JPH11313009A - チャープ信号による受信同期装置 - Google Patents
チャープ信号による受信同期装置Info
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- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 受信信号を複素ＦＦＴ演算器で周波数ドメイ
ンの信号に変換するとき、周波数軸上のサンプリング点
と送受の基準周波数のずれの関係から、サンプリング点
の信号振幅が小さくなり、信号検出が困難な場合があ
る。 【解決手段】 受信信号をそのまま複素ＦＦＴする回路
の他に、受信信号に適当な周波数オフセットを施して複
素ＦＦＴする回路を設け、周波数軸上のサンプリング点
と送受信の基準周波数のずれとの関係がどちらか一方の
回路では良好な関係が保たれるようにした。
ンの信号に変換するとき、周波数軸上のサンプリング点
と送受の基準周波数のずれの関係から、サンプリング点
の信号振幅が小さくなり、信号検出が困難な場合があ
る。 【解決手段】 受信信号をそのまま複素ＦＦＴする回路
の他に、受信信号に適当な周波数オフセットを施して複
素ＦＦＴする回路を設け、周波数軸上のサンプリング点
と送受信の基準周波数のずれとの関係がどちらか一方の
回路では良好な関係が保たれるようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、チャープ（chirp
）信号による受信同期装置に関するものである。
）信号による受信同期装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル信号の伝送にはＱＰＳＫ（Qu
adrature Phase Shift Keying ）等が用いられる。従来
行われてきた方法では、特に移動通信のように伝送路が
無線であってマルチパス伝搬があり刻々と状態が変化す
る場合に初期同期を低Ｃ／Ｎ下でとることは困難であ
る。
adrature Phase Shift Keying ）等が用いられる。従来
行われてきた方法では、特に移動通信のように伝送路が
無線であってマルチパス伝搬があり刻々と状態が変化す
る場合に初期同期を低Ｃ／Ｎ下でとることは困難であ
る。
【０００３】本発明ではチャープ信号によって復調部が
信号を引き込める範囲の周波数までの絞り込みと、ＴＤ
ＭＡでのシンボル誤りが生じないようにタイミングの絞
り込みを行い、それを初期同期に使用するものである。
信号を引き込める範囲の周波数までの絞り込みと、ＴＤ
ＭＡでのシンボル誤りが生じないようにタイミングの絞
り込みを行い、それを初期同期に使用するものである。
【０００４】送受の基準周波数のずれを判定するため、
送信搬送波周波数信号から周波数変換して得られた中間
周波数信号に複素ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処
理を施し周波数ドメイン（domain）の信号に変換し、こ
れから電力スペクトラムを算出し、電力スペクトラムが
ピーク（peak）値を示す周波数位置から、送受の基準周
波数誤差（Δｆ）とタイミング（Δｔ）を判定し、初期
同期に使用する。
送信搬送波周波数信号から周波数変換して得られた中間
周波数信号に複素ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処
理を施し周波数ドメイン（domain）の信号に変換し、こ
れから電力スペクトラムを算出し、電力スペクトラムが
ピーク（peak）値を示す周波数位置から、送受の基準周
波数誤差（Δｆ）とタイミング（Δｔ）を判定し、初期
同期に使用する。
【０００５】本発明の先行技術としては、例えば特開平
９−８７６５号公報で開示された「周波数補正装置」
（以下、先行文献１という）、及び特開平９−２０００
８１号公報で開示された「相関ピーク検出型周波数誤差
検出回路」（以下、先行文献２という）がある。先行文
献１の装置では、制御信号により周波数が制御可能な局
部発振器を有する周波数変換手段と、この周波数変換手
段が出力する中間周波数信号を、同相、直交成分に分離
する直交分離手段と、この直交分離手段の出力に対し複
素フーリエ変換を行う複素ＦＦＴ変換処理手段とを備
え、この複素ＦＦＴ変換処理手段の出力である周波数関
数から信号電力の周波数分布を決定し、この信号電力の
周波数分布から受信信号の中心周波数を推定し、その推
定値を前記周波数変換手段の制御信号としている。
９−８７６５号公報で開示された「周波数補正装置」
（以下、先行文献１という）、及び特開平９−２０００
８１号公報で開示された「相関ピーク検出型周波数誤差
検出回路」（以下、先行文献２という）がある。先行文
献１の装置では、制御信号により周波数が制御可能な局
部発振器を有する周波数変換手段と、この周波数変換手
段が出力する中間周波数信号を、同相、直交成分に分離
する直交分離手段と、この直交分離手段の出力に対し複
素フーリエ変換を行う複素ＦＦＴ変換処理手段とを備
え、この複素ＦＦＴ変換処理手段の出力である周波数関
数から信号電力の周波数分布を決定し、この信号電力の
周波数分布から受信信号の中心周波数を推定し、その推
定値を前記周波数変換手段の制御信号としている。
【０００６】先行文献２の回路では、正の周波数オフセ
ットを与えて予め算出させた複素拡散符号を出力する第
１の複素拡散符号発生器と、正の周波数オフセットと絶
対値が等しい負の周波数オフセットを与えて予め算出さ
せた複素拡散符号を出力する第２の複素拡散符号発生器
と、直交検波部からのベースバンド複素信号を入力と
し、このベースバンド複素信号と第１及び第２の複素拡
散符号発生器からの複素拡散符号との複素相関をそれぞ
れ演算する第１及び第２の複素整合フィルタと、この第
１及び第２の複素整合フィルタの出力信号を比較し、両
方又はいずれか一方のピークの絶対値が最大値を示す位
置のタイミングを検出して出力するピーク位置検出部
と、第１及び第２の複素整合フィルタの出力信号から前
記タイミングでのピーク値をそれぞれ抽出し、複素シン
ボル時間平均化して出力させる第１及び第２のピークを
検出する第１及び第２のピーク検出平均部と、第１及び
第２のピーク検出平均部の出力の電力値をそれぞれ計算
する第１及び第２の電力計算部と、第１及び第２の電力
計算部の出力の差を求め、第１及び第２の電力計算部の
出力の和で正規化して出力する電力差計算部と、電力差
計算部の出力から対応する周波数誤差に変換して出力す
る周波数誤差変換部とを備えて構成される。
