JPH04119186U - コンバ−ゼンス回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 比較的簡単な方法でコンバ−ゼンス回路の位
相遅れを補正する。 【構成】 水平ブランキングパルスで駆動される鋸波電
圧発生回路Ａを設け、この回路で得られる鋸波電圧の帰
線期間開始点直前の電位をクランプ回路Ｂによってクラ
ンプする。このクランプされた鋸波電圧と直流電圧Ｖ２
をコンパレ−タＱ２により比較し、コンパレ−タＱ２か
ら出力される電圧を水平周期の鋸波電圧発生回路のトリ
ガパルスとして用いる。前記直流電圧Ｖ２を、前記クラ
ンプされた電圧に近い電圧に設定しておけば、コンパレ
−タＱ２は帰線期間開始前に反転する。このため得られ
る鋸波電圧の位相は水平偏向のタイミングよりも進む。

Description

【考案の詳細な説明】

［考案の目的］

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案は、モニタ−受像機や投写形受像機のコンバ−ゼンス回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】

モニタ−受像機や投写形受像機では画面上の３原色の色ずれを補正するための コンバ−ゼンス回路を備えているのが一般的である。

【０００３】 コンバ−ゼンス補正は、受像管ないし投写管のネック部に装着されたコンバ− ゼンスヨ−クの水平コイルおよび垂直コイルに補正電流を流して副的な偏向を行 い、色ずれを補正するものである。補正電流の波形は水平周期および垂直周期の 鋸波やパラボラ波およびこれらを変調しあった波形の合成波形となるが、基本と なるのは水平周期と垂直周期の鋸波電圧であり、これをもとにして積分回路ない し２乗回路によりパラボラ波電圧を作り、変調回路により各組合わせの変調波形 電圧を作るのが一般的である。

【０００４】 水平周期および垂直周期ともに、鋸波電圧は偏向回路で得られるブランキング パルスをトリガパルスとして、定電流積分回路を駆動して作られるのが一般的で あるため、鋸波電圧の帰線期間開始点と偏向回路の帰線期間開始点のタイミング は一般的に一致する。得られた鋸波電圧は、その後種々の処理をされて各種の波 形の電圧になり、調整回路により適量を混合され、増幅回路を経てコンバ−ゼン スコイルに供給されるが、各処理回路や増幅回路を経る過程で位相の遅れを生じ る。この位相遅れは処理回路の周波数特性に起因して生じるわけであるが、コン バ−ゼンス回路では温度ドリフトを極力小さく抑える必要があることから、演算 増幅器を使用して各種の処理回路を構成することが多く、それによって位相遅れ は特に大きくなる。というのは、演算増幅器では寄生発振を防止するために相当 量の位相補償をかけており、そのために周波数特性が高域まで伸びないからであ る。特に安価な演算増幅器ほど、周波数帯域が狭くなっているのが普通である。

【０００５】 また出力増幅回路は一般的にはディスクリ−ト回路で構成されるが、この部分 でも寄生発振を防止するために、それなりの位相補償が必要になり、位相遅れを 生じる。また、コンバ−ゼンスコイルのリンギング電流を抑えるためにコイルと 並列接続されるダンピング抵抗によっても位相遅れを生じる。

【０００６】 上記の位相遅れは、垂直周期の信号電圧を処理する上では特に問題にならない が、水平周期で特に水平偏向周波数が高い場合に問題になってくる。

【０００７】 位相遅れのある補正電流でコンバ−ゼンス補正を行うと、特に画面の左端のコ ンバ−ゼンスが合わせられなくなるという問題を生じる。

【０００８】 この問題を解決する手段としては、周波数帯域の広い演算増幅器を使う方法も 考えられたが、その場合には演算増幅器が高価になってしまうという問題があり 、簡単には採用できなかった。また、鋸波電圧の帰線期間の幅を狭くして、見掛 け上偏向のタイミングよりも進める方法も実際に用いられたが、帰線期間の幅を 短くするということはコンバ−ゼンスコイルに流す補正電流を短期間で帰線させ るということであり、そのためにコンバ−ゼンス出力回路の電源電圧を高くしな ければならず、それによってコンバ−ゼンス出力回路で相当量の電力を消費する という欠点があった。しかもこの方法には限度があり、対応できる水平偏向周波 数に限りがあった。

