JPH11299224A - スイッチングレギュレータコントロール回路 - Google Patents
スイッチングレギュレータコントロール回路Info
- Publication number
- JPH11299224A JPH11299224A JP11134898A JP11134898A JPH11299224A JP H11299224 A JPH11299224 A JP H11299224A JP 11134898 A JP11134898 A JP 11134898A JP 11134898 A JP11134898 A JP 11134898A JP H11299224 A JPH11299224 A JP H11299224A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- triangular wave
- current
- charging
- comparator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 レギュレータの効率を上げることができるよ
うにする。 【解決手段】 三角波を発生する三角波発生回路１の出
力、及び充放電回路７の出力は、コンパレータ２の一方
の端子に入力され、コンパレータ２は、三角波発生回路
１及び充放電回路７からの入力から、他方の端子の入力
電圧の変動をパルス幅変調波に変換し、充放電回路７に
供給する。充放電回路７は、コンパレータ２の出力に同
期して、三角波発生回路１の出力である充放電電流を部
分的に増減させる。
うにする。 【解決手段】 三角波を発生する三角波発生回路１の出
力、及び充放電回路７の出力は、コンパレータ２の一方
の端子に入力され、コンパレータ２は、三角波発生回路
１及び充放電回路７からの入力から、他方の端子の入力
電圧の変動をパルス幅変調波に変換し、充放電回路７に
供給する。充放電回路７は、コンパレータ２の出力に同
期して、三角波発生回路１の出力である充放電電流を部
分的に増減させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチングレギ
ュレータコントロール回路に関し、特に、ＰＷＭ（パル
ス幅変調）型のスイッチングレギュレータコントロール
回路に関する。
ュレータコントロール回路に関し、特に、ＰＷＭ（パル
ス幅変調）型のスイッチングレギュレータコントロール
回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６は、従来の一般的なＰＷＭ型スイッ
チングレギュレータ回路の一例の構成を示している。Ｐ
ＷＭ型スイッチングレギュレータ回路は、三角波発生回
路１、コンパレータ２、誤差増幅器３、パワートランジ
スタ４、出力回路５、及び出力端子６より構成される。
三角波発生回路１、コンパレータ２、誤差増幅器３、及
びパワートランジスタ４は、コントロール回路を構成し
ている。
チングレギュレータ回路の一例の構成を示している。Ｐ
ＷＭ型スイッチングレギュレータ回路は、三角波発生回
路１、コンパレータ２、誤差増幅器３、パワートランジ
スタ４、出力回路５、及び出力端子６より構成される。
三角波発生回路１、コンパレータ２、誤差増幅器３、及
びパワートランジスタ４は、コントロール回路を構成し
ている。
【０００３】ＰＷＭ型スイッチングレギュレータ回路の
出力端子６の電圧変動は、誤差増幅器３の反転入力端子
に入力され、増幅された後、コンパレータ２の非反転入
力端子へ伝達される。コンパレータ２の反転入力端子
は、三角波発生回路１の出力端子と接続しており、コン
パレータ２は、出力端子６の電圧変動をパルス幅変調波
へ変換する。このパルス幅変調波は、パワートランジス
タ４に供給され、増幅された後、スイッチング回路と平
滑回路からなる出力回路５を通り、出力端子６へ伝達さ
れる。
出力端子６の電圧変動は、誤差増幅器３の反転入力端子
に入力され、増幅された後、コンパレータ２の非反転入
力端子へ伝達される。コンパレータ２の反転入力端子
は、三角波発生回路１の出力端子と接続しており、コン
パレータ２は、出力端子６の電圧変動をパルス幅変調波
へ変換する。このパルス幅変調波は、パワートランジス
