JPH1131995A - スペクトル拡散通信方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 面倒な直流重畳回路を用いて拡散符号に直流
を重畳させることなく、チャンネル間相互干渉を無くし
たスペクトル拡散通信方法を提供する。 【解決手段】 信号Ｓg １〜Ｓｇｉは、ゲートＧ１〜Ｇ
ｉに加えられる。該ゲートＧ１〜Ｇｉは、変調符号発生
器１８から印加された通常の変調符号に合わせて信号Ｓ
g １〜Ｓｇｉを通過させる。ゲートＧ１〜Ｇｉからの各
信号は、足し算回路１０で足し算され、掛け算回路１２
へ印加させる。一方、空中線３１を介して受信された信
号は、第２掛け算回路４１を経て第３掛け算回路４８へ
入力される。該第３掛け算回路４８には、変調符号発生
器３６からのバイアスの加えられない通常の変調符号で
入力された信号を掛け算する。該第３掛け算回路４８か
らの信号は、積分器５０にて積分され、源信号Ｓｇ１〜
Ｓｇｉに復調される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散通
信に関し、更に詳細にはビットシフトさせた変調符号を
用いて符号多重化を行うスペクトル拡散通信方法に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】情報を多重化して伝送する方式として従
来から周波数分割方式と時分割方式とが用いられてい
る。また近年、スペクトル拡散通信技術を応用した所謂
符号多重化方式について研究がなされている。

【０００３】この符号多重化方式は、信号を変調符号
（疑似雑音）によって送信側で変調し（スペクトル拡
散）、この変調された信号を受信側で変調符号を用いて
復調する方式を採用するスペクトル拡散通信において、
複数のチャンネルにおいてそれぞれビットシフトさせた
パターンの異なる変調符号を用いることにより多重化を
行うものであり、変調符号としてはＭ系列符号、ゴール
ド符号、平衡ゴールド符号などが用いられている。

【０００４】この符号多重化においては、ビットシフト
させたそれぞれの変調符号で幾らかの相関があるため、
異なるチャンネル間で干渉を発生した。例えば、７ビッ
トの符号をビットシフトさせたＭ系列符号を用いた場合
には、図１（α）のＭ１〜Ｍ７に示す７種類の変調符号
が得られ、それぞれの変調符号をそれぞれのチャンネル
に割り当てることにより７チャンネルの多重化が理論的
に可能である。しかしながら、ビットシフトされた変調
符号相互間に相関があるため多数チャンネルの多重化は
困難であった。

【０００５】このような理由から、現在７ビット程度の
短い変調符号ではなく、符号多重化のためのＭ系列変調
符号としては、十分長い変調符号を用い、ビット数を多
くすることによりチャンネル間の干渉を小さくしてい
た。

【０００６】この相関による干渉を防止するためにの技
術として、例えば、電気通信学会論文誌８４／３ Ｖｏ
ｌ．Ｊ６７−Ｂ Ｎｏ．３に「変形Ｍ系列を用いた同期
スペクトル拡散多重通信方式」が提案されている。この
方式では、Ｍ系列変調符号に直流バイアスを加えること
で相互干渉を低減している。

【０００７】即ち、信号をＳgnとし、バイアスａを加え
た変調部号ＰN による変調は次式で表せれる。 ｆM ＝ΣＳgn（ａ＋ＰNn) 他方、バイアスｂを加えた変調符号ＰN による復調は次
式で表せる。 ｆR ＝ｆM （ｂ＋ＰNi） ＝（ΣＳgnＰNn＋ａΣＳgn）（ｂ＋ＰNi） ＝ＰNiΣＳgnＰNn＋ａＰNiΣＳgn＋ｂΣＳgnＰNn＋ａｂΣＳgn

【０００８】復調側の積分器の出力をｆ0 とし、Ｍ系列
符号の周期をＴとし、符号長さをｎとし、Ｓgiをｉ番目
の入力信号とする。 ｆ0 ＝∫_T ｆR dt ＝ｎＳgi−Σ（ｎ≠i ）Ｓgn＋ａＳgi＋ａΣ（ｎ≠i ）Ｓgn＋ｂＳgi ＋ｂΣ（ｎ≠i ）Ｓgn＋ａｂｎＳgi＋ａｂｎΣ（ｎ≠i ）Ｓgn ＝Ｓgi（ｎ＋ａ＋ｂ＋ｎａｂ） ＋Σ（ｎ≠ｉ）Ｓgn（−１＋ａ＋ｂ＋ａｂｎ）・・・・（式１） ここで、Σ（ｎ≠i ）は、Σの下にｎ≠i が付されてい
ることを、電子出願の便宜上表している。