【０００９】 具体的にコンバ−ゼンス回路の位相遅れが１μｓであったとする。一般的なテ レビ受像機であれば水平の帰線期間は１０μｓ前後であり、画面がオ−バ−スキ ャンされることもあってコンバ−ゼンス補正の位相遅れ１μｓは実用上特に問題 にならない。

【００１０】 ハイビジョン受像機の場合は水平帰線期間が３．７μｓ程度であるから、コン バ−ゼンス回路で作る鋸波電圧の帰線期間を１．７μｓ程度に設定すれば、コン バ−ゼンス補正電流と偏向電流のタイミングは一致する。現実的にこの程度の範 囲であれば実施可能であるが、さらに水平偏向周波数が６４ＫＨｚやそれ以上の 周波数のグラフィックコンピュ−タの映像信号を受像するモニタ−受像機では水 平帰線期間そのものを２〜２．５μｓ程度に設定しなければならず、そうなると コンバ−ゼンス回路で作る鋸波電圧の帰線期間を狭くする方法は使えなくなって しまう。

【００１１】

【考案が解決しようとする課題】

コンバ−ゼンス回路の位相遅れによっては、画面の左端のコンバ−ゼンスが合 わなくなるという問題を生じ、これを解決するために従来技術による鋸波電圧の 帰線時間を狭くする方法では、コンバ−ゼンス出力回路の電力損失が増大すると いう欠点があった。また、実施可能な水平偏向周波数に限りがあった。また、周 波数帯域の広い演算増幅器を使用する場合には対象範囲が広いためにコスト高を 余儀なくされた。

【００１２】 本考案は上述の点に鑑みてなされたものでその目的は、比較的簡単な方法で位 相遅れを補正することができるコンバ−ゼンス回路を提供することにある。 ［考案の構成］

【００１３】

【課題を解決するための手段】

本考案では、水平ブランキングパルスで駆動される鋸波電圧発生回路を設け、 これによって得られる鋸波電圧の帰線期間開始点直前の電位を第１の設定電圧に クランプする。このクランプされた鋸波電圧と第２の設定電圧を比較するコンパ レ−タ回路を設け、コンパレ−タ回路から出力されるパルス電圧を、水平周期の 鋸波電圧発生回路のトリガパルスとして用いる。

【００１４】

【作用】

クランプされた鋸波電圧の帰線期間開始点直前付近の電位は安定している。こ の電位に近い電圧をコンパレ−タの基準電圧として与えておけば、コンパレ−タ を帰線期間開始前に反転させることができる。コンパレ−タが反転した時に出力 されるパルスでコンバ−ゼンス補正に供する水平周期の鋸波電圧発生回路をトリ ガしてやれば、得られる鋸波電圧の位相は水平偏向のタイミングよりも進む。そ のため鋸波電圧の帰線期間を狭くしてやる必要が無くなり、前述した問題が解決 される。

【００１５】

【実施例】

以下図面を参照しながら本考案の一実施例を説明する。図１は一実施例の回路 図であり、図２は図１の回路の動作波形図である。図１においてＱ１は演算増幅 器である。この演算増幅器Ｑ１の反転入力端子は抵抗器Ｒ１および図示極性の直 流電圧源Ｖ１を介して接地されている。演算増幅器Ｑ１の非反転入力端子は接地 されている。演算増幅器Ｑ１の反転入力端子と出力端子の間には、コンデンサＣ １と、水平ブランキングパルスＨにより制御されるアナログスイッチＳが並列に 接続されている。演算増幅器Ｑ１の出力端子はコンデンサＣ２を介してコンパレ −タＱ２の反転入力端子に接続されている。コンパレ−タＱ２の反転入力端子に はダイオ−ドＤ１のカソ−ドが接続され、ダイオ−ドＤ１のアノ−ドは接地され ている。コンパレ−タＱ２の非反転入力端子は図示極性の直流電圧源Ｖ２を介し て接地されている。前記演算増幅器Ｑ１，直流電圧源Ｖ１，コンデンサＣ１，抵 抗器Ｒ１およびアナログスイッチＳによって、定電流積分による鋸波電圧発生回 路Ａを構成している。