ットを与えて予め算出させた複素拡散符号を出力する第
１の複素拡散符号発生器と、正の周波数オフセットと絶
対値が等しい負の周波数オフセットを与えて予め算出さ
せた複素拡散符号を出力する第２の複素拡散符号発生器
と、直交検波部からのベースバンド複素信号を入力と
し、このベースバンド複素信号と第１及び第２の複素拡
散符号発生器からの複素拡散符号との複素相関をそれぞ
れ演算する第１及び第２の複素整合フィルタと、この第
１及び第２の複素整合フィルタの出力信号を比較し、両
方又はいずれか一方のピークの絶対値が最大値を示す位
置のタイミングを検出して出力するピーク位置検出部
と、第１及び第２の複素整合フィルタの出力信号から前
記タイミングでのピーク値をそれぞれ抽出し、複素シン
ボル時間平均化して出力させる第１及び第２のピークを
検出する第１及び第２のピーク検出平均部と、第１及び
第２のピーク検出平均部の出力の電力値をそれぞれ計算
する第１及び第２の電力計算部と、第１及び第２の電力
計算部の出力の差を求め、第１及び第２の電力計算部の
出力の和で正規化して出力する電力差計算部と、電力差
計算部の出力から対応する周波数誤差に変換して出力す
る周波数誤差変換部とを備えて構成される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】以上説明した従来の装
置はいずれも受信のＳ／Ｎが低い場合に問題がある。図
５を参照してこの問題を説明する。図５のＸ軸は周波数
ｆを表し、Ｙ軸は当該周波数成分の電力を表す。Ｘ軸上
の周波数ｆは受信側の基準周波数により目盛りが付けら
れており、目盛りの数字０は受信側の中間周波数の中心
周波数であり、周波数軸上のサンプリング点の間隔（Ｆ
ＦＴ変換処理における）をｆｓ′／１２８とする。
置はいずれも受信のＳ／Ｎが低い場合に問題がある。図
５を参照してこの問題を説明する。図５のＸ軸は周波数
ｆを表し、Ｙ軸は当該周波数成分の電力を表す。Ｘ軸上
の周波数ｆは受信側の基準周波数により目盛りが付けら
れており、目盛りの数字０は受信側の中間周波数の中心
周波数であり、周波数軸上のサンプリング点の間隔（Ｆ
ＦＴ変換処理における）をｆｓ′／１２８とする。
【０００８】送信側の基準周波数と受信側の基準周波数
にずれがない場合は、送信搬送波信号から周波数変換さ
れた中間周波数信号は、ＦＦＴ変換処理を受けたとき図
５に点線で示すようなスペクトルとなり、ｆ＝０のサン
プリング点（周波数軸上の）でサンプルされて、電力ス
ペクトルのピーク値が検出され、その検出点がｆ＝０の
点であるから局部発振周波数を変化させる必要がないと
いう検出結果になる。
にずれがない場合は、送信搬送波信号から周波数変換さ
れた中間周波数信号は、ＦＦＴ変換処理を受けたとき図
５に点線で示すようなスペクトルとなり、ｆ＝０のサン
プリング点（周波数軸上の）でサンプルされて、電力ス
ペクトルのピーク値が検出され、その検出点がｆ＝０の
点であるから局部発振周波数を変化させる必要がないと
いう検出結果になる。
【０００９】これに対し、送信搬送波信号から周波数変
換された中間周波数信号の中心周波数が受信側で発生す
る検波用の中間周波数からｆ′（図５参照）だけずれて
いる場合は、その中間周波数信号はＦＦＴ変換処理を受
けたとき図５に実線で示すようなスペクトルとなり、そ
のピーク値は検出されず、図５に点ａで示す値がｆ＝０
のサンプリング点とｆ＝＋ｆｓ′／１２８の両サンプリ
ング点で検出される。両サンプリング点の電力が等しい
ことから、中間周波数の中心周波数はｆ＝０でなくてｆ
＝＋（１／２）（ｆｓ′／１２８）にあることを知り、
局部発振周波数を制御することができる。
換された中間周波数信号の中心周波数が受信側で発生す
る検波用の中間周波数からｆ′（図５参照）だけずれて
いる場合は、その中間周波数信号はＦＦＴ変換処理を受
けたとき図５に実線で示すようなスペクトルとなり、そ
のピーク値は検出されず、図５に点ａで示す値がｆ＝０
のサンプリング点とｆ＝＋ｆｓ′／１２８の両サンプリ
ング点で検出される。両サンプリング点の電力が等しい
ことから、中間周波数の中心周波数はｆ＝０でなくてｆ
＝＋（１／２）（ｆｓ′／１２８）にあることを知り、
局部発振周波数を制御することができる。
【００１０】ただ、受信側でのＳ／Ｎが低い場合に問題
がある。すなわち、上述の説明から明らかなように、従
来の方法では、最悪の場合には、図５に示す量の電力の
検出損があるため、ＦＦＴ変換の結果のサンプリング点
での信号電力がどのサンプリング点でも雑音に埋もれて
検出できなくなるという場合がある。信号スペクトルの
ピーク値か、ピーク値に近い点の値がサンプルできて始
めて検出可能となる程の低Ｓ／Ｎの場合が比較的多いの
で、図５の最悪の場合が発生する従来の装置には問題が
ある。
がある。すなわち、上述の説明から明らかなように、従
来の方法では、最悪の場合には、図５に示す量の電力の
検出損があるため、ＦＦＴ変換の結果のサンプリング点
での信号電力がどのサンプリング点でも雑音に埋もれて
検出できなくなるという場合がある。信号スペクトルの
ピーク値か、ピーク値に近い点の値がサンプルできて始
めて検出可能となる程の低Ｓ／Ｎの場合が比較的多いの
で、図５の最悪の場合が発生する従来の装置には問題が
ある。
【００１１】本発明の目的は従来の装置における上述の
問題点を解決し、低Ｓ／Ｎの場合でも送受信の基準周波
数のずれを確実に検出することができる受信同期装置を
提供することにある。
問題点を解決し、低Ｓ／Ｎの場合でも送受信の基準周波
数のずれを確実に検出することができる受信同期装置を
提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明の受信同期装置で
は、送信搬送波信号から周波数変換して得られた中間周
波数信号の中心周波数を適当にオフセットし、図５に示
すような電力の検出損が発生しないようにした。すなわ
ち、予め定められた形式のスペクトル拡散を伴って信号
が送信される送信チャープ（chirp ）信号を受信する受
信部、この受信部の出力から前記送信チャープ信号の周
波数誤差（Δｆ）とそのタイミング（Δｔ）とを検出す
るする検出部、この検出部の出力に従って前記受信部の
受信周波数誤差（Δｆ）とそのタイミング（Δｔ）とを
前記送信チャープ信号の周波数誤差（Δｆ）とそのタイ
ミング（Δｔ）とに同期する手段を有するチャープ信号
による受信同期装置において、前記送信チャープ信号を
周波数変換した中間周波数チャープ信号に対しスペクト
ル拡散を復元する第１の復元回路、前記中間周波数チャ
ープ信号に対し所定の周波数オフセットを施した後スペ