タ４に供給され、増幅された後、スイッチング回路と平
滑回路からなる出力回路５を通り、出力端子６へ伝達さ
れる。
【０００４】以上のように、三角波発生回路１、誤差増
幅器３、コンパレータ２、パワートランジスタ４、及び
出力回路５により形成されるＰＷＭクロスドループ回路
は、出力端子６の電圧を一定に保つレギュレータとして
動作する。
幅器３、コンパレータ２、パワートランジスタ４、及び
出力回路５により形成されるＰＷＭクロスドループ回路
は、出力端子６の電圧を一定に保つレギュレータとして
動作する。
【０００５】次に、図６の三角波発生回路１の第一の例
について、図７を参照して説明する。同図に示すよう
に、三角波発生回路１を構成するスイッチ制御回路１４
は、スイッチ１３を制御するようになされている。即
ち、三角波発生回路１の出力端子１５の電位がＶｒｈ以
上になったとき、スイッチ１３を閉じてその状態を保持
させ、逆に、出力端子１５の電位がＶｒｌ以下になった
とき、スイッチ１３を開いてその状態を保持させるよう
に動作する。これにより、値Ｉ１の電流を流す定電流源
１１と、値Ｉ１の２倍の大きさの電流を流す定電流源１
２の出力を制御する。
について、図７を参照して説明する。同図に示すよう
に、三角波発生回路１を構成するスイッチ制御回路１４
は、スイッチ１３を制御するようになされている。即
ち、三角波発生回路１の出力端子１５の電位がＶｒｈ以
上になったとき、スイッチ１３を閉じてその状態を保持
させ、逆に、出力端子１５の電位がＶｒｌ以下になった
とき、スイッチ１３を開いてその状態を保持させるよう
に動作する。これにより、値Ｉ１の電流を流す定電流源
１１と、値Ｉ１の２倍の大きさの電流を流す定電流源１
２の出力を制御する。
【０００６】上記動作により、充放電コンデンサー１６
は、充電時、その電位がＶｒｈ以上になるまでの間、電
流源１１の電流Ｉ１で充電され、逆に、放電時には、そ
の電位がＶｒｌ以下になるまでの間、電流源１１と電流
源１２の差分である値Ｉ１の電流で放電される。従っ
て、最高電位がＶｒｈ、最低電位がＶｒｌの振幅を持つ
三角波が出力端子１５を介して出力される。図８は、図
７の三角波発生回路１の充放電出力波形を示している。
は、充電時、その電位がＶｒｈ以上になるまでの間、電
流源１１の電流Ｉ１で充電され、逆に、放電時には、そ
の電位がＶｒｌ以下になるまでの間、電流源１１と電流
源１２の差分である値Ｉ１の電流で放電される。従っ
て、最高電位がＶｒｈ、最低電位がＶｒｌの振幅を持つ
三角波が出力端子１５を介して出力される。図８は、図
７の三角波発生回路１の充放電出力波形を示している。
【０００７】次に、「実開昭６１−６５８８３」におい
て開示されている三角波発生回路について、従来技術の
第二の例として、図９を参照して説明する。
て開示されている三角波発生回路について、従来技術の
第二の例として、図９を参照して説明する。
【０００８】図９に示した第二の例は、図７に示した第
一の例に対して、コンパレータ１９と、値Ｖｒｍの電位
を持つ基準電圧源２０と、スイッチ１７，１８と、電流
を流す定電流源２１と、２倍のＩ３の電流を流す定電流
源２２が新たに設けられている。値Ｖｒｍの電位を、三
角波の最大値Ｖｒｈと最小値Ｖｒｌの間の電位にし、電
流値Ｉ３を電流値Ｉ１より小さくする。そして、出力端
子１５の電位が値Ｖｒｍ以上のときのみ、コンパレータ
１９からの信号を受けて、スイッチ１７と１８が回路を
閉じる設定にしておく。これにより、値Ｖｒｍと値Ｖｒ
ｈの間の三角波の充放電電流値を、電流値Ｉ１から電流
値（Ｉ１−Ｉ３）に小さくし、その間の傾斜をゆるめる
ことができる。図１０は、図９に示した三角波発生回路
１の第二の例の充放電出力波形を示している。
一の例に対して、コンパレータ１９と、値Ｖｒｍの電位
を持つ基準電圧源２０と、スイッチ１７，１８と、電流
を流す定電流源２１と、２倍のＩ３の電流を流す定電流
源２２が新たに設けられている。値Ｖｒｍの電位を、三
角波の最大値Ｖｒｈと最小値Ｖｒｌの間の電位にし、電
流値Ｉ３を電流値Ｉ１より小さくする。そして、出力端
子１５の電位が値Ｖｒｍ以上のときのみ、コンパレータ
１９からの信号を受けて、スイッチ１７と１８が回路を
閉じる設定にしておく。これにより、値Ｖｒｍと値Ｖｒ
