CN101112004A - 扩频信号 - Google Patents

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Abstract

扩频信号包括扩展波，该扩展波调制载波并包括具有第一波形速率的第一波形和具有第二波形速率的第二波形的实线性组合，第一波形速率不同于第二波形速率，且两个波形速率都是非零的。第一和第二波形的线性组合由包括信号识别码的至少一个二进制序列调制。

Description

扩频信号
技术领域
本发明总体上涉及信号调制领域，具体涉及卫星导航系统。本发明进一步涉及用于产生扩频信号的方法以及用于接收该扩频信号的适当技术，具体涉及卫星导航系统。
背景技术
在电气工程中采用无线电导航或通讯的扩频技术是公知的。例如该技术对嘈杂环境中需要高可靠性的应用是有益的。此外，由于有限的频谱分配，因此需要对频带进行高效利用。
在特定的频带中加入新信号必须满足使现有的信号具有最小失真的限制。例如频谱分离问题是与伽利略卫星系统和现有的全球定位系统的互用性有关的重要问题。包括直接序列扩频或跳频等多种扩频技术被提出。
卫星导航系统领域中的一些调制技术采用了二进制偏移载波(binary offset carrier，BOC)信号。这些信号由方波对非归零伪随机噪声码调制产生。具有副载波频率为m×1.023MHz且由伪随机噪声码以n×1.023Mcps(106个码片/秒)的速度调制的BOC调制被表示为BOC(m，n)。例如BOC(10，5)是由副载波频率为10.23MHz的方波以及码片速度为5.115Mcps的伪随机噪声码调制形成的，码片的过度与方波的过度同步。因此，每个伪随机噪声码码片被应用于方波的m/n周期。由对载波的BOC调制获得的扩频信号在载波频率显示具有非常低的频谱功率密度。结果，当在L1上被传送时，它们与GPS C/A信号兼容，该GPS C/A信号在L1频带的中间频率形成峰。然而，因为L1频带被分配给GPS P(Y)信号和GPS M-码，所以人们必须作大量努力以使新信号对现有信号干扰小。
在BOC调制波形中，A.R.Pratt等人在ION GPS(2003年9月)上论述了采用的波形，其利用正弦曲线的步阶逼近来调制载波。二进制波形可被看作是正弦曲线的粗糙步阶逼近。通过引入更多的层级，Pratt等人实现了具有接近正弦曲线形状的扩展波形。该扩展显示出具有减弱、有时消除的副载波谐波，该副载波与BOC(m，n)波形有关；换句话说，某些旁瓣的功率层级得以减小。波形层级的数目越大，过滤的谐波越多。当层级数趋于无限时，扩展波形接近正弦波，其产生没有谐波的LOC(线性偏移载波，linear offset carrier)信号。所述技术被应用于采用5级副载波的恒包络调制。在该情形下，完全调制会获得8PSK(8相键控，8-phase-shift keying)调制的形状。
过滤或减小信号的旁瓣也会使该信号的同步能力(或跟踪性能)变差，从而降低定位精确度，这在无线电导航领域是公知的。上述的技术和类似的技术无法逃避这个规律。尽管逼近正弦波提供了有效且杰出的方式，来改进一些信号(例如当被应用于BOC(2，2)信号时的GPS M-码)的频谱分离，但它同样具有降低总跟踪性能的缺点。
信号调整技术中的另一个挑战是消除调制的时变振幅分量。当信号经由非线性部件(如放大器)处理后，振幅变化会增加不想要的AM到AM以及AM到PM的失真。
发明内容
本发明的目的是提供扩频信号，该扩频信号结合了高层级的频谱控制与优良的总同步能力。该目的由权利要求1所述的扩频实现。
本发明的另一个目的是提供产生该扩频信号的方法。
本发明的再一个目的是提供能获得该扩频信号的接收机。
扩频信号包括至少一个调制载波的扩展波形。根据本发明的重要方面，扩展波形包括具有第一波形速率的第一二进制波形至少与具有第二波形速率的第二二进制波形的实线性组合，两个波形速率是不同且非零的。第二波形的振幅优选地不同于第一波形的振幅。第一波形和第二波形的线性组合由包括信号识别码的至少一个二进制序列调制。
本发明文中的术语“实线性组合”应被理解为等价于具有以下属性：
