JP4980246B2 - ナビゲーション信号システム - Google Patents

Description

本発明は、一般に信号変調の分野に関するもので、特に衛星ナビゲーションシステムに関する。本発明は更に拡散スペクトル信号を発生する方法及びかかる拡散スペクトル信号を受信するための適切な技術に関するものであり、特に衛星ナビゲーションシステムに関する。

無線ナビゲーションまたは通信のためにスペクトル拡散技術を使用することは、電気工学の分野で周知となっている。この技術は、例えばノイズの多い環境で、高信頼性を必要とする用途で有利である。更に、スペクトル割り当ての利用度が限られていることに起因し、周波数バンドを効率的に使用することが望まれている。

所定の周波数バンドにおいて、新しい信号を実現するには現在の信号の歪みを最小にする制限事項を満たさなければならない。スペクトルアイソレーションの問題は、例えばガリレオ衛星システムおよび現在の全世界測位システムの相互運用性に関係する重要な問題である。ダイレクトシーケンススペクトル拡散または周波数ホッピングスペクトル拡散を含む広範なスペクトル拡散技術が進展した。

衛星ナビゲーションシステムの領域における一部の変調技術は、バイナリオフセットキャリア（ＢＯＣ）信号を使用している。これら信号は、矩形波形によるノンリターンツーゼロ疑似ランダムノイズ符号を変調する結果得られる。ｍ×１.０２３ＭＨｚのサブキャリア（副搬送波）周波数を有し、ｎ×１.０２３Ｍｃｐｓ（毎秒１０^６のチップ）のレートで、疑似ランダムノイズ符号によって変調されたＢＯＣ変調は、ＢＯＣ（ｍ、ｎ）と表示される。ＢＯＣ（１０、５）は、例えば１０.２３ＭＨｚのサブキャリアを有する矩形波形を５.１１５Ｍｃｐｓのチップレートを有する疑似ランダムノイズ符号で変調することによって得られる。ここで、チップ変化は矩形波形の変化と同期する。従って、疑似ランダムノイズ符号の各チップは、ｍ／ｎサイクルの矩形波形に適用される。キャリア波（搬送波）をＢＯＣ変調することによって得られるスペクトル拡散信号は、キャリア周波数で極めて低いスペクトルパワー密度を有する。この結果、Ｌ１で送信されると、これら信号はＬ１バンドの中心周波数でピークを有するＧＰＳ
Ｃ／Ａ信号とコンパーチブルとなる。それにもかかわらず、Ｌ１周波数バンドはＧＰＳ Ｐ（Ｙ）信号およびＧＰＳのＭ符号に割り当てられているので、新しい信号と現在の信号との干渉を低く維持するには多大な努力を払わなければならない。

Ａ.Ｒ.プラット氏外著、ＩＯＮ ＧＰＳ ２００３年９月の「ＢＯＣ変調波形」では、キャリア波を変調するためにサイン波形のステップ状近似である波形を使用することが記載されている。バイナリ波形はサイン波の大まかなステップ状の近似であると見なすことができる。プラット氏外はより多くのレベルを導入することにより、サイン波により近い拡散波形を実現している。かかる拡散は、ＢＯＣ（ｍ、ｎ）波形に関して、サブキャリア波形の高周波の振幅を減衰させ時々は除去することもある。他の点に関し、所定の二次ローブのパワーレベルが低減される。波形レベルの数が多くなればなるほど、より多くの高調波がフィルタにより除去できる。レベルの数が無限になるにつれ、拡散波形はサイン波に近似し、この結果、高調波のないＬＯＣ（リニアなオフセットキャリア）信号が得られる。これまで説明した技術は、５レベルのサブキャリアを使用する一定エンベロープの変調に適用される。この場合、フル変調すると、８ＰＳＫ（８位相シフトキーイング）形状の変調が行われる。

無線ナビゲーションの分野では、信号の二次ローブをフィルタリングまたは低減すると、この信号の同期能力（またはトラッキング性能）も劣化し、これによって測位精度が低下することが周知となっている。上記技術およびそれに類似する技術は、このような原則から逃れることはできない。サイン波形に近似すると、一部の信号（例えばＢＯＣ（２、２）信号に適用されるときのＧＰＳ
Ｍ符号）のスペクトルアイソレーションを改善する効率的で、かつ的確な方法を提供するが、全体のトラッキング性能が低下するという欠点も生じる。

信号変調技術における別の課題は、変調の時間変化する振幅成分を除去することである。信号を非線形の部品（例えば増幅器）によって処理するときに、振幅の変化は、望ましくないＡＭ対ＡＭ、およびＡＭ対ＰＭ歪みを生じさせる。

従って、本発明の目的は、高レベルのスペクトル制御と良好な全同期能力とを組み合わせたスペクトル拡散信号を利用することにあり、この目的は請求項１記載のナビゲーション信号システムによって達成される。

本発明の別の目的は、かかるスペクトル拡散信号を発生するための方法を提供することにある。

本発明の更に別の目的は、かかるスペクトル拡散信号を受信できる受信機を提供することにある。

スペクトル拡散信号はキャリア波を変調する少なくとも１つの拡散波形を含む。本発明の重要な特徴によれば、この拡散波形は、第１波形レートでの第１バイナリ波形と、少なくとも１つの第２波形レートのバイナリ波形の実数の線形結合を含み、双方の波形レートは異なり、ゼロでない。第２波形の振幅は第１波形の振幅と異なることが好ましく、第１波形と第２波形の線形結合は信号識別符号を含む少なくとも１つのバイナリシーケンスによって変調される。