クトル拡散を復元する第２の復元回路、前記第１の復元
回路の出力の電力周波数スペクトルと前記第２の復元回
路の出力の電力周波数スペクトルとのうち、最大値を有
する周波数を検出する検出部、を備えて構成される。
は、送信搬送波信号から周波数変換して得られた中間周
波数信号の中心周波数を適当にオフセットし、図５に示
すような電力の検出損が発生しないようにした。すなわ
ち、予め定められた形式のスペクトル拡散を伴って信号
が送信される送信チャープ（chirp ）信号を受信する受
信部、この受信部の出力から前記送信チャープ信号の周
波数誤差（Δｆ）とそのタイミング（Δｔ）とを検出す
るする検出部、この検出部の出力に従って前記受信部の
受信周波数誤差（Δｆ）とそのタイミング（Δｔ）とを
前記送信チャープ信号の周波数誤差（Δｆ）とそのタイ
ミング（Δｔ）とに同期する手段を有するチャープ信号
による受信同期装置において、前記送信チャープ信号を
周波数変換した中間周波数チャープ信号に対しスペクト
ル拡散を復元する第１の復元回路、前記中間周波数チャ
ープ信号に対し所定の周波数オフセットを施した後スペ
クトル拡散を復元する第２の復元回路、前記第１の復元
回路の出力の電力周波数スペクトルと前記第２の復元回
路の出力の電力周波数スペクトルとのうち、最大値を有
する周波数を検出する検出部、を備えて構成される。
【００１３】本発明のチャープ信号による受信同期装置
は、具体的には、予め定められた形式のスペクトル拡散
を伴って信号が送信される送信チャープ（chirp ）信号
を受信する受信部、この受信部の出力から前記送信チャ
ープ信号の中心周波数とその位相とを検出する検出部、
この検出部の出力に従って前記受信部の受信周波数とそ
の位相とを前記送信チャープ信号の中心周波数とその位
相とに同期する手段を有するチャープ信号による受信同
期装置において、前記送信チャープ信号を周波数変換し
た中間周波数チャープ信号に対しスペクトル拡散を復元
する第１の復元回路、前記中間周波数チャープ信号に対
し所定の周波数オフセットを施した後スペクトル拡散を
復元する第２の復元回路、前記第１の復元回路の出力の
電力周波数ペクトルと前記第２の復元回路の出力の電力
周波数ペクトルとのうち、最大値を有する周波数を検出
する検出部を備えたことを特徴とする。
は、具体的には、予め定められた形式のスペクトル拡散
を伴って信号が送信される送信チャープ（chirp ）信号
を受信する受信部、この受信部の出力から前記送信チャ
ープ信号の中心周波数とその位相とを検出する検出部、
この検出部の出力に従って前記受信部の受信周波数とそ
の位相とを前記送信チャープ信号の中心周波数とその位
相とに同期する手段を有するチャープ信号による受信同
期装置において、前記送信チャープ信号を周波数変換し
た中間周波数チャープ信号に対しスペクトル拡散を復元
する第１の復元回路、前記中間周波数チャープ信号に対
し所定の周波数オフセットを施した後スペクトル拡散を
復元する第２の復元回路、前記第１の復元回路の出力の
電力周波数ペクトルと前記第２の復元回路の出力の電力
周波数ペクトルとのうち、最大値を有する周波数を検出
する検出部を備えたことを特徴とする。
【００１４】また前記検出部は、前記第１の復元回路の
出力と前記第２の復元回路の出力とを周波数分析して周
波数ドメインの信号に変換する複素ＦＦＴ（Fast Fouri
erTransform ）演算器、この複素ＦＦＴ演算器の出力の
各周波数成分の電力を検出する電力検出回路、この電力
検出回路の出力から最大値の電力に対応する周波数を検
出する比較器を備えたことを特徴とする。
出力と前記第２の復元回路の出力とを周波数分析して周
波数ドメインの信号に変換する複素ＦＦＴ（Fast Fouri
erTransform ）演算器、この複素ＦＦＴ演算器の出力の
各周波数成分の電力を検出する電力検出回路、この電力
検出回路の出力から最大値の電力に対応する周波数を検
出する比較器を備えたことを特徴とする。
【００１５】また前記中間周波数チャープ信号はディジ
タル信号で表示され、この中間周波数チャープ信号に対
し前記所定の周波数オフセットを施す処理、この中間周
波数チャープ信号の周波数拡散を復元する処理、前記複
素ＦＦＴ演算器、前記電力検出回路、前記比較器は全て
ディジタル演算回路により構成されることを特徴とす
る。
タル信号で表示され、この中間周波数チャープ信号に対
し前記所定の周波数オフセットを施す処理、この中間周
波数チャープ信号の周波数拡散を復元する処理、前記複
素ＦＦＴ演算器、前記電力検出回路、前記比較器は全て
ディジタル演算回路により構成されることを特徴とす
る。
【００１６】また前記第２の復元回路は、それぞれ異な
るオフセット量の周波数オフセットを施す複数の復元回
路から構成されることを特徴とする。
るオフセット量の周波数オフセットを施す複数の復元回
路から構成されることを特徴とする。
【００１７】また前記送信チャープ信号を周波数変換し
て中間周波数チャープ信号とするため、制御信号により
周波数が制御可能な局部発振器を備え、前記制御信号は
前記検出部の出力に関連して生成されることを特徴とす
る。
て中間周波数チャープ信号とするため、制御信号により
周波数が制御可能な局部発振器を備え、前記制御信号は
前記検出部の出力に関連して生成されることを特徴とす
る。
【００１８】さらに、前記第２の復元回路を不動作状態
にする制御手段を備えたことを特徴とする。
にする制御手段を備えたことを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。図１は本発明の基本実施形態を示
すブロック図である。図１において、符号１で示す信号
ｓ（ｔ）は送信チャープ信号を周波数変換した中間周波
数信号、符号２は周波数オフセット信号源を表す。送受
信の基準周波数にずれがない場合は送信チャープ信号を
周波数変換した中間周波数信号が符号１のｓ（ｔ）で表
されるとすれば、実際の場合は、送受信の基準周波数に
ずれがあるので、受信側の基準周波数から見た場合、実
際の中間周波数信号は信号ｓ（ｔ）が周波数オフセット
を受けた信号ｒ（ｔ）（符号３）となる。符号４は受信
部の一部と検出部９とを表す。符号５は受信部内の周波
数オフセット源、符号６は復元用チャープ信号源、７は
第１の復元回路、８は第２の復元回路である。
を参照して説明する。図１は本発明の基本実施形態を示
すブロック図である。図１において、符号１で示す信号
ｓ（ｔ）は送信チャープ信号を周波数変換した中間周波
数信号、符号２は周波数オフセット信号源を表す。送受
信の基準周波数にずれがない場合は送信チャープ信号を