α·w1(t)+β·w2(t)表示所述第一波形w1(t)和第二波形w2(t)在具有系数α和β以及时间变量t时的实线性组合，[α·w1(t)]/[β·w2(t)]在任何时刻t时都为实数，且两个系数α、β都是非零的。
与传统的具有第一波形速率的BOC波形相比，由于具有更高波形速率的第二波形的存在，现在的扩展波形具有提高的跟踪能力。扩展波形的频谱依赖于第一和第二波形各自的频谱。通过改变第一和第二波形的相对振幅，人们可以调整扩展波形频谱的形状。与先前的频谱整形方法有关，现在的信号具有额外的优势，即在扩展波形的频谱中不同的波瓣可被分别访问。这将确保在保持跟踪性能的同时，频谱与相同频带中的其它信号分离。当与BOC经调制信号相比时，跟踪性能甚至会增强。要了解到，第一和第二波形的相对振幅可以自己随时间改变或保持不变。该变化的时间尺度比信号振荡的时间尺度大得多。有益地，该变化发生的速率完全低于二进制序列的速率，如1Hz。因此，在短时间尺度中，线性组合中系数的时间依赖性将可被忽略。
第一波形和/或第二波形优选为二进制偏移载波(BOC)或二进制编码符号(BCS，binary coded symbol)波形。因此，扩展波形具有锯齿波的形状。如果相对振幅被适当地选择，扩展波形将大致跟随第一波形。用于在第一波形的频率获得以及跟踪二进制信号的简单接收机可以跟踪复合的扩频信号。为了利用扩展波形的完全同步能力，接收机也应该与第二波形的带宽兼容。
有益地，第二波形速率是第一波形速率的整数倍，更有益地，第二波形速率是第一波形速率的2到24倍间。第一和第二波形的过渡可以是同步的或有意有所偏移。
要了解到，二进制序列可以进一步包括信息数据，诸如卫星导航数据、信号完整性数据或商业数据等。信息能以完全低于伪随机二进制序列的码片速率的比特率被编码。二进制序列可通过确定或预定的二进制序列产生，该确定或预定的二进制序列由消息序列调制。
二进制序列可以包括具有某码片速率Rc的码片，且第一波形速率Fsc被配置为使得Fsc＝m·Rc/2，这里m为整数。第一波形速率优选为高于或等于码片速率，代码过渡优选与第一波形的过渡同步。
在扩频信号的优选实施例中，载波的同相分量由第一扩展波形s1(t)调制，s1(t)的形式为：
s1(t)＝[a·w1(t)+b·w2(t)]·PRN1(t)
而载波的正交分量由第二扩展波形s2(t)调制，s2(t)的形式为：
s2(t)＝[a·w1(t)-b·w2(t)]·PRN2(t)。
在这些等式中，t是时间变量，a和b是实且非零系数，w1(t)为具有第一波形速率的第一二进制波形，w2(t)为具有第二波形速率的第二二进制波形。第一波形速率不同于第二波形速率。PRN1(t)表示第一二进制序列，PRN2(t)表示第二二进制序列。两个二进制序列可以彼此不同或相等。复合调制波形s(t)＝s1(t)+i·s2(t)，i表示虚数单位，由此立即可得s(t)的包络不随时间变化： | s ( t ) | = 2 ( a 2 + b 2 ) 。恒包络调制对避免如放大器等非线性部件中AM到AM以及AM到PM的失真是重要的。如上所述，系数a和b可随时间尺度改变，该时间尺度与扩展波形的通常变化相比较长。
在扩频信号的另一优选实施例中，载波的同相分量由第一扩展波形s1(t)调制，其由下式给出：
s1(t)＝PRN1(t)·(cosθ1·w1(t)+cosθ2·w2(t))/2
+PRN2(t)·(cosθ1·w1(t)-cosθ2·w2(t))/2’
载波的正交分量由第二扩展波形s2(t)调制，其由下式给出：
s2(t)＝(sinθ1+sinθ2)·PRN3(t)·w3(t)/2
-PRN1(t)·PRN2(t)·PRN3(t)·w3(t)·(sinθ2-sinθ1)/2
在这些方程中，t是时间变量，θ1和θ2是实角，w1(t)为具有第一波形速率的第一二进制波形，w2(t)为具有第二波形速率的第二二进制波形，w3(t)是第三二进制波形，PRN1(t)是第一二进制序列，PRN2(t)是第二二进制序，PRN3(t)是第三二进制序列。第一波形速率不同于第二波形速率。要了解到，该复合调制s(t)＝s1(t)+i·s2(t)也具有恒包络|s(t)|。θ1和θ2可以相对扩展波形缓慢改变。