ｈの間の三角波の充放電電流値を、電流値Ｉ１から電流
値（Ｉ１−Ｉ３）に小さくし、その間の傾斜をゆるめる
ことができる。図１０は、図９に示した三角波発生回路
１の第二の例の充放電出力波形を示している。
【０００９】なお、値Ｖｒｍと値Ｖｒｈの所望の間の三
角波の傾斜を変えることの目的については、「実開昭６
１−６５８８３」を参照されたい。
角波の傾斜を変えることの目的については、「実開昭６
１−６５８８３」を参照されたい。
【００１０】次に、図６に示したスイッチングレギュレ
ータ回路の小型化、及び低コスト化への要求を満たすた
め、三角波発生回路１、誤差増幅器３、コンパレータ
２、パワートランジスタ４の各部分を、コントロール回
路としてＩＣ化した第一の例を図１１に示す。
ータ回路の小型化、及び低コスト化への要求を満たすた
め、三角波発生回路１、誤差増幅器３、コンパレータ
２、パワートランジスタ４の各部分を、コントロール回
路としてＩＣ化した第一の例を図１１に示す。
【００１１】図１１に示した第一の例は、昇圧・降圧用
のスイッチングレギュレータを構成している。即ち、誤
差増幅器３は、ＩＣの端子削減の目的で非反転入力端子
が、内蔵する基準電圧源３６と接続され、反転入力端子
と接続している出力端子６と内蔵する基準電圧源３６と
の誤差を検出し、増幅した後、コンパレータ２の反転入
力端子へ伝達している。パワートランジスタ４は、サイ
ズの大きいＭＯＳトランジスタで構成したため、パワー
トランジスタ４の駆動用のため、インバータ回路３１，
３２が、コンパレータ２とパワートランジスタ４の間に
適正なサイズで作られ、挿入されている。また、充放電
コンデンサ１６は外付けされている。
のスイッチングレギュレータを構成している。即ち、誤
差増幅器３は、ＩＣの端子削減の目的で非反転入力端子
が、内蔵する基準電圧源３６と接続され、反転入力端子
と接続している出力端子６と内蔵する基準電圧源３６と
の誤差を検出し、増幅した後、コンパレータ２の反転入
力端子へ伝達している。パワートランジスタ４は、サイ
ズの大きいＭＯＳトランジスタで構成したため、パワー
トランジスタ４の駆動用のため、インバータ回路３１，
３２が、コンパレータ２とパワートランジスタ４の間に
適正なサイズで作られ、挿入されている。また、充放電
コンデンサ１６は外付けされている。
【００１２】図１２に、図１１に示したコントロール回
路をＩＣ化した第一の例の各部の波形を示す。
路をＩＣ化した第一の例の各部の波形を示す。
【００１３】コントロール回路をＩＣ化した第一の例に
対し、更に小型化と低コスト化を追求し、充放電コンデ
ンサ１６をＩＣに内蔵した第二の例を図１３に示す。こ
の第二の例では、充放電コンデンサ１６を内蔵し、パワ
ートランジスタ４や充放電コンデンサ１６等のＧＮＤ端
子を共通にして、ＩＣの端子数を減らしている。
対し、更に小型化と低コスト化を追求し、充放電コンデ
ンサ１６をＩＣに内蔵した第二の例を図１３に示す。こ
の第二の例では、充放電コンデンサ１６を内蔵し、パワ
ートランジスタ４や充放電コンデンサ１６等のＧＮＤ端
子を共通にして、ＩＣの端子数を減らしている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】ところが、パワートラ
ンジスタ４の出力電流が、コントロールＩＣ内部の金線
やＧＮＤ配線で発生した寄生インピーダンス３４と、Ｉ
Ｃ外部のＧＮＤラインで発生した寄生インピーダンス３
５に流れるため、パワートランジスタ４の出力に同期し
たパルス状のノイズが、コントロールＩＣのＧＮＤの配
線に発生してしまう。
ンジスタ４の出力電流が、コントロールＩＣ内部の金線
やＧＮＤ配線で発生した寄生インピーダンス３４と、Ｉ
Ｃ外部のＧＮＤラインで発生した寄生インピーダンス３
５に流れるため、パワートランジスタ４の出力に同期し
たパルス状のノイズが、コントロールＩＣのＧＮＤの配
線に発生してしまう。
【００１５】この寄生インピーダンス３４，３５に発生
したパルス状のＧＮＤノイズは、充放電コンデンサ１６
を通してその微分量が三角波に重畳され、コンパレータ
２とパワートランジスタ４の出力にヒゲを発生させる。
このヒゲは、不要なスイッチングによる貫通電流増の原
