｒ３１を高抵抗値
とする。

【００２９】電圧Ｖｄは電圧−電流変換回路３１によっ
て電圧Ｖｄに比例した定電流に変換され、コンデンサＣ
３３を充電する。図３（Ｆ）に示すウィンドパルスがハ
イレベルのときスイッチＳＷ３１がオンし、ローレベル
のときスイッチＳＷ３１がオフするので、ｇ点の波形は
図３（Ｇ）に示すような波形となる。電圧−電流変換回
路３１とスイッチＳＷ３１とコンデンサＣ３３は、電圧
Ｖｄを積分する積分回路として動作していることが分か
る。なお、図３（Ｆ）に示すウィンドパルスがローレベ
ルの期間は、図３（Ｅ）に示す水平の映像表示期間Ｗｄ
に相当する。

【００３０】図３（Ｇ）に示す積分波形はダイオードＤ
３１によってピーク検波（ピークホールド）されるの
で、ダイオードＤ３１の出力は図３（Ｈ）に示す波形と
なる。即ち、ダイオードＤ３１はピーク検波回路であ
る。なお、比較器３３はゲイン１の増幅器として動作す
るので、比較器３３の出力も図３（Ｈ）に示す波形とな
る。

【００３１】以上のようにすると、偏向電流検出回路３
０の出力は、電圧Ｖｃを映像表示期間Ｗｄだけ積分した
ものに比例するので、水平偏向電流Ｉｙを検出したもの
と比例することになる。ここで、映像表示期間Ｗｄだけ
を積分するのは、以下の理由による。図４は図３（Ａ）
の丸で囲んだ部分の拡大図であり、走査期間における帰
線期間と走査期間との境界付近には、リンギングが重畳
しており、このリンギングによる影響を避けるためであ
る。なお、期間Ｗｄは厳密に映像表示期間に一致させる
必要はなく、映像表示期間にほぼ一致させればよい。

【００３２】ところで、テレビジョン受像機やディスプ
レイ装置においては、Ｓ字補正コンデンサＣ３の容量値
を水平偏向周波数に応じて可変したり、水平リニアリテ
ィを補正するために水平偏向コイルＬ１とＳ字補正コン
デンサＣ３との間にリニアリティコイルを挿入するが、
このような場合でも、上記（２）式の関係は守られるの
で、本発明はそのような回路構成であっても適用可能で
ある。このことは、実験的にも確認されている。

【００３３】図３において、一点鎖線で示しているの
は、白ピーク時における波形である。図３（Ｃ）に示す
点ｃ，ｄの波形が白ピーク時に図示のような波形となる
と、これを積分及びピーク検波した波形は、それぞれ図
３（Ｇ），（Ｈ）の一点鎖線で示す波形となる。

【００３４】以上のような回路構成によれば、図５
（Ａ）に示すような白ピーク部分の縦方向の画像歪は、
図５（Ｂ）に示すようにほぼ解消される。これについて
説明する。図３（Ｈ）に示すように、白ピーク部分でｈ
点の電圧が一点鎖線で示すように電圧値が高くなると、
図１中の比較器４０の出力が低下する。すると、トラン
ジスタＱ２の吸込電流Ｉｏが小さくなるので、水平偏向
電流Ｉｙが減少する。逆に、ｈ点の電圧が低くなると、
図１中の比較器４０の出力が上昇し、トランジスタＱ２
の吸込電流Ｉｏが大きくなるので、水平偏向電流Ｉｙが
増加する。

【００３５】従って、定常状態では、白ピーク時におけ
る水平偏向電流Ｉｙと黒部分の水平偏向電流Ｉｙとの差
がなくなり、図５（Ｂ）に示すように白ピーク部分の縦
方向の画像歪が解消されることになる。