本发明进一步提供了具有如上所述的扩频信号的如全球导航卫星系统等的导航信号系统，其中，所述第一波形是BOC(1，1)，所述第二波形是具有速率为10.23Mcps、12.276Mcps、15.345Mcps或30.69Mcps的二进制波形(如BOC(5，1)、BCS([1 1 1 1 1 1-1 1 1 1 1 1]，1)、BCS([1 1 1 1 1 1 1 1-1 1 1 1 1 1 1]，1)，各自的BOC(15，1))。二进制序列可以包括信号源的识别数据，该信号源可以是基于地面(如伪卫星)或空中的：在全球或区域卫星导航信号系统的情形下，二进制序列可以包括卫星识别数据，如测距码和卫星信息数据，例如用于定位算法的导航数据。
本发明进一步提供了用于产生扩频信号的方法，具有以下步骤：
提供具有第一波形速率的第一波形以及具有第二波形速率的第二波形，第一波形速率被选为不同于第二波形速率，且两个波形速率都是非零的；
提供具有至少一个信号识别码的二进制序列；
形成第一波形和第二波形的线性组合，线性组合由二进制序列调制；以及
利用产生的波形作为扩展波形，以调制载波。
可通过两种等效方式形成第一和第二波形的已调制线性组合将是显而易见的，这两种等效方式为：或者未经调制的第一和第二波形首先被组合，产生的和或差由二进制序列调制；或者第一和第二波形经调制后，再进行线性组合。
该方法允许对信号频谱进行整形，以使在增加它的同步能力的同时，不影响某些频谱隔离的界限(例如另一信号的特定频谱分离系数(SSC，spectral separation coefficient))。
第一波形和/或第二波形优选为二进制偏移载波波形或二进制编码符号(BCS)波形。
该方法可以包括用第二二进制序列调制第二波形的步骤，该第二二进制序列不同于调制这些波形的线性组合的二进制序列。从而，能够将两种不同的二进制或伪随机序列组合在一个信号中。
根据本发明的另一方面，提供了用于接收扩频信号的方法，其包括以下步骤：
产生二进制序列的本地代码副本；
产生第一波形的本地副本以及第二波形的本地副本；
将到来的电磁波与第一波形的本地副本以及本地代码副本进行第一相关；
将到来的电磁波与第二波形的本地副本以及本地代码副本进行第二相关；
线性组合第一相关和第二相关。
备选地，用于接收扩频信号的方法可以包括下列步骤：
产生所述二进制序列的本地代码副本；
产生所述第一波形的本地副本以及所述第二波形的本地副本；
将所述第一波形的所述本地副本与所述第二波形的所述本地副本线性组合；
将到来的电磁波与本地副本和本地代码副本的线性组合相关。
根据本发明的再一个重要方面，提供了用于获得扩频信号的接收机。接收机包括：用于产生二进制序列的本地代码副本的模块；第一波形产生器，用于产生第一波形的本地副本；第二波形产生器，用于产生第二波形的本地副本；用于将到来的电磁波与第一波形的本地副本以及本地代码副本相关以形成第一相关结果的模块；用于将到来的电磁波与第二波形的本地副本以及本地代码副本相关以形成第二相关结果的模块；以及用于线性组合第一和第二相关结果的模块。
备选地，接收机可以包括：用于产生二进制序列的本地代码副本的模块；第一波形产生器，用于产生第一波形的本地副本；第二波形产生器，用于产生第二波形的本地副本；用于形成第一波形的本地副本与第二波形的本地副本线性组合的模块；以及用于将到来的电磁波与本地副本以及本地代码副本的线性组合相关的模块。
要了解到，二进制序列的本地代码副本可以是对用于调制的二进制序列公知部分的严格复制；如果二进制序列包括未被预先确定的消息，该消息将不会出现在本地代码副本中。第一或第二波形副本也是相同的情况。
在优选实施例中，接收机包括跟踪环，如用于跟踪接收的信号的相位锁定环(phase-locked loop)和/或延迟锁定环(delay-locked loop)和/或频率锁定环(frequency-locked loop)等。跟踪环可被置于接收机中，为了能跟踪第一波形和/或第二波形和/或它们的线性组合。备选地，跟踪环可以跟踪载波。延迟锁定环可以被配置为使其能分别跟踪第一和第二波形，而相位锁定环和/或频率锁定环可被配置使其能分别跟踪第一和第二波形的线性组合。或者，相位锁定环和/或频率锁定环可被配置使其能跟踪第一和第二波形的线性组合。