本発明に関連し、「実数の線形結合」なる用語は、次の性質に均等であると理解すべきである。すなわちα・ｗ_１（ｔ）＋β・ｗ_２（ｔ）は第１波形ｗ_１（ｔ）および第２波形ｗ_２（ｔ）と係数αおよびβ、および時間変数ｔとの前記実数の線形結合を示し、［α・ｗ_１（ｔ）］／［β・ｗ_２（ｔ）］は任意の時間ｔにおける実数であり、双方の係数α、βはゼロでない。

第１波形レートにおける従来のＢＯＣ波形と比較すると、本拡散波形は、より高い波形レートでの第２波形が存在することに起因し、トラッキング能力が優れている。拡散波形のスペクトルは、第１波形および第２波形のそれぞれのスペクトルに応じて決まる。第１波形および第２波形の相対的振幅を変えることにより、拡散波形のスペクトルの形状を調節できる。スペクトルシェイピングの従来の解決方法に関し、この信号は拡散波形のスペクトル内の異なるローブに別々にアクセスできるという別の利点を有する。これによって、トラッキング性能を維持しながら、同一周波数バンド内での他の信号に対するスペクトルアイソレーションを保証できる。ＢＯＣ変調された信号と比較すると、トラッキング性能さえも強化されている。第１波形および第２波形の相対的振幅は、時間的に変化してもよいし、または一定のままでよいことが理解できよう。この変化のタイムスケールは、信号の発振のタイムスケールよりもかなり大きい。かかる変化は、バイナリシーケンスのレート、例えば１Ｈｚよりも実質的に低いレートで生じることが好ましい。従って、短いタイムスケールでは線形結合における係数の時間依存性を無視できる。

第１波形および／または第２波形はバイナリのオフセットキャリア（ＢＯＣ）波形またはバイナリの符号化されたシンボル（ＢＣＳ）波形であることが好ましい。従って、拡散波形はノコギリ歯状の波形となる。相対的振幅を適正に選択すれば、拡散波形はおおまかに第１波形のコースに従う。第１波形の周波数でバイナリ信号を取得しトラッキングするようになっている簡単な受信機でも、スペクトル拡散された複合信号をトラッキングできる。拡散波形の全ての同期能力の利点を享受するには、受信機は第２波形のバンド幅とも互換性がなければならない。

第２波形レートは、第１波形レートの整数倍であることが好ましく、第２波形レートは第１波形レートの２倍〜２４倍であることがより好ましい。第１波形と第２波形の遷移とを同期化してもよいし、また意図的にオフセットしてもよい。

バイナリシーケンスは、更に情報データ、例えば衛星ナビゲーションデータ、信号整合性データまたは商業用データを含むことができる。疑似ランダムバイナリシーケンスのチップレートよりも実質的に低いビットレートでこれら情報を符号化できる。バイナリシーケンスはメッセージシーケンスで変調された所定の、またはあらかじめ決定されたバイナリシーケンスを提供することによって達成できる。

バイナリシーケンスは、所定のチップレートＲｃになる符号チップを含むことができ、第１波形レートＦｓｃは、Ｆｓｃ＝ｍ・Ｒｃ／２（ここで、ｍは整数である）となるように定められる。第１波形レートは、チップレート以上であることが好ましく、符号変化は第１波形の遷移と同期化することが好ましい。

スペクトル拡散信号の好ましい実施例では、前記キャリア波の同相分次の式

で示す第１拡散波ｓ_１（ｔ）で変調され、

直交分は次の式

で示す第２拡散波形ｓ_２（ｔ）で変調される。

これら式では、ｔは時間変数であり、ａおよびｂは実数のゼロでない係数であり、ｗ_１（ｔ）は第１波形レートでの第１バイナリ波形であり、ｗ_２（ｔ）は第２波形レートでの第２バイナリ波形であり、前記第１波形レートは前記第２波形レートと異なり、ＰＲＮ_１（ｔ）は第１バイナリシーケンスであり、ＰＲＮ_２（ｔ）は第２バイナリシーケンスである。２つのバイナリシーケンスは互いに異なっていてもよいし、同じでもよい。複素変調波形ｓ（ｔ）は、ｓ_１（ｔ）＋ｉ・ｓ_２（ｔ）（ｉは虚数単位を示す）で示され、これにより、ｓ（ｔ）のエンベロープは、

で示されるように時間的に変化しないことがすぐに分かる。一定エンベロープの変調は非線形部品、例えば増幅器内でのＡＭ対ＡＭおよびＡＭ対ＰＭ歪みを防止するのに重要である。上記のように、係数ａおよびｂは、拡散波形の代表的な変化と比較して長いタイムスケールで変化し得る。

スペクトル拡散信号の別の好ましい実施例では、キャリア波の同相分は次の式

で示す第１拡散波形ｓ_１（ｔ）で変調される。

キャリア波の前記直交分は次の式

で示される第２拡散波形ｓ_２（ｔ）で変調される。

これら式では、ｔは時間変数であり、θ_１およびθ_２は実数の角度であり、ｗ_１（ｔ）は第１波形レートでの第１バイナリ波形であり、ｗ_２（ｔ）は第２波形レートでの第２バイナリ波形であり、前記第１波形レートは前記第２波形レートと異なり、ｗ_３（ｔ）は第３バイナリ波形であり、ＰＲＮ_１（ｔ）は第１バイナリシーケンスであり、ＰＲＮ_２（ｔ）は第２バイナリシーケンスであり、ＰＲＮ_３（ｔ）は第３バイナリシーケンスである。この第１波形レートは第２波形レートと異なる。この複素変調ｓ（ｔ）＝ｓ_１（ｔ）＋ｉ・ｓ_２（ｔ）も一定のエンベロープ｜ｓ（ｔ）｜も有することが理解できよう。θ_１およびθ_２は、拡散波形に対してゆっくりと変化し得る。