因となり、スイッチングレギュレータ回路の効率を低下
させてしまう。図１４に、図１３に示したコントロール
回路をＩＣ化した第二の例の三角波とパワートランジス
タ４の出力波形を示す。
したパルス状のＧＮＤノイズは、充放電コンデンサ１６
を通してその微分量が三角波に重畳され、コンパレータ
２とパワートランジスタ４の出力にヒゲを発生させる。
このヒゲは、不要なスイッチングによる貫通電流増の原
因となり、スイッチングレギュレータ回路の効率を低下
させてしまう。図１４に、図１３に示したコントロール
回路をＩＣ化した第二の例の三角波とパワートランジス
タ４の出力波形を示す。
【００１６】この三角波に発生するノイズのレベルは周
波数に比例する。その理由は、三角波発生回路１の出力
波形は、定電流源１１や１２等の充放電電流と、ＩＣの
ＧＮＤ配線で発生したパルス状のノイズの微分量で決定
されるので、充放電電流が大きい、高い周波数のとき
は、充放電電流がパルス状のノイズに対して支配的にな
り、逆に、充放電電流が小さい、低い周波数のときは、
パルス状のノイズが充放電電流に対して支配的になるた
めである。
波数に比例する。その理由は、三角波発生回路１の出力
波形は、定電流源１１や１２等の充放電電流と、ＩＣの
ＧＮＤ配線で発生したパルス状のノイズの微分量で決定
されるので、充放電電流が大きい、高い周波数のとき
は、充放電電流がパルス状のノイズに対して支配的にな
り、逆に、充放電電流が小さい、低い周波数のときは、
パルス状のノイズが充放電電流に対して支配的になるた
めである。
【００１７】従って、定電流源１１，１２の電流値を小
さくする調整を行い、周波数を低く（例えば２０ＫＨＺ
以下に）したとき、ＧＮＤノイズからの影響を受けやす
くなり、大きなノイズが三角波に乗る。逆に、定電流源
１１，１２の電流値を大きくする調整を行い、周波数を
高く（例えば１００ＫＨＺ以上に）したとき、ＧＮＤノ
イズからの影響を受けず、三角波にはほとんどノイズが
見えない。
さくする調整を行い、周波数を低く（例えば２０ＫＨＺ
以下に）したとき、ＧＮＤノイズからの影響を受けやす
くなり、大きなノイズが三角波に乗る。逆に、定電流源
１１，１２の電流値を大きくする調整を行い、周波数を
高く（例えば１００ＫＨＺ以上に）したとき、ＧＮＤノ
イズからの影響を受けず、三角波にはほとんどノイズが
見えない。
【００１８】このことは、周波数を下げて効率を上げる
ように設定している機器にとっては致命的な欠点とな
る。一般に、スイッチングレギュレータ回路はその動作
周波数を下げると、単位時間内に回路内で起こる貫通電
流などの浪費電流が発生する回数が減るため、効率が上
がる。
ように設定している機器にとっては致命的な欠点とな
る。一般に、スイッチングレギュレータ回路はその動作
周波数を下げると、単位時間内に回路内で起こる貫通電
流などの浪費電流が発生する回数が減るため、効率が上
がる。
【００１９】その特性を利用して、携帯機器等の電池に
より駆動されるスイッチングレギュレータ回路は、消費
電力を下げる目的で、出力電流等の少ないときには、三
角波の周波数を一時的に１０ＫＨＺ程度にまで下げ、消
費電力を下げるような設定がなされているものが多い。
このような設定を必要とする機器に対しては、上記充放
電コンデンサ１６をＩＣに内蔵化し、外付け部品と端子
数を減らした第二の例を使用することができない。
より駆動されるスイッチングレギュレータ回路は、消費
電力を下げる目的で、出力電流等の少ないときには、三
角波の周波数を一時的に１０ＫＨＺ程度にまで下げ、消
費電力を下げるような設定がなされているものが多い。
このような設定を必要とする機器に対しては、上記充放
電コンデンサ１６をＩＣに内蔵化し、外付け部品と端子
数を減らした第二の例を使用することができない。
【００２０】さらに付け加えて、「実開昭６１−６５８
８３」において開示されている三角波発生回路の第二の
例を、図１３のコントロール回路をＩＣ化した第二の例
の三角波発生回路１に使用した場合の例について、これ
を第三の例として、図１５を参照して説明する。
８３」において開示されている三角波発生回路の第二の
例を、図１３のコントロール回路をＩＣ化した第二の例
の三角波発生回路１に使用した場合の例について、これ