【００３６】図６は図５（Ｂ）の部分拡大図である。上
記のように、白ピーク部分の縦方向の画像歪はほぼ解消
されるのであるが、拡大して見れば、白ピーク部分が左
右の一方向にずれた歪がわずかに残る。なお、黒部分の
水平振幅Ｗ１と白ピーク部分の水平振幅Ｗ２とは同一で
ある。図７は図３（Ｄ）の丸で囲んだ部分の拡大図であ
り、一点鎖線は白ピーク時における波形である。白ピー
ク部分では帰線期間が増加し、走査期間が減少する。こ
のことが図６に示す歪の原因となる。

【００３７】これについて図８を用いて説明する。図８
は、水平偏向電流Ｉｙを示しており、実線は黒信号時の
波形、一点鎖線は白ピーク時の波形である。上記のよう
に白ピーク時は帰線期間が増加するので、白ピーク時の
走査期間の開始点である書き出し点Ｈ２は、黒信号時の
書き出し点Ｈ１より遅れることとなる。図８中のＷｄは
映像表示期間（ウィンドパルス期間）である。黒信号時
の電流Ｉ１と白ピーク時の電流Ｉ２とは同一となるの
で、映像表示期間Ｗｄに渡って積分してフィードバック
をかけると、図６に示す状態となる。

【００３８】そこで、書き出し点Ｈ１，Ｈ２のずれを０
とすれば、図６における左右の一方向にずれた歪がなく
なり、白ピーク部分の縦方向の画像歪が完全に解消され
ることとなる。図９は、図１に示す実施例をさらに改良
した実施例であり、白ピーク部分の縦方向の画像歪を完
全に解消させるように構成したものである。なお、図９
において、図１と同一部分には同一符号を付し、その説
明を省略する。

【００３９】図９において、比較器７の反転入力端子に
入力される高圧ＥHTに比例した電圧が、非反転入力端子
に入力される基準電圧Ｖ１より小さいとき、即ち、白ピ
ーク時にビーム電流が多く流れ、高圧ＥHTが低下した場
合には、比較器７の出力は増加し、ＦＢＴ２の１次側の
一端に加わる電圧＋Ｖbbが高くなり、高圧ＥHTを上げる
ように動作する。逆に、反転入力端子への電圧が非反転
入力端子への電圧より大きいときは、高圧ＥHTを下げる
ように動作するので、高圧ＥHTは安定化される。

【００４０】図５に示すような垂直方向に黒−白−黒の
パターンのときには、図９中のＤＣ−ＤＣコンバータ８
の出力、即ち、ＦＢＴ２の１次側の一端に加わる電圧＋
Ｖbbは、図１０に示すような波形となる。白ピーク時に
は、高圧ＥHTが低下するので電圧＋Ｖbbが高くなる。Ｆ
ＢＴ２に加わる電圧＋Ｖbbが高くなると、図３（Ｄ）に
示すコレクタパルスの波高値Ｖｐが増加し、帰線期間が
増加する。この帰線期間の増加は、図１０に示すΔＶに
比例することが実験的に確認されている。

【００４１】従って、この電圧ΔＶによって、図８に示
す白ピーク時の書き出し点Ｈ２を、黒信号時の書き出し
点Ｈ１に位相シフトすれば、図６に示す左右の一方向に
ずれた歪がなくなり、白ピーク部分の縦方向の画像歪が
完全に解消されることとなる。

【００４２】そこで、図９においては、電圧＋Ｖbbをコ
ンデンサＣ６を介して、即ち、ＡＣ結合によって位相可
変回路５０に入力している。位相可変回路５０には、水
平同期信号及び垂直同期信号が入力される。位相可変回
路５０は、入力された水平同期信号をＡＣ結合にて入力
された電圧＋Ｖbbに応じて位相をシフトし、水平ドライ
ブ回路１に供給する。