本発明は更に、ナビゲーション信号システムすなわち前記第１波形が、ＢＯＣ（１、１）であり、前記第２波形は１０.２３Ｍｃｐｓまたは１２.２７６Ｍｃｐｓまたは１５.３４５Ｍｃｐｓまたは３０.６９Ｍｃｐｓ（例えばそれぞれＢＯＣ（５、１）、ＢＣＳ（［111111-111111］、１）、ＢＣＳ（［11111111-1111111］、１）およびＢＣＳ（１５、１））のレートを有するバイナリ波形である、上記スペクトル拡散信号を有する全地球ナビゲーション衛星システムを提供する。バイナリシーケンスは信号ソースの識別データを含むことができ、この識別データは地上をベースとするもの（例えば疑似衛星）または空中をベースとするものでもよい。グローバルまたは地域衛星ナビゲーション信号システムの場合、バイナリシーケンスは衛星識別データ、例えば距離符号および衛星情報データ、例えば測位アルゴリズムで使用するためのナビゲーションデータを含むことができる。

更に、第１波形レートで第１波形を提供すると共に、第２波形レートで第２波形を提供するステップを備え、前記第１波形レートは、前記第２波形レートとは異なったものが選択され、両波形レートはゼロではない。
少なくとも１つの信号識別符号を含むバイナリシーケンスを提供するステップと、
前記第１波形と前記第２波形との線形結合を形成するステップを備え、前記線形結合は、前記バイナリシーケンスで変調され、更にキャリア波を変調するための拡散波形としてこの結果生じる波形を使用するステップとを有するスペクトル拡散信号を発生するための方法も提供される。

後に明らかとなるように、第１波形と第２波形の延長された線形結合を形成するためのステップは、２つの均等な方法で実行できる。すなわち変調されていない第１波形と第２波形をまず組み合わせ、この結果得られる和または差をバイナリシーケンスで変調するか、または第１波形および第２波形を変調し、その後線形的に結合するかのいずれかの方法で実行できる。

この方法によって、同期能力を高めながらスペクトルアイソレーション（例えば別の信号に対する所定のスペクトル分離係数（ＳＳＣ））に関する、信号しきい値の適正化を可能にする。

第１波形および／または第２波形はバイナリのオフセットキャリア波形またはバイナリの符号化されたシンボル（ＢＣＳ）波形であることが好ましい。

この方法は、波形の線形結合を変調するバイナリシーケンスと異なる第２バイナリシーケンスで第２波形を変調するステップを含む（従って、第２バイナリシーケンスをPRN ₂ (t)とすると、［α・ｗ1（ｔ）＋β・ｗ２（ｔ）・ＰＲＮ２（ｔ）］・ＰＲＮ（ｔ）なる形態の信号を生成する）こともできる。従って、１つの信号内に２つの異なるバイナリまたは疑似ランダムシーケンスを組み合わせることが可能である。

本発明の別の態様によれば、
前記バイナリシーケンスのローカル符号レプリカを発生するステップと、
前記第１波形のローカルレプリカおよび前記第２波形のローカルレプリカを発生するステップと、
着信電磁波と前記第１波形の前記ローカルレプリカおよび前記ローカル符号レプリカとの第１相関化を実行するステップと、
着信電磁波と前記第２波形の前記ローカルレプリカおよび前記ローカル符号レプリカとの第２相関化を実行するステップと、
前記第１相関化と前記第２相関化とを線形的に結合するステップとを備えるスペクトル拡散信号を受信するための方法が提供される。

上記方法とは異なり、スペクトル拡散信号を受信するための方法は、
前記バイナリシーケンスのローカル符号レプリカを発生するステップと、
前記第１波形のローカルレプリカおよび前記第２波形のローカルレプリカを発生するステップと、
前記第１波形のローカルレプリカと前記第２波形の前記ローカルレプリカとの線形結合を実行するステップと、
前記ローカルレプリカと前記ローカル符号レプリカとの結合と着信電磁波とを相関化するステップとを含むことができる。

本発明の更に重要な態様によれば、スペクトル拡散信号を取得するための受信機が提供される。この受信機は、前記バイナリシーケンスのローカル符号レプリカを発生するための手段と、前記第１波形のローカルレプリカを発生するための第１波形発生器と、前記第２波形のローカルレプリカを発生するための第２波形発生器と、着信電磁波と前記第１波形の前記ローカルレプリカおよび前記ローカル符号レプリカとを相関化し、第１の相関化の結果を形成するための手段と、着信電磁波と前記第２波形の前記ローカルレプリカおよび前記ローカル符号レプリカとを相関化し、第２の相関化の効果を形成するための手段と、前記第１の相関化の効果と前記第２相関化の効果とを線形的に結合するための手段とを含む。

上記とは異なり、受信機は、前記バイナリシーケンスのローカル符号レプリカを発生するための手段と、 前記第１波形のローカルレプリカを発生するための第１波形発生器と、前記第２波形のローカルレプリカを発生するための第２波形発生器と、前記第１波形のローカルレプリカと前記第２波形の前記ローカルレプリカとの線形結合を形成するための手段と、前記ローカルレプリカと前記ローカル符号レプリカとの組み合わせと着信電磁波とを相関化するための手段とを含むことができる。

後に理解できるように、バイナリシーケンスのローカル符号レプリカは、変調に使用されるバイナリシーケンスの既知の部分の正確なコピーとすることができる。バイナリシーケンスがアプリオリが決定されていないメッセージを含む場合、ローカル符号レプリカ内にはこのメッセージは生じない。この同じ結論は、第１または第２波形レプリカにも当てはまる。