【０００９】従って、ａ＋ｂ＋ａｂｎ＝１（式２）のと
き、上の式１の第２項が零となり、他のチャンネルとの
干渉が零となる。このとき、 ｆ0 ＝Ｓgi（ｎ＋１） たとえば、ａ＝ｂのときは、ｎａ² ＋２ａ−１＝０を成
立させるａの値は次式で表せる。

【数１】 このような値のバイアスを変調符号に加えることで、Ｍ
系列変調符号の他のチャンネルとの干渉を零にできる
旨、該論文は述べている。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た論文は、数式上で論理を述べるに止まり、実際にシス
テムを構築するためには、変・復調のときに上述した
（式２）、数１で示されるような値の直流電圧を正確に
重畳する必要があり、安定に動作するシステムを得るこ
とは困難であった。

【００１１】本発明は、上述した課題を解決するために
なされたものであり、その目的とするところは、直流重
畳回路を用いることなくチャンネル間相互干渉を無くし
たスペクトル拡散通信方法を提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、請求項１のスペクトル拡散通信方法は、送信側で
１，０値で表されるＭ系列変調符号にて送信信号にスペ
クトル拡散を行い、受信側で、１，−１値で表されるＭ
系列符号で、送信側から送られた信号をスペクトル拡散
して復調することを技術的特徴とする。

【００１３】また、請求項２のスペクトル拡散通信方法
は、送信側で１，−１値で表されるＭ系列変調符号にて
送信信号にスペクトル拡散を行い、受信側で、１，０値
で表されるＭ系列符号にバイアスを加えた信号で、送信
側から送られた信号をスペクトル拡散して復調すること
を技術的特徴とする。

【００１４】更に、請求項３のスペクトル拡散通信方法
は、送信側の掛け算器で送信信号を符号長さｎのＭ系列
符号でスペクトル拡散する際に、送信信号の（（−１±
√（ｎ＋１））／ｎ）倍を該掛け算器の出力側に加算
し、受信側の掛け算器で受信信号をＭ系列符号でスペク
トル拡散する際に、受信信号の（（−１±√（ｎ＋
１））／ｎ）倍を該掛け算器の出力側に加算し、復調す
ることを技術的特徴とする

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明を具体化した実施態
様について図を参照して説明する。実施態様の詳細な説
明に先立ち、本発明の原理について説明する。本発明で
は、スペクトル拡散通信方法において、Ｍ系列変調部号
にバイアスを付加することにより、多重化を行うチャン
ネル間の相互干渉を無くしている。ここで、送信側で付
加するバイアスをａ、受信側で加えるバイアスをｂとす
ると、送信側で付加するバイアスａを１、受信側で加え
るバイアスｂを０、即ち、送信側ではバイアスを加え、
受信側バイアスを加えないことで、相互干渉を零にして
いる。同様に、送信側で付加するバイアスａを０、受信
側で加えるバイアスｂを１、即ち、送信側ではバイアス
を加えず、受信側バイアスを加えることで、相互干渉を
零にしている。

【００１６】ここで、バイアス１を加えるということ
は、Ｍ系列符号として１，０の値を採用すると言うこと
で、特別に直流値を重畳する必要がなく、単なるスイッ
チ回路で変・復調が可能となり、極めて簡単な回路でス
ペクトル拡散多重通信システムを構築することができ
る。

【００１７】上記原理について、以下数式を用いて説明
する。ここでは、先ず、送信側で付加するバイアスａを
１とし、受信側で加えるバイアスｂを０とすることで、
相互干渉を零にできる旨を説明する。バイアスａ＝１
で、信号をＳgnとし、バイアス１を加えた変調部号ＰN
による送信側での変調は次式で表せれる。 ｆM ＝ΣＳgn（１＋ＰNn) ＝ΣＳgnＰNn＋ΣＳgn

【００１８】他方、バイアスｂを０とした、変調符号Ｐ
Niによる受信側での復調により干渉が０になることは以
下により説明される。 ｆR ＝ｆM （ｂ＋ＰNi）＝（ΣＳgnＰNn＋ΣＳgn）（ｂ＋ＰNi） ＝ＰNiΣＳgnＰNn＋ＰNiΣ(n) Ｓgn＋ｂΣＳgnＰNn＋ｂΣＳgn