接收机可被实现为全球导航卫星信号接收机。在该情形中，第一波形产生器优选能产生BOC(1，1)波形，而第二波形产生器能产生具有速率为10.23Mcps、12.276Mcps、15.345Mcps或30.69Mcps的二进制波形(如BOC(5，1)、BCS([1 1 1 1 1 1-1 1 1 1 1 1]，1)、BCS([1 1 11 1 1 1 1-1 1 1 1 1 1 1]，1)，各自的BOC(15，1))。本地代码副本优选包括卫星识别数据，诸如测距码等。
附图说明
将参考附图对本发明的不同方面的优选实施例进行说明，附图包括：
图1是用于调制载波的扩展波形的示意图；
图2是8PSK调制的相位图；
图3是示意第一接收机结构的方框图；
图4是示意备选接收机结构的方框图；
图5是用于图4的接收机结构的第一信号跟踪配置的方框图；
图6是用于图4的接收机结构的第二信号跟踪配置的方框图。
具体实施方式
参考图1，将更具体地讨论用于调制载波的扩展波形10的实例。在该实施例中，扩展波形10通过将由BOC(m1，n)形成的第一二进制波形12乘以第一系数a后与由BOC(m2，n)形成的第二二进制波形14乘以第二系数b后相干叠加获得。BOC(m2，n)波形优选可由诸如BCS等更普遍的二进制波形替代，如BCS([1-1 1 1 1 1 1 1 1 1]，1)。如图1所示，扩展波形10是矩形。相同的代码16被应用于这两个波形。换句话说，第一波形12和第二波形14由单一二进制序列16根据下列方程调制：
s(t)＝(a·w1(t)+b·w2(t))·PRN(t)。
其也可写作：
s(t)＝a·w1(t)·PRN(t)+b·w2(t)·PRN(t)。
这里，t表示时间变量，s(t)是产生的扩展波形10，w1(t)是第一二进制波形12，w2(t)是第二二进制波形14，PRN(t)是二进制伪随机噪声序列16，a和b是系数。在本说明中，我们采用二进制功能或序列的值或者为+1、或者为-1的惯例。相应地，在该惯例中两个二进制值的乘积对应逻辑XOR(异OR)操作，或按其它惯例“模加2(modulo-2-addition)”，这里二进制值为真或假，相应为0或1。
在本实例中，第二二进制波形14的波形速率比第一二进制波形12的波形速率高五倍。第一波形12的上升沿18和第二波形14的上升沿19之间的时间偏移可被选在间隔[-T2/2，T2/2]中，这里，T2表示第二二进制波形14的周期的持续时间。在图1中，偏移被设为0。
两个二进制波形12、14的相对振幅可被改变。在BOC(1，1)和BOC(5，1)的情形下，增加BOC(5，1)相对BOC(1，1)的振幅会主要导致BOC(1，1)的第五谐波的频谱功率增加。在本实例中，第二二进制波形14的振幅b被选为低于第一二进制波形12的振幅a，使得产生的扩展波形10保持具有与第一二进制波形12较高的相似度。在该情形下，用于单独跟踪第一二进制波形12的接收机通常能跟踪包括第一二进制波形12和第二二进制波形14的线性组合的扩展波形10。通过适当选择相对振幅a、b，该实例的扩展波形10因此保持与接收机兼容，该接收机被设计用于具有第一波形12的波形速率的方波。然而，要指出的是，复合扩展波形10增加的同步能力不能由接收机访问，该接收机不能用于两种波形12、14。扩展波形10的改进性能可由rms-带宽(rms：root mean square均方根)表示。考虑到：
∫ f 2 · DSP w 2 ( f ) df > > ∫ f 2 · DSP w 1 ( f ) df
这里，DSPw1(f)与DSPw2(f)分别为使用第一波形12与第二波形14处理的信号频谱。因此，组合的扩展波形10的rms-带宽高于第一波形12的rms-带宽。
以上给出的扩展波形10被用于载波的恒包络调制。载波的非恒包络调制相对简单，而恒包络调制则较复杂，因为调制机制依赖于在调制中要被传递的有用信道数目。
如C.Hegarty等在ION GPS(2004年6月)上的“Binary CodedSymbol Modulation for GNSS”文中所论述的那样，仅一个具有4层级复合副载波的信道的恒包络调制可利用不平衡正交相移键控(QPSK)结合一个同相波以及另一个正交波来实现，如下式：
s(t)＝[a·w1(t)+i·b·w2(t)]·PRN(t)。