好ましい実施例では、受信機はトラッキングループ、例えば受信した信号をトラッキングするための遅延ロックループおよび／または位相ロックループおよび／または周波数ロックループを含む。このトラッキングループは、第１波形および／または第２波形および／またはそれらの線形結合をトラッキングできるように、受信機内に配置できる。オプションとして、トラッキングループはキャリア波もトラッキングできる。第１波形および第２波形をそれぞれトラッキングできるように遅延ロックループを配置でき、第２波形および第１波形をトラッキングできるように位相ロックループおよび／または周波数ロックループを配置できる。これとは異なり、位相ロックループおよび／または周波数ロックループは、第１波形と第２波形の線形結合をトラッキングするようにもできる。

受信機を、全地球ナビゲーション衛星信号受信機内に組み込むことができる。この場合、第１波形発生器は、ＢＯＣ（１、１）波形を発生できることが好ましく、一方、第２波形発生器は、１０.２３Ｍｃｐｓまたは１２.２７６Ｍｃｐｓまたは１５.３４５Ｍｃｐｓまたは３０.６９Ｍｃｐｓ（例えばそれぞれＢＯＣ（５、１）、ＢＣＳ（［111111-111111］、１）、ＢＣＳ（［11111111-1111111］、１）およびＢＯＣ（１５、１））のレートを有するバイナリ波形を発生できる。ローカル符号レプリカは、衛星識別データ、例えば距離符号を含むことが好ましい。

次に添付図面を参照し、本発明の異なる態様の好ましい実施例について説明する。

図１を参照し、キャリア波を変調するための拡散波形１０の一例についてより詳細に説明する。この実施例では、ＢＯＣ（ｍ１、ｎ）によって形成され、第１係数ａが乗算された第１バイナリ波形１２と、ＢＯＣ（ｍ２、ｎ）によって形成され、第２係数ｂが乗算された第２バイナリ波形１４をコヒーレントに合算することによって得られる。このＢＯＣ（ｍ２、ｎ）波形は、ＢＣＳに類似した、より一般的なバイナリ波形、例えばＢＣＳ（[1-111111111]、１）と有利に置換できる。図１に見られるように、拡散波形１０は鋸歯状の形をしている。双方の波形に対して同じ符号１６を適用してもよい。換言すれば、次の式に従った単一のバイナリ符号シーケンス１６により、第１波形１２および第２波形１４を変調する。

この式は次のように記載できる。

ここで、ｔは時間変数を示し、ｓ（ｔ）はその結果得られる拡散波形１０であり、ｗ _１（ｔ）は第１バイナリ波形１２であり、ｗ_２（ｔ）は第２バイナリ波形１４であり、ＰＲＮ（ｔ）はバイナリ疑似ランダムノイズシーケンス１６であり、ａおよびｂは係数である。本明細書では、バイナリ関数またはバイナリシーケンスは、値＋１または−１のいずれかをとるとの慣習を用いる。従って、この慣習において、２つのバイナリ値を乗算することは、バイナリ値が真または偽、すなわちそれぞれ０または１である他の慣習における論理ＸＯＲ（排他的ＯＲ）演算またはモジュロ２の加算に対応している。

本例では、第２バイナリ波形１４の波形レートは、第１バイナリ波形１２の波形レートの５倍の大きさである。第１波形１２の立ち上がりエッジ１８と第２波形１４の立ち上がりエッジ１９との間のタイミングオフセットは、インターバル［−Ｔ_２／２、Ｔ_２／２］内に選択でき、ここで、Ｔ_２は第２バイナリ波形１４のサイクルの時間長さを示す。図１では、オフセットをゼロにセットされている。

２つのバイナリ波形１２、１４の相対的振幅を変えることができる。ＢＯＣ（１、１）およびＢＯＣ（５、１）の場合、ＢＯＣ（１、１）の振幅に対して、ＢＯＣ（５、１）の振幅を立ち上げる結果、主にＢＯＣ（１、１）の第５高調波のスペクトルパワーが増加する。本例では、第２バイナリ波形１４の振幅ｂは、第１バイナリ波形１２の振幅ａよりも低く選択されたので、その結果生じる拡散波形１０は、第１バイナリ波形１２に対する高い類似性を維持する。この場合、第１バイナリ波形１２のみをトラッキングするように設計された受信機は、通常第１バイナリ波形１２と第２バイナリ波形１４の線形結合を含む拡散波形１０をトラッキングできる。従って、相対的振幅ａ、ｂを適当に選択することにより、本例の拡散波形１０は第１波形１２の波形レートでの矩形波形に対して設計された受信機と互換性を維持できる。しかしながら、複合拡散波形１０の高い同期能力には、双方の波形１２、１４に適応できない受信機からはアクセスできない。拡散波形１０の改善された性能は、ｒｍｓバンド幅（ｒｍｓ：平均平方根）によって表現できる。次の式を検討する。

ここで、ＤＳＰ_w1（ｆ）およびＤＳＰ_w2（ｆ）は、それぞれ第１波形１２および第２波形１４によって処理された信号のスペクトルである。従って、組み合わされた拡散波形１０のｒｍｓバンド幅は、第１波形１２のｒｍｓバンド幅よりも広い。

上記のように示された拡散波形１０を、キャリア波の一定エンベロープ変調に対して使用できる。キャリア波の一定でないエンベロープ変調は、比較的ストレートフォワードであるが、一定エンベロープ変調は変調方式がこの変調で送信すべき有効チャンネル数によって決まるので、より複雑となっている。

Ｃ.ヘガーチ氏外著論文「ＧＮＳＳのためのバイナリ符号化されたシンボル変調」、ＩＯＮ ＧＰＳ、２００４年６月に記載されているように、次の式で示されるよう、１つの同相波形と、他方に直交位相の波形と共に、不平衡の直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）を使用することにより、４レベルの複素サブキャリアにより１つのチャンネルだけの一定エンベロープ変調を行うことができる。