【００４３】図１１において、（Ａ）は位相可変回路５
０に入力される水平同期信号、（Ｂ）は位相可変回路５
０より出力される水平同期信号（水平パルス）を示して
いる。図１１（Ｂ）において、実線は黒部分での波形で
あり、一点鎖線は白ピーク部分での波形である。黒部分
と白ピーク部分では、立ち下がりの位置が可変されてい
ることが分かる。なお、ローレベルの立ち下がり時点の
位置が水平偏向電流Ｉｙの走査期間の開始点を動かすこ
とになるので、立ち上がりの位置は可変してもしなくて
もよい。このようにすると、水平偏向電流Ｉｙは、図１
２に示すように、実線で示す黒部分と一点鎖線で示す白
ピーク部分とで、書き出し点Ｈ１，Ｈ２のずれがなくな
り、白ピーク部分の縦方向の画像歪が完全に解消され
る。

【００４４】ここで、位相可変回路５０の詳細な構成に
ついて図１３を用いて説明する。位相可変回路５０は、
図１３に示すように、クランプ回路５１，周波数−電圧
（Ｆ−Ｖ）変換回路５２，電圧−電流変換回路５３，比
較器５４，スイッチＳＷ５１，コンデンサＣ５１，ツェ
ナーダイオードＤ５１，基準電圧Ｖ５１より構成されて
いる。

【００４５】図１３において、クランプ回路５１は垂直
同期信号によって入力された電圧をクランプし、直流分
を再生する。クランプ回路５１の出力は電圧−電流変換
回路５３に入力され、電流に変換されて出力される。な
お、電圧−電流変換回路５３にはＦ−Ｖ変換回路５２の
出力も入力され、電圧−電流変換回路５３の出力は後述
のように水平偏向周波数を考慮したものとされる。

【００４６】電圧−電流変換回路５３の出力点には、ス
イッチＳＷ５１，コンデンサＣ５１，ツェナーダイオー
ドＤ５１の並列回路が接続されている。スイッチＳＷ５
１は、水平同期信号がハイレベルのときオンし、ローレ
ベルのときオフする。従って、比較器５４の非反転入力
端子には立ち上がり傾斜を有するパルスが入力されるこ
とになる。比較器５４の反転入力端子には、基準電圧Ｖ
５１が入力される。

【００４７】図１４において、（Ａ）は図１０と同様、
垂直方向に黒−白−黒のパターンのときの電圧＋Ｖbb、
（Ｂ）は水平同期信号、（Ｃ）は電圧−電流変換回路５
３の出力電流波形、（Ｄ）は比較器５４の出力波形をそ
れぞれ示している。図１４中の一点鎖線は、白ピーク時
の波形を示している。

【００４８】白ピーク時に電圧＋Ｖbbが大きくなると、
電圧−電流変換回路５３の出力電流が大きくなるよう動
作するので、図１４（Ｃ）に示すように、傾斜部分が急
となり、図１４（Ｄ）に示すように位相がシフトされ
る。上記のように、電圧−電流変換回路５３には、各種
の水平偏向周波数に対応させるために、Ｆ−Ｖ変換回路
５２の出力が入力される。これは、例えば、水平偏向周
波数が６４ｋＨｚと３１ｋＨｚとでは、位相の時間遅れ
が同一でも、位相可変回路５０による位相可変の効果
は、６４ｋＨｚの方が大きく画面上に現れるからであ
る。

【００４９】図１５において、（Ａ）は水平偏向周波数
３１ｋＨｚのときの電圧−電流変換回路５３の出力波
形、（Ｂ）は水平偏向周波数３１ｋＨｚのときの比較器
５４の出力波形、（Ｃ）は水平偏向周波数６４ｋＨｚの
ときの電圧−電流変換回路５３の出力波形、（Ｄ）は水
平偏向周波数６４ｋＨｚのときの比較器５４の出力波形
をそれぞれ示している。