【００１９】復調側で積分器を用い、この出力をｆ0 と
し、Ｍ系列符号の周期をＴとし、符号長さをｎとする
と、該ｆ0 は、 ｆ0 ＝∫^T ₀ ｆR dt ＝ｎＳgi−Σ（ｎ≠i ）Ｓgn＋Ｓgi＋Σ（ｎ≠i ）Ｓgn＋ｂＳgi ＋ｂΣ（ｎ≠i ）Ｓgi＋ｂｎＳgi＋ｂｎΣ（ｎ≠i ）Ｓgn ＝Ｓgi（ｎ＋１＋ｂ＋ｂn ） ＋Σ（ｎ≠i ）Ｓgn（ｂ＋ｂｎ）・・・・（式４） 従って、ｂ＝０、即ち、受信側のバイアスを零とするこ
とで、式４の相互干渉を示す第２項が零となり、相互干
渉が無くなる。

【００２０】次に、送信側で付加するバイアスａを０と
し、受信側で加えるバイアスｂを１とすることで、相互
干渉を零にできる旨を説明する。ａ＝０のときは、バイ
アスｂ＝１を付加した変調部号ＰN による復調は、次式
で表せる。 ｆR ＝ｆM （ｂ＋ＰNi）＝（ΣＳgnＰNn）（ｂ＋ＰNi） ＝ｂΣＳgnＰNn＋ＰNiΣＳgn・ＰNn

【００２１】復調側で積分器を用い、この出力をｆ0 と
する。 ｆ0 ＝∫_T ｆR dt ＝ｂΣ（ｎ≠i ）Ｓgn＋ｂＳgi＋ｎＳgi−Σ（ｎ≠i ）Ｓgn ＝Ｓgi（ｎ＋ｂ）＋Σ（ｎ≠ｉ）Ｓgn（ｂ−１）・・・・（式５） 従って、ｂ＝１のとき、上の式５の第２項が零となり、
他のチャンネルとの干渉が零となる。

【００２２】引き続き、本発明を具体化した実施態様に
ついて述べる。図１は、本発明の第１、第２実施態様に
用いるＭ系列変調符号を示している。図１の（α）は、
７ビットの「０」及び「１」からなる変調符号を示して
いる。ここで、Ｍ１は、０ビットシフト変調符号を示
し、Ｍ２は、該０ビットシフト変調符号から１ビットシ
フトした１ビットシフト変調符号を示し、Ｍ３は、該１
ビットシフト変調符号から１ビットシフトした２ビット
シフト変調符号を示し、Ｍ４は、該２ビットシフト変調
符号から１ビットシフトした３ビットシフト変調符号を
示し、Ｍ５は、該３ビットシフト変調符号から１ビット
シフトした４ビットシフト変調符号を示し、Ｍ６は、該
４ビットシフト変調符号から１ビットシフトした５ビッ
トシフト変調符号を示し、Ｍ７は、該５ビットシフト変
調符号から１ビットシフトした６ビットシフト変調符号
を示している。

【００２３】また、図１の（β）は、図１の（α）に示
す７ビットの変調符号に−１のバイアスを加えたＭ系列
変調符号を示している。即ち、図１の（β）に＋１のバ
イアスを加えることにより、（α）の変調符号となる。
例えば、（β）のＭ１（０ビットシフト）の第１ビッ
ト：１に＋１のバイアスを加えることで、（α）の第１
ビットは＋１に（デジタル的に考え＋２を＋１として処
理している）、又、（β）の第４ビット：−１に＋１の
バイアスを加えることで、（α）の第４ビットは０と成
る。

【００２４】図２（Ａ）は、本発明の第１実施態様に係
る送信機を示し、図１（Ｂ）は、受信機を示している。
この第１実施態様では、上述したように送信側で、１、
０で表される図１の（α）に示す変調符号を用い、他
方、送信側で、バイアスを加えない図１の（β）に示す
変調符号を用いる。