ここで、ｉは虚数単位であり、ｔは時間変数であり、ｓ（ｔ）は変調の結果生じる波形であり、ｗ_１（ｔ）は第１バイナリ波形であり、ｗ_２（ｔ）は第２バイナリ波形であり、ａおよびｂは実数の係数であり、ＰＲＮ（ｔ）は疑似ランダムバイナリシーケンスである。これより、時間から独立した次の式が成り立つ。

２つ以上のチャンネルを送信すべき場合、他の解決案が存在する。一定エンベロープ変調を使用し、キャリア波上に４レベルの波形を有する２つの実数信号ｓ_１（ｔ）およびｓ_２（ｔ）を変調すべきケースでは、次の解決方法が提案される。すなわち、下記のように、キャリア波の同相分を第１拡散波形ｓ_１（ｔ）で変調し、キャリア波の直交位相成分を第２拡散波形ｓ_２（ｔ）で変調する。

ここで、ｗ_１（ｔ）およびｗ_２（ｔ）は、バイナリの波形であり、ｔは時間変数であり、ａ_１、ａ_２、ｂ_１およびｂ_２は、実数の係数であり、ＰＲＮ_１（ｔ）およびＰＲＮ_２（ｔ）は、疑似ランダムバイナリシーケンスである。この結果生じる複素変調波形ｓ（ｔ）は次の式で示される。

従って、この式から、ｓ（ｔ）のエンベロープは時間に対して変化せず、例えばａ_１＝ａ_２で、かつｂ_１＝ｂ_２である場合、次の式が成り立つ。

同様に、キャリア波に変調される３つの実数の拡散波形を用いて一定エンベロープ変調を行うことも可能である。次の式を検討する。

ここで、ｗ_１（ｔ）、ｗ_２（ｔ）およびｗ_３（ｔ）は、バイナリ波形であり、ａおよびｂは実数の係数であり、ＰＲＮ_１（ｔ）、ＰＲＮ_２（ｔ）、ＰＲＮ_３（ｔ）は疑似ランダムバイナリシーケンスである。ａおよびｂに対し、ａ＝ｃｏｓ（θ_１）／２およびｂ＝ｃｏｓ（θ_２）／２と仮定できる。従って、複素変調波形ｓ（ｔ）を次の形態に書くことができる。

ここで、ＩＭ（ｔ）は次の式で示される相互変調積である。

上記式から、ｓ（ｔ）に対する次の式を誘導できる。

図２を参照すると、ＰＲＮ_１（ｔ）＝ＰＲＮ_２（ｔ）である場合、第２項は相殺し、矢印２２が示すｗ_１（ｔ）のように同相信号は、振動する。ＰＲＮ_１（ｔ）＝ＰＲＮ_２（ｔ）の場合、第１項は相殺し、同相信号は矢印２１が示すｗ２（ｔ）のように振動する。このことは、角度θ_１およびθ_２により、図２の位相図内に示された８位相シフトキーイング変調（８ＰＳＫ）に対応する。この角度θ_１およびθ_２は、２つのバイナリ波形ｗ_１（ｔ）とｗ_２（ｔ）との間のパワー分布の設定を可能にする。前の例の場合のように、複素変調信号ｓ（ｔ）は一定のエンベロープを有する。

Ｌ１キャリアのガリレオＥ２−Ｌ１−Ｅ１変調の特殊なケースでは、３つの信号を送信しなければならない。すなわちＬ１オープンサービス（ＯＳ）のメッセージを搬送する１つの信号と、Ｌ１オープンサービスのための１つのパイロット信号と、公衆規制されたサービスのための１つのバイナリ信号を送信しなければならない。２つのオープンサービス用信号の各々に対し、上記のような１つの最適にされたスペクトル拡散信号を使用できる。３つの拡散波形を有する上記例において、この用途のための適当な一定エンベロープ変調方式について説明する。

次の表記を適用する。
・ｃｏｄｅ_ＯＳＰ（ｔ）はオープンサービスのパイロット拡散符号である。
・ｃｏｄｅ_ＯＳＤ（ｔ）はメッセージが乗算されたオープンサービスのデータまたはメッセージ拡散符号である。
・ｗ_１（ｔ）は、１.０２３ＭＨｚのサイン矩形波形である。
・ｗ_２（ｔ）は、５.１１５ＭＨｚのサイン矩形波形またはより一般的なバイナリ波形である。
・ＰＲＳ（ｔ）は、公衆規制されたサービス信号である。

この結果生じる複素変調を次のように記載できる。

ここで、相互変調積ＩＭ（ｔ）は、次の式で示される。

受信機レベルでは、図３〜６に示されるようなスペクトル拡散信号を取得し、トラッキングするための種々の実現例を考え付くことができる。図３に示された受信機の構造３０により、キャリア波を変調するために使用される拡散波形１０のローカルレプリカを発生させることが可能となる。着信放送信号３０２は、拡散波形のローカルレプリカと混合される。第１に、ローカル符号レプリカ３０４は第１混合器３０６内で着信信号３０２と混合され、次に第２混合器３１０内で、変調されていない拡散波形３０８のレプリカが着信信号３０２と混合される。この結果生じる信号３１２は、積分ステージ３１４内で所定の時間にわたって積分される。着信電磁波と拡散波形のローカルレプリカとの相関化が実行される。ローカルレプリカの発生を制御するフィードバックループ内で相関化の結果３１６を使用できる。

数値制御された発振器ＮＣＯは、符号発生器３２０および２つの波形発生器３２２、３２４にクロック信号３１８を与える。符号発生器３２０は、受信すべき信号の第１波形と第２波形との線形結合を変調するのに使用されるバイナリシーケンスの公知部分のコピーであるローカル符号レプリカ３０４を出力する。このバイナリシーケンスは、例えばＧＰＳまたはガリレオのような全地球ナビゲーション衛星システムの距離符号とすることができる。基本的には受信機は、バイナリシーケンスを記憶するか、またはこのバイナリシーケンスを再生するためのアルゴリズムを内部で実施するメモリを含む。記憶されたシーケンスとアルゴリズムとを組み合わせることも可能である。ローカル符号発生器３２０は、記憶されたデータに基づき、または適当なアルゴリズムを実行することにより、バイナリシーケンス３０４のローカルレプリカを電圧として出力する。このアルゴリズムは、例えば１つ以上のリニアフィードバックシフトレジスタ（ＬＦＳＲ）または他の適当なハードウェアにより実現することができる。