这里，  i表示虚数单位，t是时间变量，s(t)是产生的波，w1(t)是第一二进制波形，w2(t)是第二二进制波形，a和b是实系数，PRN(t)是伪随机二进制序列。由此可得 | s ( t ) | = ( a 2 + b 2 ) ，其独立于时间。
如果多于一个信道要被传递，就存在其它的解决方案。在该情形下，两个具有4级波形的实信号s1(t)和s2(t)要采用恒包络调制来调制到载波上，提出了以下解决方案，其中载波的同相分量由第一扩展波形s1(t)调制，载波的正交分量由第二扩展波形s2(t)调制：
s1(t)＝[a1·w1(t)+b1·w2(t)]·PRN1(t)，
s2(t)＝[a2·w1(t)-b2·w2(t)]·PRN2(t)，
这里，w1(t)和w2(t)是二进制波形，t是时间变量，a1、a2、b1和b2是实系数，而这里PRN1(t)和PRN2(t)是伪随机二进制序列。产生的复合调制波s(t)由下式给出：
s(t)＝s1(t)+i·s2(t)，
由此可得，s(t)的包络随时间不变，例如如果a1＝a2且b1＝b2，则 | s ( t ) | = 2 ( a 1 2 + b 1 2 ) .
类似地，恒包络调制也可使用三个实扩展波形被调制到载波上。考虑到：
s1(t)＝[α·w1(t)+b·w2(t)]·PRN1(t)，
s2(t)＝[α·w1(t)-b·w2(t)]·PRN2(t)，
s3(t)＝w3(t)·PRN3(t)，
这里，w1(t)、w2(t)和w3(t)是二进制波形，a、b和c是实系数，而这里PRN1(t)、PRN2(t)和PRN3(t)是伪随机二进制序列。对a和b可以假定：a＝cos(θ1)/2，b＝cos(θ2)/2。因此复合调制波s(t)可被写成以下形式：
s(t)＝PRN1(t)·[cosθ1·w1(t)+cosθ2·w2(t)]/2
+PRN2(t)·[cosθ1·w1(t)-cosθ2·w2(t)]/2
+i·[PRN3(t)·w3(t)·(sinθ1+sinθ2)/2+IM(t)]，
这里IM(t)是相互调制的结果，由下式给出：
IM(t)＝-PRN1(t)·PRN2(t)·PRN3(t)·w3(t)·(sinθ2-sinθ1)/2.
由上式，对s(t)可推出下式：
s(t)＝(PRN1(t)+PRN2(t))·cosθ1·w1(t)/2+(PRN1(t)-PRN2(t))-cosθ2·w2(t)/2
+i·[PRN3(t)·w3(t)·(sinθ1+sinθ2)/2+IM(t)]
参考图2可得，如果PRN1(t)＝PRN2(t)，则消去第二项，同相信号像如箭头22所示的w1(t)一样震荡；如果PRN1(t)＝-PRN2(t)，则消去第一项，同相信号像如箭头21所示的w2(t)一样震荡。这对应8相键控调制(8PSK)，其在图2的相位图中由角θ1和θ2表示。角θ1和θ2可以设置两个二进制波形w1(t)和w2(t)之间的功率分布。和先前的实例中一样，复合调制s(t)具有恒包络。
在L1载波的伽利略E2-L1-E1调制的具体情形下，三个信号要被传递，一个信号载有L1开放服务(OS)的消息，一个导频信号用于L1开放服务，以及一个二进制信号用于公共管理服务(PublicRegulated Service)。对两个开放服务信号中的每一个，可以采用如上所述的优化扩频信号。在以上的具有三个扩展波形的实例中描述了针对该应用的适合的恒包络调制机制。
采用以下的符号：
codeOSP(t)是用于开放服务的导频扩展码；
codeOSD(t)是开放服务的数据或消息扩展码，并乘以消息；
w1(t)是1.023MHz的正弦方波；
w2(t)是5.115MHz的正弦方波或更普遍的二进制方波；
PRS(t)是公共管理服务信号。
产生的复合调制可被表示为：
s(t)＝(codeOSP(t)+codeOSD(t))·cosθ1·w1(t)/2
+(codeOSP(t)-codeOSD(t))·cosθ2·w2(t)/2
+i·[PRS(t)·(sinθ1+sinθ2)/2+IM(t)]，
这里，相互调制结果IM(t)由下式给出：
IM(t)＝codeOSP(t)·codeOSD(t)·PRS(t)·(sinθ2-sinθ1)/2。