周波数変換した中間周波数信号が符号１のｓ（ｔ）で表
されるとすれば、実際の場合は、送受信の基準周波数に
ずれがあるので、受信側の基準周波数から見た場合、実
際の中間周波数信号は信号ｓ（ｔ）が周波数オフセット
を受けた信号ｒ（ｔ）（符号３）となる。符号４は受信
部の一部と検出部９とを表す。符号５は受信部内の周波
数オフセット源、符号６は復元用チャープ信号源、７は
第１の復元回路、８は第２の復元回路である。
【００２０】図２は図１の検出部９の構成を示すブロッ
ク図であって、符号１０は複素ＦＦＴ演算器、符号１１
は電力検出回路、符号１２は比較器である。図１におけ
る信号ｓ（ｔ）は通常の場合ディジタル信号で表現さ
れ、図１に示す全ての処理（図２に示す処理を含む）は
ディジタル演算により実行される。図１に示す符号１０
１、１０２、１０３、１０４の部分はそれぞれの処理を
行うディジタル演算回路を表す。
ク図であって、符号１０は複素ＦＦＴ演算器、符号１１
は電力検出回路、符号１２は比較器である。図１におけ
る信号ｓ（ｔ）は通常の場合ディジタル信号で表現さ
れ、図１に示す全ての処理（図２に示す処理を含む）は
ディジタル演算により実行される。図１に示す符号１０
１、１０２、１０３、１０４の部分はそれぞれの処理を
行うディジタル演算回路を表す。
【００２１】以下図１の回路の動作を説明する。 パワーが１に規格化された信号ｓ（ｔ）は ｓ（ｔ）＝√（２）ｃｏｓ｛πｔ2 ／（μＴ2 ）｝ ＝｛１／√（２）｝・［ｅｘｐ｛ｊπｔ2 ／（μＴ2 ）｝ ＋ｅｘｐ｛ｊπｔ2 ／（μＴ2 ）｝］ ・・・ （１） 従って ｒ（ｔ）＝ｓ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊ２πｆｔ） ＝１／√（２）・｛ｅｘｐ（２πｆｔ＋ｊπｔ2 ／μＴ2 ） ＋ｅｘｐ（２πｆｔ−ｊπｔ2 ／μＴ2 ）｝ ・・・ （２） ディジタル演算回路１０２の出力をｒ2 （ｔ）とすると ｒ2 （ｔ）＝ｒ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊπｔｆｓ′／ｍ） ＝ｓ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊ２πｆｔ）・ｅｘｐ（ｊπｔｆｓ′／ｍ） ・・・ （３）
【００２２】信号ｒ（ｔ）は第１の復元回路７で周波数
拡散が復元され、信号ｒ2 （ｔ）は第２の復元回路８で
周波数拡散が復元される。これらの復元回路で周波数拡
散が復元された信号はそれぞれ、同位相成分Ｐ（ｔ）と
９０度位相成分Ｑ（ｔ）のベクトル和として表すことが
でき、第１の復元回路７の出力については Ｐ（ｔ）＝ｒ（ｔ）・ｅｘｐ｛ｊπ（ｔ＋Δｔ）2 ／（μＴ2 ）｝・・・（４） Ｑ（ｔ）＝ｒ（ｔ）・ｅｘｐ｛−ｊπ（ｔ＋Δｔ）2 ／（μＴ2 ）｝・・・（５ ）であり、第２の複元回路８の出力については Ｐ2 （ｔ）＝ｒ（ｔ）2 ・ｅｘｐ｛ｊπ（ｔ＋Δｔ）2 ／（μＴ2 ）｝・・・（ ６） Ｑ2 （ｔ）＝ｒ（ｔ）2 ・ｅｘｐ｛−ｊπ（ｔ＋Δｔ）2 ／（μＴ2 ）｝・・・ （７） である。
拡散が復元され、信号ｒ2 （ｔ）は第２の復元回路８で
周波数拡散が復元される。これらの復元回路で周波数拡
散が復元された信号はそれぞれ、同位相成分Ｐ（ｔ）と
９０度位相成分Ｑ（ｔ）のベクトル和として表すことが
でき、第１の復元回路７の出力については Ｐ（ｔ）＝ｒ（ｔ）・ｅｘｐ｛ｊπ（ｔ＋Δｔ）2 ／（μＴ2 ）｝・・・（４） Ｑ（ｔ）＝ｒ（ｔ）・ｅｘｐ｛−ｊπ（ｔ＋Δｔ）2 ／（μＴ2 ）｝・・・（５ ）であり、第２の複元回路８の出力については Ｐ2 （ｔ）＝ｒ（ｔ）2 ・ｅｘｐ｛ｊπ（ｔ＋Δｔ）2 ／（μＴ2 ）｝・・・（ ６） Ｑ2 （ｔ）＝ｒ（ｔ）2 ・ｅｘｐ｛−ｊπ（ｔ＋Δｔ）2 ／（μＴ2 ）｝・・・ （７） である。
【００２３】次に、式（２）のｒ（ｔ）の第１項にｅｘ
ｐ｛（２ｊπ（ｔ＋Δｔ）2 ／（μＴ2 ）｝を乗算した
積ＡはＡ＝１／√（２）・｛ｅｘｐ（２ｊπｆｔ2 ＋２
ｊπｔΔｔ＋ｊπΔｔ／μＴ2）＋２πｆｔ｝・・・
（８）となり、ｔ2 の項を含むことにより時間的に周波
数が変化してしまいＦＦＴ変換後ではピークを持たない
ので無視することができる。また、ｒ（ｔ）の第２項に
ｅｘｐ｛（２ｊπ（ｔ＋Δｔ）2 ／（μＴ2 ）｝を乗算
した積ＢはＢ＝１／√（２）・｛ｅｘｐ（−ｊπｆｔ2
＋２ｊπｔ2 ＋２ｊπｔΔｔ＋ｊπΔｔ2 ／（μＴ2 ）
＋２πｆｔ｝・・・（９）となり、ｊπΔｔ2 は定数項
になりＦＦＴ処理後のパワースペクトルに影響しないの
で無視することができる。
ｐ｛（２ｊπ（ｔ＋Δｔ）2 ／（μＴ2 ）｝を乗算した
積ＡはＡ＝１／√（２）・｛ｅｘｐ（２ｊπｆｔ2 ＋２
ｊπｔΔｔ＋ｊπΔｔ／μＴ2）＋２πｆｔ｝・・・
（８）となり、ｔ2 の項を含むことにより時間的に周波
数が変化してしまいＦＦＴ変換後ではピークを持たない
ので無視することができる。また、ｒ（ｔ）の第２項に
ｅｘｐ｛（２ｊπ（ｔ＋Δｔ）2 ／（μＴ2 ）｝を乗算
した積ＢはＢ＝１／√（２）・｛ｅｘｐ（−ｊπｆｔ2
＋２ｊπｔ2 ＋２ｊπｔΔｔ＋ｊπΔｔ2 ／（μＴ2 ）
＋２πｆｔ｝・・・（９）となり、ｊπΔｔ2 は定数項
になりＦＦＴ処理後のパワースペクトルに影響しないの
で無視することができる。
【００２４】その結果、 Ｐ≒｛１／√（２）｝・ｅｘｐ［ｊ２π｛±Δｔ／（μＴ2 ）＋ｆ｝ｔ］ ・・・（１０） Ｑ≒｛１／√（２）｝・ｅｘｐ［−ｊ２π｛±Δｔ／（μＴ2 ）＋ｆ｝ｔ］ ・・・（１１） Ｐ2 ≒｛１／√（２）｝・ｅｘｐ［ｊ２π｛±Δｔ／（μＴ2 ）＋ｆ＋ｆ2 ｝ｔ ］ ・・・（１２） Ｑ2 ≒｛１／√（２）｝・ｅｘｐ［−ｊ２π｛±Δｔ／（μＴ2 ）＋ｆ＋ｆ2 ｝ ｔ］ ・・・（１３） となる。
【００２５】第１の復元回路７の出力及び第２の復元回
路８の出力に対し複素ＦＦＴ演算器１０で複素ＦＦＴ変
換処理を行うと、信号Ｐ、信号Ｑ、信号Ｐ2 、信号Ｑ2
が周波数ドメインの信号に変換される。図３は複素ＦＦ
Ｔ演算器１０により、たとえば、Ｐ信号とＱ信号を周波
数ドメインの信号として表した波形図であり、電力検出
回路１１は各サンプル点（周波数軸上の）においてＥ＝
Ｐ2 ＋Ｑ2 の演算によって信号電力Ｅの周波数スペクト
ルを算出する。この信号電力の周波数スペクトルの例が
図５の実線又は点線で示される。
路８の出力に対し複素ＦＦＴ演算器１０で複素ＦＦＴ変
換処理を行うと、信号Ｐ、信号Ｑ、信号Ｐ2 、信号Ｑ2
が周波数ドメインの信号に変換される。図３は複素ＦＦ
Ｔ演算器１０により、たとえば、Ｐ信号とＱ信号を周波
数ドメインの信号として表した波形図であり、電力検出