発振信号３１８は第１波形発生器３２２および第２波形発生器３２４にも与えられ、これら発生器は受信すべき信号内の線形的に結合された第１波形および第２波形のそれぞれの公知の部分のローカルコピーを再生する。信号を変調するために使用される組み合わせ方式に従い、組み合わせステージ３３０内で第１ローカル波形レプリカ３２６と第２ローカル波形レプリカ３２８が線形的に結合される。この組み合わせステージ３３０の出力は、混合器３１０内で着信電磁波と混合される。この線形結合により、波形レプリカの相対的振幅ａ、ｂを選択すること、および加算を実行するか減算を実行するかを選択することが可能となる。

検出すべき信号は、一般に拡散波形のローカルレプリカに対して時間がずれている。従って、ローカル拡散波形と混合された着信信号を積分することにより、着信信号３０２とローカル拡散波形との相関化を計算する。従って、この相関化の結果３１６は、着信信号とローカル拡散波形とが時間的にオーバーラップしているかどうかを表示する。この相関化の結果３１６は、受信機の内部クロックに関してローカル拡散波形のタイミングオフセットに作用する、フィードバックループのための入力信号としても使用できる。従って、このタイミングオフセットは相関化の結果３１６に関して最適化できる。

受信機の構造３０では、ローカル拡散波形のために使用される量子化レベルの数をに意味がある。量子化レベルの数は、第１波形レプリカと第２波形レプリカとを組み合わせるための組み合わせの数を制限するので、第１波形のレプリカと第２波形のレプリカの相対的振幅に影響する。代表的な衛星用測位受信機では、積分前のステージはシステムの複雑さおよびこれらステージの電力消費量を制限するよう、少ない数の量子化レベルで量子化された信号を使用する。図４に示された受信機の構造４０は、積分化前の量子化の問題をどのように解決するかの方法を示す。

図４では、符号発生器４２０はローカル符号レプリカ４０４を出力し、このレプリカ４０４はバイナリシーケンスの公知部分と同様になっている。第１波形発生器４２２と第２波形発生器４２４は、それぞれ第１波形および第２波形の公知部分のローカルコピーを発生する。この実施例では、着信放送信号４０２は第１相関化ブランチ内でローカル符号レプリカ４０４および第１波形レプリカ４２６と相関化され、第２相関化ブランチ内でローカル符号レプリカ４０４および第２波形レプリカ４２８と相関化される。この第１相関化の結果４１６および第２相関化の結果４１７は、受信されたスペクトル拡散信号に従って線形的な結合される。数学的な観点からは、相関化自体はリニア演算であるので、線形結合および相関化をいずれかの順序で実行できる。しかしながら、信号処理構造では、次に積分前のステージ内でレプリカ発生のための量子化レベルの数を低減できる。第１レプリカ波形および第２レプリカ波形がバイナリ波形である場合、２つの量子化レベルだけで十分である。量子化ステージの後での量子化レベルの数は通常それよりも多い。その結果、相関化の結果の相対的大きさに対する量子化の影響はあまり重要ではなくなる。相対的の結果を１つ以上のトラッキングループに送ることができ、これらループは下記に詳細に説明するように、受信機のクロックに対する波形レプリカのタイミングオフセットを制御する。

Ｌ１周波数バンド内で送信されるガリレオオープンサービスのための１０.２３Ｍｃｐｓ、１５.３４５Ｍｃｐｓまたは３０.６９Ｍｃｐｓのレートで、ＢＯＣ（１、１）とバイナリ波形との線形結合を含む拡散波形は、ＧＰＳ
Ｍ信号に関してトラッキング性能およびスペクトルアイソレーションが良好であるので、有利な選択のように見える。かかる全地球測位信号を特に受信するように図３および４に示された受信機の構造にパラメータを適合させることができる。一例として、第１波形発生器は１.０２３ＭＨｚの矩形波形を発生するが、他方、第２波形発生器は５.１１５ＭＨｚの矩形波形を発生する。ＧＰＳ信号との相互運用性が求められる場合、図３に示された受信機の構造に対して、図４に示された受信機の構造が好ましい。

図５および図６は、受信機内で実現できる異なる信号のトラッキング構造を示す。図５の構造では、着信信号のキャリア波を除去するためにローカルキャリア発生器５２１が発生したローカルキャリア波５０３を、着信放送信号５０２に乗算する。この結果得られた信号５０５は、第１相関化ブランチ５５０内でローカル符号レプリカ５０４および第１波形レプリカと相関化される。同様に、ローカルキャリア波が乗算された後に、着信放送信号５０２は第２相関化ブランチ５５２内でローカル符号レプリカ５０４および第２波形レプリカとも相関化される。この２つの相関化信号およびそれらの線形的な結合は、位相ロックループと遅延ロックループを備えたトラッキングループ５５４に与えられる。第１相関器５５１、第２相関器５５３、符号発生器５２０およびロックキャリア発生器５２１にはフィードバック信号が送られる。後に理解できるように、このトラッキング構造はローカル波形レプリカと放送信号との同期化を行うことができる。