在接收机层，可设想采用各种实施方法以获得并跟踪如图3-6中所见的扩频信号。图3中所示的接收机结构30可以产生用于调制载波的扩展波形10的本地副本。到来的广播信号302与扩展波形的本地副本混频：首先，本地代码副本304在第一混频器306与到来的信号302混频；然后，未调制的扩展波形308的副本在第二混频器310与到来的信号302混频。产生的信号312经过某个时间段在集成阶段314被集成。计算到来的电磁波和扩展波形的本地副本之间的相关度。相关结果316可被用在控制产生本地副本的反馈回路中。
数控振荡器NCO向代码产生器320以及两个波形产生器322、324提供时钟信号318。代码产生器320输出本地代码副本304，其是用于调制信号的第一和第二波形的线性组合的二进制序列公知部分的复制，该信号是要被接收的。例如，二进制序列可以是如GPS或伽利略等全球导航卫星系统的测距码。基本地，接收机包括存储器，二进制序列等可被存储在存储器中，或者用于再生二进制序列的算法实现在存储器中。将存储的序列和算法结合也是可能的。基于存储的数据或通过执行适当的算法，本地代码产生器320将二进制序列304的本地副本作为电压输出。算法可以通过一个或多个线性反馈移位寄存器(LFSR，linear feedback shift register)或其它适当的硬件来实现。
振荡器信号318也被提供给第一波形产生器322以及第二波形产生器324，它们分别再生第一和第二波形公知部分的本地复制，该第一和第二波形被线性组合在要被接收的信号中。第一本地波形副本326和第二本地波形副本328根据用于调制信号的组合机制在组合级330被线性组合。组合级330的输出在混频器310中与到来的电磁波混频。线性组合可以选择波形副本的相对振幅a、b以及是否进行相加或相减。
待检测的信号通常相对扩展波形的本地副本有时间偏移；结果通过集成与本地扩展波形混频的到来信号，到来信号302和本地扩展波形的相关度被计算。因此，相关结果316指示到来的信号和本地扩展波形是否在时间上重叠。相关结果316也可被用作反馈回路的输入，该反馈回路对本地扩展波形相对内部接收机时钟的时间偏移起作用。因此参考相关结果316，该时间偏移会被优化。
在接收机结构30中，用于本地扩展波形的量化层级数目是相关的。量化层级的数目影响第一波形副本和第二波形副本的相对振幅，因为它限制用于组合第一和第二波形副本的组合数目。在典型的卫星定位接收机中，集成前的级采用减少了量化层级数目的量化信号，用以限制这些级的系统复杂性和功耗。图4中所示的接收机结构40示出集成前如何解决量化问题的方式。
图4中，代码产生器420输出本地代码副本404，该本地代码副本404是二进制序列公知部分的复制。第一波形产生器422和第二波形产生器424分别产生第一波形和第二波形公知部分的本地复制。在该实施例中，到来的广播信号402在第一相关分支中与本地代码副本404和第一波形副本426相关，在第二相关分支中与本地代码副本404和第二波形副本428相关。第一相关结果416和第二相关结果417然后根据接收的扩频信号被线性组合。从数学的观点看，线性组合和相关可以以任何次序进行，因为相关本身即是线性操作。然而在信号处理结构中，用于副本产生的量化层级数目现在可以在集成前的级中被减少。如果第一和第二副本波形是二进制波形，两个量化层级就足够。集成级后的量化层级数目通常高得多，其结果是量化对相关结果的相对振幅的影响变得较不重要。相关结果可被送入一个或多个跟踪环，跟踪环控制波形副本相对接收机时钟的时间偏移，如下具体所示。
对在L1频带中传送的伽利略开放服务而言，由于相对GPS M-信号具有优良的跟踪信能和优良的频谱分离，则包括BOC(1，1)与速率为10.23Mcps、15.345Mcps或30.69Mcps的二进制波形的线性组合的扩展波形是优选的。图3和图4中给出的接收机结构参数可被具体用于接收诸如全球定位信号等。例如，第一波形产生器产生1.023MHz的方波，而第二波形产生器产生5.115MHz的方波。如果能与GPS信号协作，根据图4的接收机结构可优选为根据图3的接收机结构。