回路１１は各サンプル点（周波数軸上の）においてＥ＝
Ｐ2 ＋Ｑ2 の演算によって信号電力Ｅの周波数スペクト
ルを算出する。この信号電力の周波数スペクトルの例が
図５の実線又は点線で示される。
【００２６】図１において、周波数オフセット信号源
５、復元用チャープ信号源６、復元回路７、８、及び検
出部９、ならびにディジタル演算回路１０２、１０３、
１０４は、従来よく知られた回路が使用されているの
で、これらの回路に関してはここでは説明を省略する。
図１において第２の復元回路８を欠くものが従来の装置
である。従来の装置における電力検出回路１１の出力例
として、図５の実線、又は点線で示すものがある。複素
ＦＦＴ演算器１０における演算結果は周波数軸上のサン
プリング点だけににおける振幅を算出する。図５におい
ては、周波数軸上のサンプリング点の間隔をｆｓ′／１
２８にしてある。従って、図５の電力スペクトルについ
てもこのサンプリング点の電力だけが算出される。
５、復元用チャープ信号源６、復元回路７、８、及び検
出部９、ならびにディジタル演算回路１０２、１０３、
１０４は、従来よく知られた回路が使用されているの
で、これらの回路に関してはここでは説明を省略する。
図１において第２の復元回路８を欠くものが従来の装置
である。従来の装置における電力検出回路１１の出力例
として、図５の実線、又は点線で示すものがある。複素
ＦＦＴ演算器１０における演算結果は周波数軸上のサン
プリング点だけににおける振幅を算出する。図５におい
ては、周波数軸上のサンプリング点の間隔をｆｓ′／１
２８にしてある。従って、図５の電力スペクトルについ
てもこのサンプリング点の電力だけが算出される。
【００２７】比較器１２は算出された電力のうちの最大
電力を示すサンプリング点の番号から、送受信の基準周
波数のずれを算出する。点線（図５に最良としてあるも
の）の場合は、サンプリング点の番号が０の点の電力が
最大であり、その前後のサンプリング点の電力はこの最
大電力より遥かに小さいので、送受信の基準周波数のず
れはないと判定する。
電力を示すサンプリング点の番号から、送受信の基準周
波数のずれを算出する。点線（図５に最良としてあるも
の）の場合は、サンプリング点の番号が０の点の電力が
最大であり、その前後のサンプリング点の電力はこの最
大電力より遥かに小さいので、送受信の基準周波数のず
れはないと判定する。
【００２８】実線（図５に最悪としてあるもの）の場合
は、サンプリング点の番号が０の点の電力と、サンプリ
ング点の番号が＋１（ｆｓ′／１２８）の点の電力が共
に最大値ａとなり、送受信の基準周波数のずれは（ｆ
ｓ′／１２８）／２であると判定する。送受信の基準周
波数のずれが（ｆｓ′／１２８）／２よりも少し小さい
と、サンプリング点の番号が０の点の電力が、サンプリ
ング点の番号が＋１の点の電力より少し大きくなり、そ
の差から送受信の基準周波数のずれを判定することがで
きる。
は、サンプリング点の番号が０の点の電力と、サンプリ
ング点の番号が＋１（ｆｓ′／１２８）の点の電力が共
に最大値ａとなり、送受信の基準周波数のずれは（ｆ
ｓ′／１２８）／２であると判定する。送受信の基準周
波数のずれが（ｆｓ′／１２８）／２よりも少し小さい
と、サンプリング点の番号が０の点の電力が、サンプリ
ング点の番号が＋１の点の電力より少し大きくなり、そ
の差から送受信の基準周波数のずれを判定することがで
きる。
【００２９】従って、信号のＳ／Ｎが良好な場合は図１
の第２の復元回路８を必要としない。ただ、Ｓ／Ｎが低
下した場合、図５の最良の場合は信号の検出が可能であ
るが、図５の最悪の場合は信号の検出が不可能となる場
合があるので、第２の復元回路８を設けて、第１の復元
回路７か、第２の復元回路８かのいずれかの回路が図５
に示す最悪の場合にならないようにしたのがこの発明で
ある。
の第２の復元回路８を必要としない。ただ、Ｓ／Ｎが低
下した場合、図５の最良の場合は信号の検出が可能であ
るが、図５の最悪の場合は信号の検出が不可能となる場
合があるので、第２の復元回路８を設けて、第１の復元
回路７か、第２の復元回路８かのいずれかの回路が図５
に示す最悪の場合にならないようにしたのがこの発明で
ある。
【００３０】送受の基準周波数のずれが丁度ｆｓ′／１
２８だけあれば、図５において再び最良状態になること
は容易に理解できるであろう。従って、第１の復元回路
７か、第２の復元回路８かのいずれかの回路が図５に示
す最悪の場合にならないようにするための適当な周波数
オフセット量は（ｆｓ／１２８）／４である。周波数オ
フセット信号源５の周波数オフセット量を時間と共に変
化させることもできるし、また第２の復元回路を複数回
路設けて、この複数の復元回路の各回路における周波数
オフセット量をそれぞれ異なるものにすることもでき
る。
２８だけあれば、図５において再び最良状態になること
は容易に理解できるであろう。従って、第１の復元回路
７か、第２の復元回路８かのいずれかの回路が図５に示
す最悪の場合にならないようにするための適当な周波数
オフセット量は（ｆｓ／１２８）／４である。周波数オ
フセット信号源５の周波数オフセット量を時間と共に変
化させることもできるし、また第２の復元回路を複数回
路設けて、この複数の復元回路の各回路における周波数
オフセット量をそれぞれ異なるものにすることもでき
る。
【００３１】図４は本発明の他の実施形態を示すブロッ
ク図で、図１と同一符号は同一又は相当部分を示し、８
−１、８−２、８−３、・・・８−ｎは複数の第２の復
元回路の各復元回路で、それぞれｆｓ／２、ｆｓ／４、
ｆｓ／８、・・・ｆｓ／２nの周波数オフセット量が与
えられる。図４の回路の動作は図１の回路の動作から容
易に理解できるので、その説明を省略する。受信のＳ／
Ｎが良好な場合は第２の復元回路８を不動作状態にして
おくか、その出力が検出部９に入力しないように制御し
てもよい。
ク図で、図１と同一符号は同一又は相当部分を示し、８
−１、８−２、８−３、・・・８−ｎは複数の第２の復
元回路の各復元回路で、それぞれｆｓ／２、ｆｓ／４、
ｆｓ／８、・・・ｆｓ／２nの周波数オフセット量が与
えられる。図４の回路の動作は図１の回路の動作から容
易に理解できるので、その説明を省略する。受信のＳ／
Ｎが良好な場合は第２の復元回路８を不動作状態にして
おくか、その出力が検出部９に入力しないように制御し
てもよい。
【００３２】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、受信
Ｓ／Ｎが低い場合でも、信号を検出することができて、