【００１６】 演算増幅器Ｑ１の反転入力端子の電位は仮想短絡の原理によって零である。従 って抵抗器Ｒ１の両端には直流電圧Ｖ１が加わり、Ｒ１には定電流が流れる。今 、アナログスイッチＳがオフであるとすると、この電流は入力インピ−ダンスが 限りなく大きいＱ１の反転入力端子には流れ込まず、ほとんどコンデンサＣ１に 流れる。つまり、アナログスイッチＳがオフの時にはコンデンサＣ１に定電流が 流れる。コンデンサＣ１に定電流を流すと、その両端電圧は時間の経過に比例し て増加する。図示極性の直流電圧源Ｖ１の場合には、演算増幅器Ｑ１の出力端子 電圧が時間の経過に伴って直線的に下降する。

【００１７】 次にアナログスイッチＳがオン状態になると、コンデンサＣ１は短絡され、演 算増幅器Ｑ１には１００％の負帰還がかかるから、出力電圧は零になる。

【００１８】 アナログスイッチＳは水平ブランキングパルスＨが加わった期間にオン状態に なる。従って演算増幅器Ｑ１の出力端子には図２のａに示すような水平周期Ｔの 鋸波電圧が得られる。

【００１９】 演算増幅器Ｑ１の出力端子に得られた鋸波電圧は、コンデンサＣ２、ダイオ− ドＤ１で構成されたクランプ回路Ｂによって帰線期間開始点直前の電位をほぼ零 にクランプされる。クランプされた鋸波電圧は図２のｂに示すようになる。クラ ンプ回路を構成するには一般的にはダイオ−ドＤ１と並列に放電用の抵抗器を接 続するが、コンパレ−タＱ２に入力インピ−ダンスは実際には無限大ではないの で、現実的にはこれを利用し、且つダイオ−ドＤ１にゲルマニウムダイオ−ドを 用いればクランプ電圧は限りなく零電圧に近くなり、温度的にも安定性が増す。 クランプされた鋸波電圧はコンパレ−タＱ２の反転入力端子に入力される。コン パレ−タＱ２の非反転入力端子にはしきい電圧Ｖ２が加えられているから、反転 入力端子電圧がしきい電圧Ｖ２よりも低い期間には出力端子電圧がハイレベルに なり、それ以外の期間にはロ−レベルになる。いましきい電圧Ｖ２が正極性の電 圧であるとすると、コンパレ−タＱ２の出力端子には図２のｃに示すようなパル ス電圧が得られる。このパルス電圧の幅をｔとすると、その立ち上がりのタイミ ングは水平ブランキングパルスＨに立ち上がりに対して時間ｔだけ進むことがわ かる。従って、コンパレ−タＱ２の出力端子に得られるパルスでコンバ−ゼンス 補正に使用する水平周期の鋸波電圧発生回路をトリガすれば、得られる鋸波電圧 のタイミングを水平偏向に対して進ませることができる。

【００２０】 ここで図２に示すように、水平一周期をＴ、演算増幅器Ｑ１の出力端子に得ら れる鋸波電圧の電圧振幅をＶＰ、コンパレ−タＱ２の出力端子に得られるパルス の幅をｔ、コンパレ−タＱ２のしきい電圧をＶ２とし、図１の抵抗器Ｒ１の抵抗 値をＲ、コンデンサＣ１の静電容量をＣ、直流電圧源（バイアス電圧）Ｖ１の電 圧値をＶ１とし、水平ブランキングパルスのパルス幅を無視すると、次のように なる。