を第三の例として、図１５を参照して説明する。
【００２１】図１５に示した第三の例においては、コン
トロール回路をＩＣ化した第二の例（図３）に対して、
三角波の立ち下がり時、部分的に放電電流が大きくなる
ため、三角波に重畳するノイズが小さくなるが、逆に立
ち上がり時には部分的に充電電流が小さくなるため、三
角波に重畳するノイズがかえって大きくなる。そのた
め、第三の例では、三角波に重畳されるノイズがかえっ
て大きくなり、そのノイズが出るタイミングで、パワー
トランジスタ４の出力にヒゲが発生し、効率を低下させ
てしまう課題があった。図１５に示したコントロール回
路をＩＣ化した第三の例の各部の波形を図１６に示す。
トロール回路をＩＣ化した第二の例（図３）に対して、
三角波の立ち下がり時、部分的に放電電流が大きくなる
ため、三角波に重畳するノイズが小さくなるが、逆に立
ち上がり時には部分的に充電電流が小さくなるため、三
角波に重畳するノイズがかえって大きくなる。そのた
め、第三の例では、三角波に重畳されるノイズがかえっ
て大きくなり、そのノイズが出るタイミングで、パワー
トランジスタ４の出力にヒゲが発生し、効率を低下させ
てしまう課題があった。図１５に示したコントロール回
路をＩＣ化した第三の例の各部の波形を図１６に示す。
【００２２】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、小型化と低コスト化のため、三角波発生回
路の充放電コンデンサー１６をコントロールＩＣに内蔵
しても、低周波動作時にパワートランジスタ４の出力に
ヒゲが発生することがないようにし、レギュレータの効
率を悪化させないスイッチングレギュレータコントロー
ル回路を提供することができるようにするものである。
ものであり、小型化と低コスト化のため、三角波発生回
路の充放電コンデンサー１６をコントロールＩＣに内蔵
しても、低周波動作時にパワートランジスタ４の出力に
ヒゲが発生することがないようにし、レギュレータの効
率を悪化させないスイッチングレギュレータコントロー
ル回路を提供することができるようにするものである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載のスイッ
チングレギュレータコントロール回路は、三角波を発生
する三角波発生手段と、三角波発生手段の出力を一方の
入力とするコンパレータと、コンパレータの出力を制御
信号とし、充放電を行う充放電手段と、充放電手段の出
力が、三角波発生手段の出力とともに、コンパレータの
入力とされ、充放電手段の出力電流の増減により、三角
波発生手段の出力波形の傾きが調整されることを特徴と
する。また、充放電手段は、コンパレータの出力に同期
して、三角波発生手段の出力電流を部分的に増減するよ
うにすることができる。また、充放電手段は、ノイズが
三角波に重畳する期間の充放電電流を増やし、ノイズの
重畳しない期間の充放電電流を減らすようにすることが
できる。また、充放電手段は、第１の大きさの電流を流
す第１の電流源と、第１の大きさの２倍の第２の大きさ
の電流を流す第２の電流源と、第１の電流源の電流流出
側と、第２の電流源の電流流入側とを切り替えて、コン
パレータに接続する切り替えスイッチにより構成される
ようにすることができる。また、充放電手段を構成する
スイッチは、Ｎ型のＭＯＳトランジスタにより構成され
るようにすることができる。また、コンパレータは、パ
ルス幅変調波を出力するようにすることができる。本発
明に係るスイッチングレギュレータコントロール回路に
おいては、三角波発生手段が、三角波を発生し、コンパ
レータは、三角波発生手段の出力を一方の入力とし、充
放電手段は、コンパレータの出力を制御信号とし、充放
電を行い、充放電手段の出力が、三角波発生手段の出力
とともに、コンパレータの入力とされ、充放電手段の出
力電流の増減により、三角波発生手段の出力波形の傾き
が調整される。
チングレギュレータコントロール回路は、三角波を発生
する三角波発生手段と、三角波発生手段の出力を一方の
入力とするコンパレータと、コンパレータの出力を制御
信号とし、充放電を行う充放電手段と、充放電手段の出
力が、三角波発生手段の出力とともに、コンパレータの