この検出信号により送受の基準周波数のずれを修正し
て、受信周波数及びクロックタイミングを迅速に同期す
ることが可能となる。ＳＣＨ（Synchronization Channe
l ）信号を受信するＴＤＭ方式の各種端末等に本発明を
適用することができる。
Ｓ／Ｎが低い場合でも、信号を検出することができて、
この検出信号により送受の基準周波数のずれを修正し
て、受信周波数及びクロックタイミングを迅速に同期す
ることが可能となる。ＳＣＨ（Synchronization Channe
l ）信号を受信するＴＤＭ方式の各種端末等に本発明を
適用することができる。
【図１】本発明の基本実施形態を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】図１の検出部の構成例を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】図１の複素ＦＦＴ演算器の出力を示す波形図で
ある。
ある。
【図４】本発明の他の実施形態を示すブロック図であ
る。
る。
【図５】図２の電力検出回路の出力例を示す波形図であ
る。
る。
１ チャープ信号ｓ（ｔ） ２ 周波数オフセット信号源 ４ 受信部 ５ 周波数オフセット信号源 ６ 復元用チャープ信号源 ７ 第１の復元回路 ８ 第２の復元回路 ９ 検出部 １０ 複素ＦＦＴ演算器 １１ 電力検出回路 １２ 比較器
Claims (6)
- 【請求項１】 予め定められた形式のスペクトル拡散を
伴って信号が送信される送信チャープ（chirp ）信号を
受信する受信部、この受信部の出力から前記送信チャー
プ信号の周波数誤差（Δｆ）とそのタイミング（Δｔ）
とを検出するする検出部、この検出部の出力に従って前
記受信部の受信周波数誤差（Δｆ）とそのタイミング
（Δｔ）とを前記送信チャープ信号の周波数誤差（Δ
ｆ）とそのタイミング（Δｔ）とに同期する手段を有す
るチャープ信号による受信同期装置において、 前記送信チャープ信号を周波数変換した中間周波数チャ
ープ信号に対しスペクトル拡散を復元する第１の復元回
路、 前記中間周波数チャープ信号に対し所定の周波数オフセ
ットを施した後スペクトル拡散を復元する第２の復元回
路、 前記第１の復元回路の出力の電力周波数スペクトルと前
記第２の復元回路の出力の電力周波数スペクトルとのう
ち、最大値を有する周波数を検出する検出部、 を備えたことを特徴とするチャープ信号による受信同期
装置。 - 【請求項２】 請求項１記載のチャープ信号による受信
同期装置において、 前記検出部は、前記第１の復元回路の出力と前記第２の
復元回路の出力とを周波数分析して周波数ドメインの信
号に変換する複素ＦＦＴ（Fast FourierTransform ）演
算器、 この複素ＦＦＴ演算器の出力の各周波数成分の電力を検
出する電力検出回路、 この電力検出回路の出力から最大値の電力に対応する周
波数を検出する比較器、 を備えたことを特徴とするチャープ信号による受信同期
装置。 - 【請求項３】 請求項２記載のチャープ信号による受信
同期装置において、 前記中間周波数チャープ信号はディジタル信号で表示さ
れ、この中間周波数チャープ信号に対し前記所定の周波
数オフセットを施す処理、この中間周波数チャープ信号
の周波数拡散を復元する処理、前記複素ＦＦＴ演算器、
前記電力検出回路、前記比較器は全てディジタル演算回
路により構成されることを特徴とするチャープ信号によ
る受信同期装置。 - 【請求項４】 請求項１記載のチャープ信号による受信
同期装置において、 前記第２の復元回路はそれぞれ異なるオフセット量の周
波数オフセットを施す複数の復元回路から構成されるこ
とを特徴とするチャープ信号による受信同期装置。 - 【請求項５】 請求項１記載のチャープ信号による受信
同期装置において、 前記送信チャープ信号を周波数変換して中間周波数チャ
ープ信号とするため、制御信号により周波数が制御可能
な局部発振器を備え、前記制御信号は前記検出部の出力
に関連して生成されることを特徴とするチャープ信号に
よる受信同期装置。 - 【請求項６】 請求項１記載のチャープ信号による受信
同期装置において、 前記第２の復元回路を不動作状態にする制御手段を備え
たことを特徴とするチャープ信号による受信同期装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10129699A JP2933080B1 (ja) | 1998-04-24 | 1998-04-24 | チャープ信号による受信同期装置 |
| US09/295,395 US6498822B1 (en) | 1998-04-24 | 1999-04-21 | Frequency and timing synchronization circuit making use of a chirp signal |
| EP19990250131 EP0952713A3 (en) | 1998-04-24 | 1999-04-23 | A frequency and timing synchronization circuit making use of a chirp signal |
| AU23987/99A AU745903B2 (en) | 1998-04-24 | 1999-04-23 | A frequency and timing synchronization circuit making use of a chirp signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10129699A JP2933080B1 (ja) | 1998-04-24 | 1998-04-24 | チャープ信号による受信同期装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2933080B1 JP2933080B1 (ja) | 1999-08-09 |
| JPH11313009A true JPH11313009A (ja) | 1999-11-09 |
Family
ID=15016020
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10129699A Expired - Lifetime JP2933080B1 (ja) | 1998-04-24 | 1998-04-24 | チャープ信号による受信同期装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6498822B1 (ja) |