【００５０】水平偏向周波数６４ｋＨｚのときの方がＦ
−Ｖ変換回路５２の出力が大きくなるので、電圧−電流
変換回路５３の出力波形における立ち上がり傾斜部分
は、水平偏向周波数が高い方が急となる。そして、白ピ
ーク時における位相のずれ量は、水平偏向周波数３１ｋ
Ｈｚのときは、図１５（Ｂ）に示すように、ｔ３１であ
り、水平偏向周波数６４ｋＨｚのときは、図１５（Ｄ）
に示すように、ｔ６４である。ｔ６４はｔ３１より小さ
くなっている。また、水平偏向周波数と位相のずれ量と
の関係は、水平偏向周波数３１ｋＨｚ：水平偏向周波数６４ｋＨｚ＝ｔ３１：ｔ６４ …（４）なる関係となっている。

【００５１】このようにして、水平偏向周波数が可変さ
れた場合でも、図１２に示す実線で示す黒部分と一点鎖
線で示す白ピーク部分との書き出し点Ｈ１，Ｈ２のずれ
を、いずれの水平偏向周波数に対してもなくすことがで
き、白ピーク部分の縦方向の画像歪を完全に解消するこ
とが可能となる。

【００５２】位相可変回路５０の他の構成について図１
６を用いて説明する。なお、図１６において、図１３と
同一部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図
１６において、図２中のｄ点は、バッファアンプ５５の
非反転入力端子に入力され、その出力は反転入力端子に
入力される。バッファアンプ５５の出力点と接地間に
は、コンデンサＣ５２と放電抵抗Ｒ５１が並列に接続さ
れている。そして、これらのダイオードＤ５２の出力
は、電圧−電流変換回路５３に入力される。

【００５３】図５に示すような垂直方向に黒−白−黒の
パターンのときには、図９中のＤＣ−ＤＣコンバータ８
の出力、即ち、ＦＢＴ２の１次側の一端に加わる電圧＋
Ｖbbは、図１０に示すようになる。白ピーク時には高圧
ＥHTが低下するので、電圧＋Ｖbbが高くなる。電圧＋Ｖ
bbが高くなると、図３（Ｄ）に示すコレクタパルスの波
高値Ｖｐが増加し、帰線期間が増加する。図１３では、
電圧＋Ｖbbによって位相を可変するよう構成したが、コ
レクタパルスの波高値Ｖｐによって位相を可変するよう
構成しても同様の結果を得ることができる。図１６はコ
レクタパルスの波高値Ｖｐによって位相を可変するよう
構成したものである。

【００５４】図２のｄ点とバッファアンプ５５の出力と
は同一波形である。ダイオードＤ５２及びコンデンサＣ
５２でピークホールドを行うと、コレクタパルスの波高
値Ｖｐに比例した電圧を得ることができる。この電圧
は、図１４（Ａ）とほぼ同一の波形である。従って、図
１９に示す構成でも、図１３と同様、書き出し点Ｈ１，
Ｈ２のずれをなくすことができ、白ピーク部分の縦方向
の画像歪を完全に解消することができる。なお、このこ
とは実験によって確認されている。

【００５５】ところで、図１，図２，図９に示す本発明
の構成は一見すると複雑であるが、使用する部品は小信
号の部品であるので、コストアップはさほどなく、図１
８と比較して大幅なコストダウンが可能となる。

【００５６】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明の水
平偏向高圧発生回路は、偏向電流検出回路を、水平偏向
コイルとＳ字補正コンデンサとの接続点と接地間に接続
された、抵抗とコンデンサとの並列回路を２つ直列接続
した直列回路と、直列回路における２つの並列回路の接
続点より出力された電圧を、ほぼ水平の映像表示期間に
渡って積分する積分回路と、この積分回路の出力をピー
ク検波するピーク検波回路とを設けて構成したので、白
ピーク時における画像の縦方向歪や高圧低下による画像
の歪及び揺れが発生することなく、水平偏向・高圧分離
型と同等の性能を、低コストで実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す回路図である