入力とされ、充放電手段の出力電流の増減により、三角
波発生手段の出力波形の傾きが調整されることを特徴と
する。また、充放電手段は、コンパレータの出力に同期
して、三角波発生手段の出力電流を部分的に増減するよ
うにすることができる。また、充放電手段は、ノイズが
三角波に重畳する期間の充放電電流を増やし、ノイズの
重畳しない期間の充放電電流を減らすようにすることが
できる。また、充放電手段は、第１の大きさの電流を流
す第１の電流源と、第１の大きさの２倍の第２の大きさ
の電流を流す第２の電流源と、第１の電流源の電流流出
側と、第２の電流源の電流流入側とを切り替えて、コン
パレータに接続する切り替えスイッチにより構成される
ようにすることができる。また、充放電手段を構成する
スイッチは、Ｎ型のＭＯＳトランジスタにより構成され
るようにすることができる。また、コンパレータは、パ
ルス幅変調波を出力するようにすることができる。本発
明に係るスイッチングレギュレータコントロール回路に
おいては、三角波発生手段が、三角波を発生し、コンパ
レータは、三角波発生手段の出力を一方の入力とし、充
放電手段は、コンパレータの出力を制御信号とし、充放
電を行い、充放電手段の出力が、三角波発生手段の出力
とともに、コンパレータの入力とされ、充放電手段の出
力電流の増減により、三角波発生手段の出力波形の傾き
が調整される。
【００２４】
【発明の実施の形態】図１は、本発明のスイッチングレ
ギュレータコントロール回路の一実施の形態の構成例を
示す回路図である。図１に示すように、スイッチングレ
ギュレータコントロール回路は、三角波発生回路１と、
コンパレータ２と、充放電回路７より構成されている。
充放電回路７は、コンパレータ２の出力に同期して、三
角波発生回路１の出力である充放電電流を部分的に増減
するようになされている。即ち、ノイズが三角波に重畳
する期間の充放電電流を増やし、逆にノイズが重畳しな
い期間の充放電電流を減らすようにしている。
ギュレータコントロール回路の一実施の形態の構成例を
示す回路図である。図１に示すように、スイッチングレ
ギュレータコントロール回路は、三角波発生回路１と、
コンパレータ２と、充放電回路７より構成されている。
充放電回路７は、コンパレータ２の出力に同期して、三
角波発生回路１の出力である充放電電流を部分的に増減
するようになされている。即ち、ノイズが三角波に重畳
する期間の充放電電流を増やし、逆にノイズが重畳しな
い期間の充放電電流を減らすようにしている。
【００２５】図２は、充放電回路７の構成例を示してい
る。充放電回路７は、制御端子４５から供給される信号
に対応して開閉するスイッチ４３と、スイッチ４３によ
り制御され、値Ｉ２の電流を流す定電流源４１と、値Ｉ
２の２倍の大きさの電流を流す定電流源４２より構成さ
れる。従って、スイッチ４３が開いたとき、出力端子４
４から値Ｉ２の電流が出力され、逆に、スイッチ４３が
閉じたとき、出力端子４４から値Ｉ２の電流が引き込ま
れる。
る。充放電回路７は、制御端子４５から供給される信号
に対応して開閉するスイッチ４３と、スイッチ４３によ
り制御され、値Ｉ２の電流を流す定電流源４１と、値Ｉ
２の２倍の大きさの電流を流す定電流源４２より構成さ
れる。従って、スイッチ４３が開いたとき、出力端子４
４から値Ｉ２の電流が出力され、逆に、スイッチ４３が
閉じたとき、出力端子４４から値Ｉ２の電流が引き込ま
れる。
【００２６】図３は、図２に示した充放電回路７と、三
角波発生回路１と、コンパレータ２を組み合わせた回路
を示している。コンパレータ２の出力がハイレベルのと
きにスイッチ４３が閉じるように設定するとともに、三
角波発生回路１内の定電流源１１の電流値Ｉ１よりも、
充放電回路７の定電流源４１の電流値Ｉ２の方が小さく
なるように設定することにより、充放電コンデンサ１６
に対して、以下の４つの充放電状態の期間を作ることが
できる。
角波発生回路１と、コンパレータ２を組み合わせた回路
を示している。コンパレータ２の出力がハイレベルのと
きにスイッチ４３が閉じるように設定するとともに、三
角波発生回路１内の定電流源１１の電流値Ｉ１よりも、
充放電回路７の定電流源４１の電流値Ｉ２の方が小さく
なるように設定することにより、充放電コンデンサ１６