| EP (1) | EP0952713A3 (ja) |
| JP (1) | JP2933080B1 (ja) |
| AU (1) | AU745903B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002199035A (ja) * | 2000-12-04 | 2002-07-12 | Motorola Inc | 周波数誤差を補償する受信機および方法 |
| JP2012531869A (ja) * | 2009-07-02 | 2012-12-10 | ナノスケール・ラボ | 通信システム |
| JP2015162873A (ja) * | 2014-02-28 | 2015-09-07 | 日本電気株式会社 | 信号変換装置及びシンボルタイミング検出方法 |
| WO2022102042A1 (ja) * | 2020-11-12 | 2022-05-19 | 三菱電機株式会社 | 送信装置、受信装置、スペクトル拡散通信システム、制御回路、記憶媒体、送信方法および受信方法 |
Families Citing this family (37)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3486576B2 (ja) * | 1999-05-18 | 2004-01-13 | シャープ株式会社 | Ｏｆｄｍ受信装置及びその周波数オフセット補償方法 |
| EP1089512A1 (en) * | 1999-09-30 | 2001-04-04 | Sony International (Europe) GmbH | Telecommunication device with analog fourier transformation unit |
| US6614864B1 (en) * | 1999-10-12 | 2003-09-02 | Itran Communications Ltd. | Apparatus for and method of adaptive synchronization in a spread spectrum communications receiver |
| JP3743629B2 (ja) * | 1999-11-12 | 2006-02-08 | 三菱電機株式会社 | 正確にバーストの位置を特定できかつ再生搬送波の周波数誤差の小さな無線通信端末 |
| US7110432B2 (en) * | 2002-01-14 | 2006-09-19 | Texas Instruments Incorporated | Orthogonal chirp modulation in multipath environments |
| US20040004951A1 (en) * | 2002-07-05 | 2004-01-08 | Interdigital Technology Corporation | Method for performing wireless switching |
| TWI222279B (en) * | 2002-11-20 | 2004-10-11 | Realtek Semiconductor Corp | Estimation/compensation method and device for in-phase/quadrature-phase unbalance |
| US7174494B2 (en) * | 2003-07-01 | 2007-02-06 | Thomson Licensing | Method and system for coded null packet-aided synchronization |
| US7480234B1 (en) * | 2003-10-31 | 2009-01-20 | Cisco Technology, Inc. | Initial timing estimation in a wireless network receiver |
| US7263335B2 (en) | 2004-07-19 | 2007-08-28 | Purewave Networks, Inc. | Multi-connection, non-simultaneous frequency diversity in radio communication systems |
| US7460839B2 (en) | 2004-07-19 | 2008-12-02 | Purewave Networks, Inc. | Non-simultaneous frequency diversity in radio communication systems |
| CN1801796B (zh) * | 2004-12-31 | 2010-06-23 | 联发科技股份有限公司 | 频率同步装置及其方法 |
| KR100643150B1 (ko) * | 2005-01-05 | 2006-11-10 | 오소트론 주식회사 | 첩 신호의 반복 시간 간격 차이를 이용한 차분적 직교변조 방법 및 장치 |
| KR100702202B1 (ko) * | 2005-02-23 | 2007-04-03 | 오소트론 주식회사 | 첩 신호를 이용하여 송수신기 간의 전자파 다중 경로특성에 대한 채널 추정 방법 및 장치 |
| EP1851867B1 (en) * | 2005-02-23 | 2017-03-22 | Orthotron Co., Ltd. | Method and apparatus for channel estimation to electro-magnetic wave multi path between sender and receiver by using chirp signal |
| JP4815917B2 (ja) * | 2005-07-21 | 2011-11-16 | 日本電気株式会社 | トラフィック検出装置、通信品質監視装置、方法、及び、プログラム |
| KR101306696B1 (ko) * | 2005-11-10 | 2013-09-10 | 엘지전자 주식회사 | 다수의 반송파를 이용하여 데이터를 전송하는 장치 및 방법 |
| KR101597375B1 (ko) | 2007-12-21 | 2016-02-24 | 디티에스 엘엘씨 | 오디오 신호의 인지된 음량을 조절하기 위한 시스템 |