【００２５】発振器２０からの発振信号は、変調符号発
生器１８へ出力され、該変調符号発生器１８にてＭ系列
変調符号を発生させる。送信される信号Ｓg １〜Ｓｇｉ
は、ゲートＧ１〜Ｇｉに加えられる。該ゲートＧ１〜Ｇ
ｉは、変調符号発生器１８から印加された変調符号に合
わせて信号Ｓg １〜Ｓｇｉを通過させる。例えば、Ｍ１
変調符号（０ビットシフト）の第１ビット（１）が印加
された際に、ゲートＧ１は、信号Ｓｇ１を通過させ、第
４ビット（０）が印加された際に、信号Ｓｇ１を通過さ
せない。この様に単純なゲ−トでオン・オフさせれば、
図１の（α）に示す様な１，０値の符号で変調したこと
と等価になる。ゲートＧ１〜Ｇｉにて変調符号にて等価
的に変調された各信号は、足し算回路１０へ印加され足
し算され、変調器１２へ印加させる。

【００２６】フェーズロックループ２２では、ＸＴＡＬ
（発振器）２０のクロックを基準としてキャリアを生成
している。また、分周器２１では、符号長ごとに極性を
反転させた信号を生成して、ＰＳ（位相器）１４に印加
する。位相器１４では、１符号長ごとに極性を反転した
キャリアを生成して変調器１２に加えキャリア変調を行
う。該変調器１２は、足し算回路１０からの信号に、該
搬送波ｆ1 を掛けて、増幅器１６へ印加し、該増幅器１
６は、入力された信号を増幅して、空中線２４を介して
送信機側へ出力する。ここでは、１変調符号毎に、位相
を反転させているが、この代わりに搬送波の周波数を変
えることも可能である。

【００２７】図２（Ｂ）に示す受信機のように、ＸＴＡ
Ｌ３４では、送信機と同じ周波数のクロックが作られ、
ＰＮＧ３６、フェーズロックループ３２に加えられる。
フェーズロックループ３２では、変調キャリアとほぼ同
じ周波数の高周波が作られ、第１掛け算回路４０に加え
られる。空中線３１を介して受信された信号は、増幅器
３０で増幅され、第１掛け算回路４０、第２掛け算回路
４１に加えられる。第１掛け算回路４０は、フェーズロ
ックループ３２からの信号を掛け算し、第１積分器４４
へ出力を印加する。該積分器４４の出力は、同期パルス
を発生する波形成形回路４６に加えられ、４６では符号
同期が取れたとき、１符号長ごとに極性の反転する出力
が生成され、発振器３４、ＰＮＧ３６、位相シフト器３
８に加えられる。これは、キャリア、ＰＮ符号と同期し
ており、該発振器３４にて、図２（Ａ）を参照して上述
した発振器２０のタイミングに同期して発振を行わしめ
る。同様に、該同期パルス発生器４６からの信号が変調
符号発生器３６に入力され、該変調符号発生器３６にて
送信機側の変調符号発生器１８のＭ系列変調符号の発生
周期と同期したＭ系列変調符号を発生せしめる。該位相
シフト器３８は、該Ｍ系列変調符号の１符号長毎に位相
をシフトさせた搬送波（図２（Ａ）に示す位相シフト器
１４の搬送波に対応）を第２掛け算回路４１へ入力す
る。

【００２８】第２掛け算回路４１からの出力は、第３掛
け算回路４８へ入力される。該第３掛け算回路４８に
は、変調符号発生器３６からの各変調符号が入力され、
該変調符号が掛け算され、逆拡散される。該第３掛け算
回路４８からの信号は、積分器５０にて積分され、源信
号Ｓｇ１〜Ｓｇｉに復調される。ここで、単純なスイッ
チ回路で拡散変調を行っているため、１のバイアスを加
えた図１の（α）の変調符号で変調したことになり、受
信側では、図１の（β）に示す符号で逆拡散することに
より、数式を用いて先に述べたように、各チャンネル間
で干渉が発生することがない。

【００２９】引き続き、本発明の第２実施態様に係るス
ペクトル拡散通信方法を用いる送信機及び受信機につい
て図３（Ａ）及び図３（Ｂ）を参照して説明する。この
第２実施態様では、上述したように送信側で、−１、＋
１で表される図１の（β）に示す変調符号を用い、他
方、受信側では、０，１で表される図１の（α）に示す
変調符号を用いる。なお、この第２実施態様において
は、図２を参照して上述した送信機−受信機間のキャリ
ア同期、符号同期については説明を省略する。