【００２１】 Ｒ１に流れる定電流＝Ｃ１に流れる定電流をＩとすると、 Ｉ＝Ｖ１／Ｒ………………………（１） となる。 また、図２より、 ｔ／Ｔ＝Ｖ２／ＶＰ………………（２） である。 さらに定電流積分の原理により、 ＶＰ＝Ｉ・Ｔ／Ｃ…………………（３） である。 上記の（１），（２），（３）の式を整理してｔを求めると、次の（４）が得 られる。

【００２２】 ｔ＝Ｃ・Ｒ（Ｖ２／Ｖ１）………（４） 上記の式（４）により、コンパレ−タＱ２の出力端子に得られるパルスの幅ｔ はＶ１，Ｖ２，Ｃ，Ｒの４つの要素によって決定されることがわかる。従って、 ｔを任意の値に設定するには抵抗器Ｒ１を可変抵抗器にして調整するか、直流電 圧源Ｖ２，Ｖ１を可変できるようにしておく等のいずれかの手段をとれば良いこ とがわかる。これらの手段は、結果的にはいずれもコンパレ−タＱ２の動作点を 調整することに変わりはない。

【００２３】 尚式（４）から、ｔはＴによらずに一定値になることがわかる。つまり水平偏 向周波数が変わっても一定の進み時間が得られるわけで、このことは自動追従同 期方式のモニタ−受像機や投写形受像機では非常に都合の良い結果である。

【００２４】 実際には水平ブランキングパルスの幅を無視できないから完全に一定値になら ないが、これが問題になるようであれば水平偏向周波数に依存する直流電圧で補 正して解決することも可能である。具体的には、水平ブランキングパルスの幅を 無視しないと、水平周波数が高くなるにつれてｔは長くなるから、例えば水平偏 向周波数に比例する直流電圧をＶ１に重畳する方法が考えられる。また、水平偏 向周波数に比例する直流電圧をクランプされた鋸波電圧に重畳する方法でも同様 の効果が得られる。また水平偏向周波数に反比例する電圧をＶ２に重畳する方法 でも同じである。水平偏向周波数に比例する電圧はＦ／Ｖ変換回路により得られ るが、自動追従同期方式の受像機であれば水平発信周波数を制御するために備え ているのが普通であるから、そこから電圧を取り出せば良い。

【００２５】 しかし、位相を進ませたいのは水平偏向周波数が高いときであるから、このと きに最適なタイミング設定を行えば、低い偏向周波数に対しては特に問題になら ないので、現実問題としては上記のような細工は不要になる。

【００２６】 ところで、図２からわかるようにコンパレ−タＱ２の出力端子に得られるパル スの幅ｔは水平ブランキングの幅に対して非常に狭い。この幅をもっと広くした い場合には、アナログスイッチＳに供給する水平ブランキングパルスを一旦積分 して、遅延させてから入力してやれば容易に実現できる。

【００２７】 次に本考案の他の実施例を図３に示す。また、図４に図３の実施例における動 作波形を示す。図３において図１と同一部分は同一符号を以て示し、その説明は 省略する。図３において図１を異なる点は、鋸波電圧発生回路Ａとクランプ回路 Ｂの間に演算増幅器Ｑ３，コンデンサＣ３，抵抗器Ｒ２，Ｒ３，ダイオ−ドＤ２ により構成されたリミッタ付き反転増幅回路Ｄが追加されていることと、直流電 圧源Ｖ１の極性が逆になっていることである。演算増幅器Ｑ１の出力端子に出力 される鋸波電圧の極性はＶ１が負極性電圧のため図４のａに示すように図１の場 合と逆になる。これによってＣ−ＭＯＳ ＩＣで構成されるアナログスイッチＳ は正極性の単一電源で駆動させることができる。