【図２】本発明の詳細な構成を示す回路図である

【図３】本発明の動作を説明するための波形図である

【図４】本発明の動作を説明するための波形図である

【図５】図１に示す実施例を説明するための図である

【図６】図１に示す実施例を説明するための図である

【図７】図１に示す実施例を説明するための波形図であ
る

【図８】図１に示す実施例を説明するための波形図であ
る

【図９】本発明の他の実施例を示す回路図である

【図１０】図９に示す実施例を説明するための波形図で
ある

【図１１】図９に示す実施例を説明するための波形図で
ある

【図１２】図９に示す実施例を説明するための波形図で
ある

【図１３】図９中の位相可変回路５０の具体的構成例を
示す回路図である

【図１４】図１３に示す位相可変回路５０の動作を説明
するための波形図である

【図１５】図１３に示す位相可変回路５０の動作を説明
するための波形図である

【図１６】図９中の位相可変回路５０の他の具体的構成
例を示す回路図である。

【図１７】水平偏向・高圧一体型の従来例を示す回路図
である

【図１８】水平偏向・高圧分離型の従来例を示す回路図
である

【図１９】水平偏向・高圧一体型の他の従来例を示す回
路図である

【符号の説明】

１水平ドライブ回路２フライバックトランス７，３３，４０比較器８ＤＣ−ＤＣコンバータ２５安定化回路３０偏向電流検出回路３１電圧−電流変換回路３２ウィンドパルス発生回路４１補正回路５０位相可変回路Ｃ１，Ｃ２共振コンデンサＣ３Ｓ字補正コンデンサＣ４，Ｃ５，Ｃ６，Ｃ１３，Ｃ３１，Ｃ３２，Ｃ３３，
Ｃ３４コンデンサＤ１，Ｄ２ダンパーダイオードＤ３ダイオードＤ３１ダイオード（ピーク検波回路）Ｌ１水平偏向コイルＬ２変調用コイルＱ１水平出力トランジスタＱ２トランジスタＲ１，Ｒ２，Ｒ１２，Ｒ１３Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３
抵抗ＳＷ３１スイッチ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】水平出力トランジスタと、前記水平出力トランジスタのコレクタ・エミッタ間に接
続された、第１のダンパーダイオードと、第１の共振コ
ンデンサと、水平偏向コイルである第１のコイルとＳ字
補正コンデンサである第１のコンデンサの直列回路とを
並列接続した第１の並列回路、及び、第２のダンパーダ
イオードと、第２の共振コンデンサと、第２のコイルと
第２のコンデンサの直列回路とを並列接続し、この全体
が前記第１の並列回路に直列接続された第２の並列回路
と、前記水平出力トランジスタに接続されたフライバックト
ランスと、前記フライバックトランスの２次側より出力された高圧
の変動を検出して１次側にフィードバックし、高圧を安
定化する安定化回路と、前記水平偏向コイルに流れる水平偏向電流を検出する偏
向電流検出回路と、前記偏向電流検出回路の出力に応じて水平偏向電流を補
正する補正回路とを備えた水平偏向高圧発生回路におい
て、前記偏向電流検出回路を、前記水平偏向コイルと前記Ｓ字補正コンデンサとの接続
点と接地間に接続された、抵抗とコンデンサとの並列回
路を２つ直列接続した直列回路と、前記直列回路における２つの並列回路の接続点より出力
された電圧を、ほぼ水平の映像表示期間に渡って積分す
る積分回路と、前記積分回路の出力をピーク検波するピーク検波回路と
を設けて構成したことを特徴とする水平偏向高圧発生回
路。
【請求項２】前記フライバックトランスの１次側に供給
する電源電圧に応じて水平偏向電流の走査期間の開始点
の位相を可変する位相可変回路を設けたことを特徴とす
る請求項１記載の水平偏向高圧発生回路。
【請求項３】前記位相可変回路による位相可変量を水平
偏向周波数に応じて可変することを特徴とする請求項２
記載の水平偏向高圧発生回路。