【００３０】図３（Ａ）に示す送信機のように、送信さ
れる信号Ｓg １〜Ｓｇｉは、第１掛け算回路１０８に
て、変調符号発生器（図示せず）から印加された変調符
号ＰＮ１（Ｍ１）〜ＰＮｉ（Ｍ７）と掛け算される。変
調された各信号は、足し算回路１１０へ印加され足し算
され、第２掛け算回路１１２へ印加させる。該掛け算回
路１２は、足し算回路１１０からの信号に、該搬送波ｆ
1 を掛けて、空中線１２４を介して送信機側へ出力す
る。

【００３１】図３（Ｂ）に示す受信機のように、空中線
１３１を介して受信された信号は、増幅器１３０で増幅
され、第１掛け算回路１４０に加えられる。該第１掛け
算回路１４０は、図示しないが送信側と同期した発振器
からの搬送波ｆ１を掛け算する。第１掛け算回路１３０
からの出力は、ゲートＧ１にて、図示しない送信側と同
期した変調符号発生器（図示せず）から印加された変調
符号ＰＮ１（Ｍ１）に応じて、上述した第１実施態様と
同様に通過・非通過を繰り替えされる。そして、該ゲー
トＧ１を通過した信号は、積分器５０にて積分され、源
信号Ｓｇ１が復調される。同様に、他の受信機で源信号
Ｓｇ２〜Ｓｇｉを復調する。ここで、上述したように送
信側で、通常のバイアスを加えない図１の（β）に示す
変調符号を用い、他方、受信側では、単純なスイッチで
逆拡散を行うため、図１の（α）に示す１のバイアスを
かけた符号で復調したことと等価であるため、数式を用
いて先に述べたように、各チャンネル間で干渉が発生す
ることがない。

【００３２】引き続き、本発明の第３実施態様に係るス
ペクトル拡散通信方法を用いる送信機及び受信機につい
て図４を参照して説明する。第１、第２実施態様では、
送信側、又は、受信側のいずれかのＰＮ符号に１，０値
を有する符号を用いることにより直流バイアス回路を用
いない簡単な回路で非干渉システムを構築できた。この
第３実施態様では、送信側及び受信機側の両方にバイア
スを加えることと等価であるが、実際には直流バイアス
回路を用いていない。

【００３３】図４（Ａ）は、第３実施態様に係る送信機
を示している。送信される信号Ｓg １〜Ｓｇｉは、第１
掛け算回路２１０にて、変調符号発生器（図示せず）か
ら印加された変調符号ＰＮ１（Ｍ１）〜ＰＮｉ（Ｍ７）
と掛け算される。変調された各信号は、足し算回路２１
４へ印加され足し算される。また、該信号Ｓg １〜Ｓｇ
ｉは、ａ倍率の抵抗減衰器２１２を介して同様に足し算
回路２１４へ印加され足し算される。該足し算回路２１
４からの信号は、第２掛け算回路２１６へ印加させる。
第１実施態様と同様な位相シフト器２１８では、キャリ
ア及びＰＮ符号の同期を取るためｆ2 を用いて該Ｍ系列
変調符号の１符号長毎に位相をシフトさせた搬送波を作
り、該掛け算回路２１６へ入力する。該掛け算回路２１
６は、足し算回路２１４からの信号に、該搬送波を掛け
て、空中線２２４を介して送信機側へ出力する。

【００３４】図４（Ｂ）に示す送信機機のように、空中
線２３１を介して受信された信号は、第１掛け算回路２
４０及び第３掛け算回路２４１に加えられる。この第３
実施態様は、第１実施態様と同様に、波形成形・同期パ
ルス発生器２４６の信号が発振器２３４へ加えられ、該
発振器２３４にて、送信側の発振に同期して発振を行わ
しめる。該位相シフト器２３８から、Ｍ系列変調符号の
１符号長毎に位相をシフトさせた搬送波を該第１掛け算
回路２４０へ入力する。

【００３５】第１掛け算回路２４０からの出力は、第２
掛け算回路２４８にて、変調符号発生器２３６から印加
された変調符号ＰＮ１（Ｍ１）と掛け合わされる。ま
た、第１掛け算回路２４０からの信号は、ｂ倍率の抵抗
減衰器２５４を介して同様に足し算回路２５２へ印加さ
れ足し算される。該足し算回路２５２からの信号は、積
分器２５０にて積分され、源信号Ｓｇ１に復調される。
同様に、他の受信機で源信号Ｓｇ２〜Ｓｇｉを復調す
る。なお、ａ倍率、ｂ倍率が１を越える場合には、上述
した抵抗減衰器２１２、２１５の代わりにａ倍率、ｂ倍
率の増幅器が用いられる。なお、波形成形・同期パルス
発生器２４６からの出力による、キャリア及びＰＮ符号
の同期の取り方は図２（Ｂ）を参照して上述した第１実
施態様と同様であるため説明を省略する。