【００２８】 演算増幅器Ｑ１から出力された鋸波電圧は、演算増幅器Ｑ３とその周辺部品で 構成されたリミッタ付き反転増幅回路Ｄに入力される。この増幅回路Ｄは鋸波電 圧を増幅して傾斜を大きくし、次のコンパレ−タＱ２の安定性を増すために追加 したものである。鋸波電圧の傾斜が小さい場合には、クランプ電圧（ダイオ−ド Ｄ１の順方向電圧降下）や直流電圧源Ｖ２のわずかな変動によってｔの値が大き く変化してしまう。ただし、むやみに鋸波電圧の電圧振幅を大きくするとコンパ レ−タＱ２の定格入力電圧を越えてしまう等の不具合を生じるから、効率よく増 幅できるようにまず演算増幅器Ｑ１の出力電圧をコンデンサＣ３で交流鋸波電圧 にし、走査期間前半の不要な部分はダイオ−ドＤ２でクリップする方法で極力鋸 波電圧の傾斜を大きくできるような増幅回路を構成している。演算増幅器Ｑ３の 出力端子に得られる電圧波形は図４のｄに示すように走査期間後半のみの鋸波電 圧になり、コンデンサＣ２，ダイオ−ドＤ１で構成されたクランプ回路Ｂでクラ ンプされる。その後の動作は図１の場合と同一である。

【００２９】

【考案の効果】

以上のように本考案によれば、鋸波電圧発生回路で得られる鋸波電圧の水平帰 線期間開始点直前の電位を第１の設定電圧に固定するクランプ回路と、該固定さ れた鋸波電圧と第２の設定電位を比較するコンパレ−タ回路とを設けたので、コ ンバ−ゼンス補正に供する水平周期の鋸波電圧の位相を進めることができ、処理 回路により位相遅れを補正することができ、従来の技術のようにコンバ−ゼンス 出力回路の損失を増大させずに済む。また従来技術のように対応可能な水平変更 周波数に限界が無い。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案の一実施例を示す回路図。

【図２】一実施例の各部の動作波形図。

【図３】本考案の他の実施例を示す回路図。

【図４】他の実施例の各部の動作波形図。

【符号の説明】

Ａ…鋸波電圧発生回路 Ｂ…クランプ回路 Ｃ…コンパレ−タ回路 Ｄ…リミッタ付き
反転増幅回路 Ｑ１，Ｑ３…演算増幅器 Ｑ２…コンパレ−
タ Ｓ…アナログスイッチ Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３
…抵抗器 Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３…コンデンサ Ｄ１，Ｄ２…ダイ
オ−ド Ｖ１，Ｖ２…直流電圧源 Ｈ…水平ブランキ
ングパルス

Claims (3)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 水平ブランキングパルスで駆動される鋸
   波電圧発生回路と、該鋸波電圧発生回路で得られる鋸波
   電圧の水平帰線期間開始点直前の電位を第１の設定電圧
   に固定するクランプ回路と、該クランプ回路により固定
   された鋸波電圧と第２の設定電圧を比較するコンパレー
   タ回路を具備し、前記コンパレ−タ回路から出力される
   パルス電圧をトリガ信号としてコンバ−ゼンス補正に必
   要な水平周期の鋸波電圧ないしパラボラ波電圧を発生す
   ることを特徴するコンバ−ゼンス回路。
2. 【請求項２】 前記コンパレ−タ回路の動作点を調整で
   きるようにしたことを特徴とする請求項１に記載された
   コンバ−ゼンス回路。
3. 【請求項３】 水平偏向周波数に依存する直流電圧を、
   前記コンパレ−タ回路に入力される鋸波電圧もしくは前
   記第２の設定電圧のいずれかに重畳するか、または前記
   鋸波電圧発生回路に供給するようにしたことを特徴とす
   る請求項１又は請求項２に記載されたコンバ−ゼンス回
   路。