| CN101304260B (zh) * | 2008-07-03 | 2011-04-27 | 电子科技大学 | 一种用于chirp扩频通信系统的同步方法及元件 |
| US8538042B2 (en) | 2009-08-11 | 2013-09-17 | Dts Llc | System for increasing perceived loudness of speakers |
| GB2490140B (en) | 2011-04-19 | 2018-01-31 | Qualcomm Technologies Int Ltd | Chirp communications |
| KR101333824B1 (ko) * | 2012-03-05 | 2013-11-29 | (주)에프씨아이 | 오에프디엠 수신기에서 대략적 주파수 동기 방법 |
| US9312829B2 (en) | 2012-04-12 | 2016-04-12 | Dts Llc | System for adjusting loudness of audio signals in real time |
| EP2763321B1 (en) | 2013-02-05 | 2020-04-08 | Semtech Corporation | Low power long range transmitter |
| CN103905367B (zh) * | 2014-04-10 | 2018-04-17 | 厦门大学 | 一种全频谱载波调制系统中提高频谱利用率的方法 |
| CN103888405A (zh) * | 2014-04-10 | 2014-06-25 | 厦门大学 | 一种全频谱载波调制方法 |
| EP2975814B1 (en) | 2014-07-18 | 2020-09-02 | Semtech Corporation | Chirp Signal Processor |
| EP3002896B1 (en) | 2014-09-30 | 2018-05-30 | Semtech Corporation | Synchronization apparatus and method |
| EP3002884B1 (en) | 2014-09-30 | 2018-04-18 | Semtech Corporation | Wireless communication method |
| NL2017027B1 (nl) | 2015-06-24 | 2018-12-07 | Volkerrail Nederland Bv | Monitoren met een LPWAN datalogger. |
| EP3264622B1 (en) | 2016-07-01 | 2019-03-27 | Semtech Corporation | Low complexity, low power and long range radio receiver |
| US11310085B2 (en) | 2019-12-11 | 2022-04-19 | Semtech Corporation | LoRa advanced receiver |
| EP3917021B1 (en) | 2020-05-25 | 2023-07-26 | Semtech Corporation | Transmitter, receiver, and method for chirp-modulated radio signals |
| US11283586B1 (en) | 2020-09-05 | 2022-03-22 | Francis Tiong | Method to estimate and compensate for clock rate difference in acoustic sensors |
| EP4012933A1 (en) | 2020-12-10 | 2022-06-15 | Semtech Corporation | Lora advanced receiver |
| CN113381959A (zh) * | 2021-06-10 | 2021-09-10 | 恒盟海外科技有限公司 | 一种用于时频估计的伪随机相位序列及时频估计方法 |
| CN114337982B (zh) * | 2022-03-16 | 2022-07-15 | 深圳市华普微电子有限公司 | 一种啁啾导频信号的产生及时频估计方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4127501A1 (de) * | 1990-09-07 | 1992-03-12 | Telefunken Systemtechnik | Verfahren zur erkennung der frequenzablage bei digitalen nachrichtenuebertragungen |
| SE504787C2 (sv) | 1994-12-14 | 1997-04-28 | Hd Divine Ab | Metod vid OFDM-mottagning för korrigering av frekvens, tidsfönster, samplingsklocka och långsamma fasvariationer |
| JP3079950B2 (ja) | 1995-06-20 | 2000-08-21 | 松下電器産業株式会社 | 直交周波数分割多重変調信号の受信装置及び伝送方法 |
| JP3193613B2 (ja) | 1996-01-12 | 2001-07-30 | 株式会社日立国際電気 | 相関ピーク検出型周波数誤差検出回路 |
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Cited By (5)
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|---|---|---|---|---|
| JP2002199035A (ja) * | 2000-12-04 | 2002-07-12 | Motorola Inc | 周波数誤差を補償する受信機および方法 |
| JP2012531869A (ja) * | 2009-07-02 | 2012-12-10 | ナノスケール・ラボ | 通信システム |
| JP2015162873A (ja) * | 2014-02-28 | 2015-09-07 | 日本電気株式会社 | 信号変換装置及びシンボルタイミング検出方法 |
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