图5和图6示出不同的信号跟踪结构，其可以实现于接收机中。在图5的结构中，到来的广播信号502乘以由本地载波产生器521产生的本地载波503，用以消除到来的信号载波。产生的信号505然后在第一相关分支550中与本地代码副本504和第一波形副本相关。类似地，在乘以本地载波后，到来的广播信号502也可在第二相关分支552中与本地代码副本504和第二波形副本相关。两个相关信号和它们的线性组合被提供给包括相位锁定环和延迟锁定环的跟踪环554。反馈信号被送入第一相关器551、第二相关器553、代码产生器520以及本地载波产生器521。要了解到，该跟踪结构可提供本地波形副本和广播信号之间的同步。
图6中，每个相关结果可被分别处理：第一相关结果556被送入相位锁定环558中，而第二相关结果560被送入延迟锁定环562中。开关564被配置为可以组合第一和第二相关结果，该组合然后被送入相位锁定环558中。延迟锁定环562的反馈信号可被送回到第一相关器551和第二相关器553以及送到本地振荡器，该本地振荡器控制副本产生。相位锁定环558的反馈信号可被用于去除载波(未示出)。
本领域技术人员要了解到，导航信号接收机可以包括多于一个的接收机结构，如图3到图6所示。在这种接收机中，几个本地代码副本、第一和第二波形副本可被分别并行产生，并相对本地时钟信号具有不同的延迟。然后对应不同延迟的相关结果被送入跟踪环中，其通常能使对正确延迟的寻找变得更快更高效。
基于各种考虑，有时可以适当调整接收机的处理带宽，以单独用于较低的波形速率。在该情形下，仅第一波形可被获得并处理。接收机中的参考信号是第一波形的副本。该获得技术更简单且功耗更低。一旦获得第一波形，接收机就被切换到优化处理模式，在该模式中将获得两种波形。

Claims (22)

1.一种扩频信号，包括至少一个扩展波形，所述扩展波形调制载波，其特征在于：
所述扩展波形包括具有第一波形速率的第一二进制波形与具有第二波形速率的第二二进制波形的实线性组合；所述第一波形速率不同于所述第二波形速率，且两个所述波形速率都是非零的；
所述线性组合由包括信号识别码的至少一个二进制序列调制。
2.如权利要求1所述的扩频信号，其中：所述第一波形和/或所述第二波形是二进制偏移载波(BOC)波形或二进制编码符号波形。
3.如权利要求1或2所述的扩频信号，其中：所述第二波形速率是所述第一波形速率的整数倍。
4.如权利要求1到3中任意一项所述的扩频信号，其中：所述二进制序列进一步包括信息数据。
5.如权利要求1到4中任意一项所述的扩频信号，其中：所述二进制序列包括具有特定码片速率为Rc的码片，所述第一波形速率Fsc满足Fsc＝m·Rc/2，其中m为整数。
6.如权利要求1到5中任意一项所述的扩频信号，所述载波具有同相分量和正交分量，其中：所述同相分量由第一扩展波形s1(t)调制，其形式为：
s1(t)＝a·w1(t)+b·w2(t)·PRN1(t)
以及其中，所述正交分量由第二扩展波形s2(t)调制，其形式为：
Figure A2006800023230003C1
其中，t是时间变量，a和b是实数且非零系数，w1(t)为具有第一波形速率的第一二进制波形，w2(t)为具有第二波形速率的第二二进制波形，所述第一波形速率不同于所述第二波形速率，PRN1(t)是第一二进制序列，以及PRN2(t)是第二二进制序列。
7.如权利要求1到5中任意一项所述的扩频信号，所述载波具有同相分量和正交分量，其中：所述同相分量由第一扩展波形s1(t)调制，其形式为：
s1(t)＝PRN1(t)·(cosθ1·w1(t)+cosθ2·w2(t))/2
           +PRN2(t)·(cosθ1·w1(t)-cosθ2·w2(t))/2
以及其中，所述正交分量由第二扩展波形s2(t)调制，其形式为：
s2(t)＝(sinθ1+sinθ2)·PRN3(t)·w3(t)/2
           -PRN1(t)·PRN2(t)·PRN3(t)·w3(t)·(sinθ2-sinθ1)/2
其中，t是时间变量，θ1和θ2是实角，w1(t)为具有第一波形速率的第一二进制波形，w2(t)为具有第二波形速率的第二二进制波形，所述第一波形速率不同于所述第二波形速率，w3(t)是第三二进制波形，PRN1(t)是第一二进制序列，PRN2(t)是第二二进制序列，以及PRN3(t)是第三二进制序列。