に対して、以下の４つの充放電状態の期間を作ることが
できる。
【００２７】 期間Ｔ１ ： 遅い充電期間（充電電
流I１−I２）。 スイッチ１３開く。 スイッチ４３閉
じる。 期間Ｔ２ ： 早い充電期間（充電電流I１＋I
２）。 スイッチ１３開く。 スイッチ４３開く。 期間Ｔ３ ： 遅い放電期間（放電電流I１−I
２）。 スイッチ１３閉じる。 スイッチ４３開く。 期間Ｔ４ ： 早い放電期間（放電電流I１＋I
２）。 スイッチ１３閉じる。 スイッチ４３閉じる。
流I１−I２）。 スイッチ１３開く。 スイッチ４３閉
じる。 期間Ｔ２ ： 早い充電期間（充電電流I１＋I
２）。 スイッチ１３開く。 スイッチ４３開く。 期間Ｔ３ ： 遅い放電期間（放電電流I１−I
２）。 スイッチ１３閉じる。 スイッチ４３開く。 期間Ｔ４ ： 早い放電期間（放電電流I１＋I
２）。 スイッチ１３閉じる。 スイッチ４３閉じる。
【００２８】すなわち、充電時（スイッチ１３は開いて
いる）において、まだ三角波発生回路１の充放電出力の
電位が、誤差増幅器３の出力よりも低い期間において
は、コンパレータ２の出力がハイレベルのため、スイッ
チ４３が閉じ、充放電コンデンサ１６には値（Ｉ１−Ｉ
２）の電流が流し込まれ、遅い充電期間となる（Ｔ
１）。
いる）において、まだ三角波発生回路１の充放電出力の
電位が、誤差増幅器３の出力よりも低い期間において
は、コンパレータ２の出力がハイレベルのため、スイッ
チ４３が閉じ、充放電コンデンサ１６には値（Ｉ１−Ｉ
２）の電流が流し込まれ、遅い充電期間となる（Ｔ
１）。
【００２９】三角波発生回路１の充放電出力電位が、誤
差増幅器３の出力電位よりも大きくなると、コンパレー
タ２の出力がローレベルに切り換わるため、スイッチ４
３が開き、充放電コンデンサ１６には値（Ｉ１＋Ｉ２）
の電流が流し込まれ、早い充電期間となる（Ｔ２）。
差増幅器３の出力電位よりも大きくなると、コンパレー
タ２の出力がローレベルに切り換わるため、スイッチ４
３が開き、充放電コンデンサ１６には値（Ｉ１＋Ｉ２）
の電流が流し込まれ、早い充電期間となる（Ｔ２）。
【００３０】放電時（スイッチ１３は閉じている）にお
いて、三角波発生回路１の充放電電位が誤差増幅器３の
出力電位よりも高い期間では、コンパレータ２の出力が
ローレベルのため、スイッチ４３が開き、充放電コンデ
ンサ１６から値（Ｉ１−Ｉ２）の電流が吸い出され、遅
い放電期間となる（Ｔ３）。
いて、三角波発生回路１の充放電電位が誤差増幅器３の
出力電位よりも高い期間では、コンパレータ２の出力が
ローレベルのため、スイッチ４３が開き、充放電コンデ
ンサ１６から値（Ｉ１−Ｉ２）の電流が吸い出され、遅
い放電期間となる（Ｔ３）。
【００３１】三角波発生回路１の充放電出力電位が誤差
増幅器３の出力電位よりも小さくなると、コンパレータ
２の出力がハイレベルに切り換わるため、スイッチ４３
が閉じ、充放電コンデンサ１６から値（Ｉ１＋Ｉ２）の
電流が吸い出され、早い放電期間となる（Ｔ４）。
増幅器３の出力電位よりも小さくなると、コンパレータ
２の出力がハイレベルに切り換わるため、スイッチ４３
が閉じ、充放電コンデンサ１６から値（Ｉ１＋Ｉ２）の
電流が吸い出され、早い放電期間となる（Ｔ４）。
【００３２】図４は、図３に示した回路の充放電波形を
示している。
示している。
【００３３】図５は、図２に示した充放電回路７を使用
したスイッチングレギュレータコントロール回路の構成
例を示している。同図において、スイッチ４３は、Ｎ型
のＭＯＳトランジスタで構成されており、ゲート端子が
充放電回路７の制御端子４５に接続され、ソース端子が
定電流源４２の電流吸い込み端子に接続され、ドレイン
端子が定電流源４１の電流流出端子及び出力端子４４に
接続されている。
したスイッチングレギュレータコントロール回路の構成
例を示している。同図において、スイッチ４３は、Ｎ型
のＭＯＳトランジスタで構成されており、ゲート端子が
充放電回路７の制御端子４５に接続され、ソース端子が
定電流源４２の電流吸い込み端子に接続され、ドレイン
端子が定電流源４１の電流流出端子及び出力端子４４に
接続されている。
【００３４】次に、その動作について説明する。図５に