図６では、各相関化の結果を別々に取り扱うことができる。第１相関化の結果５５６は、位相ロックループ５５８へ送られ、第２相関化の結果５６０は、遅延ロックループ５６２へ送られる。第１相関化の結果と第２相関化の結果の組み合わせを可能にするスイッチ５６４が設けられており、この組み合わせは次に位相ロックループ５５８へ送られる。遅延ロックループ５６２のフィードバック信号は、第１相関器５５１および第２相関器５５３、並びにレプリカの発生を制御するローカル発振器にフィードバックできる。位相ロックループ５５８のフィードバック信号は、キャリア波の除去（図示せず）に使用できる。

当業者であれば理解できるように、ナビゲーション信号受信機は、図３〜６に示されているような２つ以上の受信機の構造を含むことができる。かかる受信機では、いくつかのローカル符号レプリカ、第１波形レプリカおよび第２波形レプリカをローカルクロック信号に対して異なる遅延時間でそれぞれ並列に発生できる。次に、異なる遅延時間に対応する相関化の結果をトラッキングループに送り、トラッキングループは一般的により高速かつより効率的に正しい遅延時間を探す。

種々の検討をすると、受信機の処理バンド幅を、より低い波形レートだけに適応化することが適当であるように思われる。この場合、第１波形のみを捕捉し、処理することができる。受信機内の基準信号を第１波形のレプリカとする。このような補足技術によって、より簡略にし、電力消費量をより少なくできる。第１波形を一旦捕捉すると、受信機は２つの波形を捕捉する最適な処理モードに切り換えることができる。

キャリア波を変調するために使用される拡散波形の略図である。 ８ＰＳＫ変調の位相図である。 第１受信機の構造を示すブロック図である。 別の受信機の構造を示すブロック図である。 図４の受信機の構造のための第１信号のトラッキングコンフィギュレーションのブロック図である。 図４の受信機の構造のための第２信号のトラッキングコンフィギュレーションのブロック図である。

符号の説明

１０ 拡散波形
１２ 第１バイナリ波形
１４ 第２バイナリ波形
１６ バイナリ符号シーケンス
１８ 第１バイナリ波形の立ち上がりエッジ
１９ 台バイナリ波形の立ち上がりエッジ

Claims (22)

1. キャリア波を変調する少なくとも１つの拡散波形を備えるスペクトル拡散信号を、同期信号として含む、ナビゲーション信号システムにおいて、
   前記拡散波形は、第１波形レートでの第１バイナリ波形と第２波形レートでの第２バイナリ波形との実数の線形結合を備え、前記第１波形レートは前記第２波形レートと異なり、双方の波形レートはゼロでなく、
   前記線形結合は、信号識別符号を含むバイナリシーケンスにより変調され、前記変調された線形結合は、次の形態
   

   

   （ここで、ｔは、時間変数であり、ｗ_１（ｔ）は、前記第１バイナリ波形であり、ｗ_２（ｔ）は、第２バイナリ波形であり、αおよびβは、実数のゼロでない係数であり、ＰＲＮ（ｔ）は、前記識別コードを含む前記バイナリシーケンスである）である、ことを特徴とするナビゲーション信号システム。
2. 前記第１波形および／または前記第２波形は、バイナリオフセットキャリア（ＢＯＣ）波形または符号化されたバイナリのシンボル波形である、請求項１記載のナビゲーション信号システム。
3. 前記第２波形レートは、前記第１波形レートの整数倍である、請求項１または２記載のナビゲーション信号システム。
4. 前記バイナリシーケンスは、更に情報データを含む、請求項１〜３のうちのいずれか１つに記載のナビゲーション信号システム。
5. 前記バイナリシーケンスは、所定のチップレートＲｃでの符号チップを備え、前記第１波形レートＦｓｃは、Ｆｓｃ＝ｍ・Ｒｃ／２（ここで、ｍは整数である）となるような値である、請求項１〜４のうちのいずれか１つに記載のナビゲーション信号システム。
6. 前記キャリア波は、同相分と直交分とを有し、前記同相分は次の式
   

   

   の形態である第１拡散波形ｓ１（ｔ）で変調され、
   前記直交分は、次の形態
   

   

   である第２拡散波形ｓ２（ｔ）で変調され、ここで、ｔは、時間変数であり、ａおよびｂは、実数のゼロでない係数であり、ｗ_１（ｔ）は、第１波形レートでの第１バイナリ波形であり、ｗ_２（ｔ）は、第２波形レートでの第２バイナリ波形であり、前記第１波形レートは、前記第２波形レートと異なり、ＰＲＮ_１（ｔ）は、第１バイナリシーケンスであり、ＰＲＮ_２（ｔ）は、第２バイナリシーケンスである、請求項１〜５のうちのいずれか１つに記載のナビゲーション信号システム。
7. 前記キャリア波は、同相分と直交分とを有し、前記同相分は、次の式
   

   

   の形態である第１拡散波形ｓ_１（ｔ）で変調され、
   前記直交分は、次の式
   

   

   の形態である第２拡散波形ｓ_２（ｔ）で変調され、ここで、ｔは、時間変数であり、θ_１およびθ_２は、実数の角度であり、ｗ_１（ｔ）は、第１波形レートでの第１バイナリ波形であり、ｗ_２（ｔ）は、第２波形レートでの第２バイナリ波形であり、前記第１波形レートは、前記第２波形レートと異なり、ｗ_３（ｔ）は、第３バイナリ波形であり、ＰＲＮ_１（ｔ）は、第１バイナリシーケンスであり、ＰＲＮ_２（ｔ）は、第２バイナリシーケンスであり、ＰＲＮ_３（ｔ）は、第３バイナリシーケンスである、請求項１〜５のうちのいずれか１つに記載のナビゲーション信号システム。
8. 前記第１波形は、ＢＯＣ（１、１）であり、前記第２波形は１０.２３Ｍｃｐｓまたは１２.２７６Ｍｃｐｓまたは１５.３４５Ｍｃｐｓまたは３０.６９Ｍｃｐｓのレートを有するバイナリ波形である、請求項１〜７のうちのいずれか１つに記載のナビゲーション信号システム。
9. 前記バイナリシーケンスは、衛星識別データを含む、請求項８記載の全地球ナビゲーション衛星信号システム。
10. 前記バイナリシーケンスは、更に衛星情報データを含む、請求項８または９記載の全地球ナビゲーション衛星信号システム。
11. 拡散波形によりキャリア波を変調するステップを備える、請求項１〜７のうちのいずれか１つに記載のナビゲーションシステムにおける、前記スペクトル拡散信号を発生するための方法において、
    第１波形レートで第１波形を提供すると共に、第２波形レートで第２波形を提供するステップを備え、前記第１波形レートは、前記第２波形レートと異なり、
    少なくとも１つの信号識別符号を含むバイナリシーケンスを提供するステップと、
    前記第１波形と前記第２波形との変調された線形結合を形成するステップを備え、前記変調された線形結合は、次の形態
    