8.一种包括如权利要求1到7中任意一项所述的扩频信号的导航信号系统，其中：所述第一波形是BOC(1，1)，以及所述第二波形是具有速率为10.23Mcps、12.276Mcps、15.345Mcps或30.69Mcps的二进制波形。
9.如权利要求8所述的全球导航卫星信号系统，其中：所述二进制序列包括卫星识别数据。
10.如权利要求8或9所述的全球导航卫星信号系统，其中：所述二进制序列进一步包括卫星信息数据。
11.一种用于产生如权利要求1到7中任意一项所述的扩频信号的方法，包括利用扩展波形调制载波的步骤，其特征在于如下步骤：
提供具有第一波形速率的第一波形以及具有第二波形速率的第二波形；所述第一波形速率不同于所述第二波形速率；
提供包括至少一个信号识别码的二进制序列；
形成所述第一波形和所述第二波形的线性组合，所述线性组合由所述二进制序列调制，并利用产生的波形作为扩展波形以调制所述载波。
12.如权利要求11所述的方法，其中：所述第一波形和/或所述第二波形是二进制偏移载波波形或二进制编码符号波形。
13.如权利要求11或12所述的方法，包括如下步骤：利用第二二进制序列调制所述第二波形，所述第二二进制序列不同于调制所述波形的线性组合的二进制序列。
14.一种用于接收如权利要求1到7中任意一项所述的扩频信号的方法，包括如下步骤：
产生所述二进制序列的本地代码副本；
产生所述第一波形的本地副本以及所述第二波形的本地副本；
对到来的电磁波和所述第一波形的所述本地副本及所述本地代码副本进行第一相关；
对到来的电磁波和所述第二波形的所述本地副本及所述本地代码副本进行第二相关；
线性组合所述第一相关和所述第二相关。
15.一种用于接收如权利要求1到7中任意一项所述的扩频信号的方法，包括如下步骤：
产生所述二进制序列的本地代码副本；
产生所述第一波形的本地副本以及所述第二波形的本地副本；
对所述第一波形的所述本地副本与所述第二波形的所述本地副本进行线性组合；
对到来的电磁波与本地副本的和所述本地代码副本的所述线性组合进行相关。
16.一种用于获得如权利要求1到7中任意一项所述的扩频信号的接收机，包括：
用于产生所述二进制序列的本地代码副本的模块；
第一波形产生器，用于产生所述第一波形的本地副本；
第二波形产生器，用于产生所述第二波形的本地副本；
用于对到来的电磁波与所述第一波形的本地副本以及所述本地代码副本进行相关以形成第一相关结果的模块；
用于对到来的电磁波与所述第二波形的本地副本以及所述本地代码副本进行相关以形成第二相关结果的模块；
用于线性组合所述第一和第二相关结果的模块。
17.一种用于获得如权利要求1到7中任意一项所述的扩频信号的接收机，包括：
用于产生所述二进制序列的本地代码副本的模块；
第一波形产生器，用于产生所述第一波形的本地副本；
第二波形产生器，用于产生所述第二波形的本地副本；
用于形成所述第一波形的所述本地副本与所述第二波形的所述本地副本线性组合的模块；
用于对到来的电磁波与所述本地副本以及所述本地代码副本的所述线性组合进行相关的模块。
18.如权利要求16或17所述的接收机，包括用于跟踪所述接收的信号的跟踪环。
19.如权利要求18所述的接收机，其中：所述跟踪环包括延迟锁定环和/或相位锁定环和/或频率锁定环。
20.如权利要求19所述的接收机，其中：所述跟踪环包括延迟锁定环，所述延迟锁定环能够跟踪所述第一波形；以及包括相位锁定环或频率锁定环，所述相位锁定环或频率锁定环能够跟踪所述第二波形。
21.如权利要求19所述的接收机，其中：所述跟踪环包括延迟锁定环，所述延迟锁定环能够跟踪所述第一波形或所述第二波形；以及包括相位锁定环或频率锁定环，所述相位锁定环或频率锁定环能够跟踪所述第一和第二波形的所述线性组合。
22.一种包括如权利要求16到21中任意一项所述的接收机的全球导航卫星信号接收机，其中：所述第一波形产生器能够产生BOC(1，1)波形，其中，所述第二波形产生器能够产生具有速率为10.23Mcps、12.276Mcps、15.345Mcps或30.69Mcps的二进制波形，以及其中，所述本地代码副本包括卫星识别数据。
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