【００３６】従来技術で述べたように、式１の第２項を
零とするようにａ、ｂをａ＋ｂ＋ａｂｎ＝１が成立する
値にすることで、他のチャンネルとの干渉が零となる。
ここで、処理利得の点からａの値と、ｂの値とが等しい
ことが望ましい。この場合には、ａ及びｂが、（−１±
√（ｎ＋１））／ｎの値であれば、図５に示すグラフの
ように上記数１の第２項を零となり、他のチャンネルと
の干渉が零となる。

【００３７】

【効果】以上記述したように請求項１のスペクトル拡散
通信方法では、特別に直流回路を設けて直流バイアスを
加えなくても、送信側で通常のＭ系列変調符号にてオン
・オフ動作して送信信号のスペクトル拡散を行い、受信
側で、バイアスを加えない通常のＭ系列符号で、送信側
から送られた信号をスペクトル拡散して復調するだけ
で、チャンネル間に干渉を発生させることがない。

【００３８】また、請求項２のスペクトル拡散通信方法
は、送信側で通常のＭ系列変調符号にて送信信号にスペ
クトル拡散を行う場合でも、受信側で、Ｍ系列符号によ
るオン・オフ動作で、スペクトル逆拡散を行えば、特別
に直流回路を設けてＤＣバイアスを加えなくても、チャ
ンネル間に干渉を発生させることがない。

【００３９】更に、請求項３のスペクトル拡散通信方法
は、送信側の掛け算器で送信信号を符号長さｎのＭ系列
符号でスペクトル拡散する際に、送信信号の（（−１±
√（ｎ＋１））／ｎ）倍を該掛け算器の出力側に加算
し、受信側の掛け算器で受信信号をＭ系列符号でスペク
トル拡散する際に、受信信号の（（−１±√（ｎ＋
１））／ｎ）倍を該掛け算器の出力側に加算し、復調す
るため、直流重畳回路を設けなくとも、Ｍ系列変調部号
を用いてもチャンネル間に干渉を発生させることがな
い。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施態様に係るスペクトル拡散通
信方法に用いるＭ系列符号の波形図である。

【図２】図２（Ａ）は本発明の第１実施態様に係るスペ
クトル拡散通信方法を用いる送信機を示すブロック図で
あり、図２（Ｂ）は受信機を示すブロック図である。

【図３】図３（Ａ）は本発明の第２実施態様に係るスペ
クトル拡散通信方法を用いる送信機を示すブロック図で
あり、図３（Ｂ）は受信機を示すブロック図である。

【図４】図４（Ａ）は本発明の第３実施態様に係るスペ
クトル拡散通信方法を用いる送信機を示すブロック図で
あり、図４（Ｂ）は受信機を示すブロック図である。

【図５】図５は（−１±√（ｎ＋１））／ｎの値を示す
グラフである。

【符号の説明】

１０ 足し算回路 １２ 掛け算回路 １４ 位相シフト器 １８ 変調部号発生器 ２０ 発振器 ３０ 増幅器 ４８ 第３掛け算回路 ５０ 積分器

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信側で１，０で表されたＭ系列変調符
   号にて送信信号にスペクトル拡散を行い、 受信側で、−１、＋１で表された前記Ｍ系列符号で、送
   信側から送られた信号をスペクトル拡散して復調するこ
   とを特徴とするスペクトル拡散通信方法。
2. 【請求項２】 送信側で−１、＋１で表されたＭ系列変
   調符号にて送信信号にスペクトル拡散を行い、 受信側で、１，０で表されたＭ系列変調符号で、送信側
   から送られた信号をスペクトル拡散して復調することを
   特徴とするスペクトル拡散通信方法。
3. 【請求項３】 送信側の掛け算器で送信信号を符号長さ
   ｎのＭ系列符号でスペクトル拡散する際に、送信信号の
   （（−１±√（ｎ＋１））／ｎ）倍を該掛け算器の出力
   側に加算し、 受信側の掛け算器で受信信号をＭ系列符号でスペクトル
   拡散する際に、受信信号の（（−１±√（ｎ＋１））／
   ｎ）倍を該掛け算器の出力側に加算し、復調することを
   特徴とするスペクトル拡散通信方法。