    

    （ここで、ｔは、時間変数であり、ｗ_１（ｔ）は、前記第１バイナリ波形であり、ｗ_２（ｔ）は、第２バイナリ波形であり、αおよびβは、実数のゼロでない係数であり、ＰＲＮ（ｔ）は、前記識別コードを含む前記バイナリシーケンスである）であり、
    更に前記キャリア波を変調するための拡散波形として前記変調された線形結合を使用するステップを特徴とする方法。
12. 前記第１波形および／または前記第２波形は、バイナリのオフセットキャリア波形またはバイナリの符号化されたシンボル波形である、請求項１１記載の方法。
13. 前記波形の線形結合を変調するバイナリシーケンスと異なる第２バイナリシーケンスで前記第２波形を変調するステップを含む、請求項１１または１２記載の方法。
14. 前記バイナリシーケンスのローカル符号レプリカを発生するステップと、
    前記第１波形のローカルレプリカおよび前記第２波形のローカルレプリカを発生するステップと、
    着信電磁波と前記第１波形の前記ローカルレプリカおよび前記ローカル符号レプリカとの第１相関化を実行するステップと、
    着信電磁波と前記第２波形の前記ローカルレプリカおよび前記ローカル符号レプリカとの第２相関化を実行するステップと、
    前記第１相関化と前記第２相関化とを線形的に結合するステップとを備える、請求項１〜７のうちのいずれか１つに記載のナビゲーションシステムにおける、前記スペクトル拡散信号を受信するための方法。
15. 前記バイナリシーケンスのローカル符号レプリカを発生するステップと、
    前記第１波形のローカルレプリカおよび前記第２波形のローカルレプリカを発生するステップと、
    前記第１波形のローカルレプリカと前記第２波形の前記ローカルレプリカとの線形結合を実行するステップと、
    前記第１波形のローカルレプリカと前記第２波形のローカルレプリカとの前記線形結合及び前記ローカル符号レプリカと着信電磁波とを相関化するステップとを備える、請求項１〜７のうちのいずれか１つに記載のナビゲーションシステムにおける、前記スペクトル拡散信号を受信するための方法。
16. 前記バイナリシーケンスのローカル符号レプリカを発生するための手段と、
    前記第１波形のローカルレプリカを発生するための第１波形発生器と、
    前記第２波形のローカルレプリカを発生するための第２波形発生器と、
    着信電磁波と前記第１波形の前記ローカルレプリカおよび前記ローカル符号レプリカとを相関化し、第１の相関化の結果を形成するための手段と、
    着信電磁波と前記第２波形の前記ローカルレプリカおよび前記ローカル符号レプリカとを相関化し、第２の相関化の結果を形成するための手段と、
    前記第１の相関化の結果と前記第２相関化の結果とを線形的に結合するための手段とを備える、請求項１〜７のうちのいずれか１つに記載のナビゲーションシステムにおける、前記スペクトル拡散信号を取得するための受信機。
17. 前記バイナリシーケンスのローカル符号レプリカを発生するための手段と、
    前記第１波形のローカルレプリカを発生するための第１波形発生器と、
    前記第２波形のローカルレプリカを発生するための第２波形発生器と、
    前記第１波形のローカルレプリカと前記第２波形の前記ローカルレプリカとの線形結合を形成するための手段と、
    前記第１波形のローカルレプリカと前記第２波形のローカルレプリカとの前記線形結合及び前記ローカル符号レプリカと着信電磁波とを相関化するための手段とを備える、請求項１〜７のうちのいずれか１つに記載のナビゲーションシステムにおける、前記スペクトル拡散信号を取得するための受信機。
18. 前記受信された信号をトラッキングするためのトラッキングループを備える、請求項１６または１７記載の受信機。
19. 前記トラッキングループは、遅延ロックループおよび／または位相ロックループおよび／または周波数ロックループを備える、請求項１８記載の受信機。
20. 前記トラッキングループは、前記第１波形をトラッキングできるようになっている遅延ロックループまたは前記第２波形をトラッキングできるようになっている周波数ロックループを備える、請求項１９記載の受信機。
21. 前記トラッキングループは、前記第１または前記第２波形をトラッキングできるようになっている遅延ロックループおよび前記第１波形と第２波形との前記線形結合をトラッキングできるようになっている位相ロックループまたは周波数ロックループを備える、請求項１９記載の受信機。
22. 前記第１波形発生器は、ＢＯＣ（１、１）波形を発生でき、前記第２波形発生器は１０.２３Ｍｃｐｓまたは１２.２７６Ｍｃｐｓまたは１５.３４５Ｍｃｐｓまたは３０.６９Ｍｃｐｓのレートを有するバイナリ波形を発生できる、請求項１６〜２１のうちのいずれか１つに記載の受信機を備える、全地球ナビゲーション衛星信号受信機。

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