示したように、スイッチ４３を、Ｎ型のＭＯＳトランジ
スタにて構成した充放電回路７は、コンパレータ２の出
力がハイレベルのとき、その出力端子４４より値Ｉ２の
電流を吸い込み、コンパレータ２の出力がローレベルの
とき、その出力端子４４より値Ｉ２の電流を吐き出す。
その結果、三角波発生回路１の充放電出力の波形は、図
４に示したような波形となる。
示したように、スイッチ４３を、Ｎ型のＭＯＳトランジ
スタにて構成した充放電回路７は、コンパレータ２の出
力がハイレベルのとき、その出力端子４４より値Ｉ２の
電流を吸い込み、コンパレータ２の出力がローレベルの
とき、その出力端子４４より値Ｉ２の電流を吐き出す。
その結果、三角波発生回路１の充放電出力の波形は、図
４に示したような波形となる。
【００３５】このように、充放電回路７の働きにより、
ノイズが三角波に重畳する期間の充放電電流を増やすこ
とにより、ＧＮＤノイズからの微分量をコンパレータ２
の検知できないレベルまで落とすことができ、パワート
ランジスタ４の出力におけるヒゲの発生を抑制すること
ができる。また、ノイズが出力に重畳しない期間の充放
電電流を減らすことにより、三角波発生回路１の出力の
周波数を変動させなくて済むようにすることができる。
ノイズが三角波に重畳する期間の充放電電流を増やすこ
とにより、ＧＮＤノイズからの微分量をコンパレータ２
の検知できないレベルまで落とすことができ、パワート
ランジスタ４の出力におけるヒゲの発生を抑制すること
ができる。また、ノイズが出力に重畳しない期間の充放
電電流を減らすことにより、三角波発生回路１の出力の
周波数を変動させなくて済むようにすることができる。
【００３６】以上説明したように、上記実施の形態にお
いては、ＩＣのＧＮＤノイズの微分量が三角波発生回路
１の出力に発生する期間（Ｔ２とＴ４）において、充放
電電流を増加させている。これにより、三角波発生回路
１の出力は、その期間（T２とT４）、充放電電流がＩＣ
のＧＮＤノイズの微分量よりも支配的となるため、ＧＮ
Ｄノイズの微分量が原因となる三角波発生回路１の出力
ノイズをなくすことができ、パワートランジスタ４の出
力にヒゲが発生しないようにすることができる。これに
より、回路の効率を下げることがないようにすることが
できる。
いては、ＩＣのＧＮＤノイズの微分量が三角波発生回路
１の出力に発生する期間（Ｔ２とＴ４）において、充放
電電流を増加させている。これにより、三角波発生回路
１の出力は、その期間（T２とT４）、充放電電流がＩＣ
のＧＮＤノイズの微分量よりも支配的となるため、ＧＮ
Ｄノイズの微分量が原因となる三角波発生回路１の出力
ノイズをなくすことができ、パワートランジスタ４の出
力にヒゲが発生しないようにすることができる。これに
より、回路の効率を下げることがないようにすることが
できる。
【００３７】さらに、期間Ｔ２とＴ４において充放電電
流を増やした分だけ、ＩＣのＧＮＤノイズの微分量が三
角波発生回路１の出力に発生しない期間（Ｔ１とＴ３）
において、充放電電流を減少させているので、設定した
周波数が変化しないようにすることができる。
流を増やした分だけ、ＩＣのＧＮＤノイズの微分量が三
角波発生回路１の出力に発生しない期間（Ｔ１とＴ３）
において、充放電電流を減少させているので、設定した
周波数が変化しないようにすることができる。
【００３８】
【発明の効果】本発明に係るスイッチングレギュレータ
コントロール回路によれば、三角波発生手段が、三角波
を発生し、コンパレータは、三角波発生手段の出力を一
方の入力とし、充放電手段は、コンパレータの出力を制
御信号とし、充放電を行い、充放電手段の出力が、三角
波発生手段の出力とともに、コンパレータの入力とさ
れ、充放電手段の出力電流の増減により、三角波発生手
段の出力波形の傾きが調整されるようにしたので、ＧＮ
Ｄノイズの微分量が原因となる三角波発生回路の出力ノ
イズをなくすことができ、パワートランジスタの出力に
ヒゲが発生しないようにすることができる。これによ
り、回路の効率を悪化させることがないようにすること
が可能となる。
コントロール回路によれば、三角波発生手段が、三角波
を発生し、コンパレータは、三角波発生手段の出力を一
方の入力とし、充放電手段は、コンパレータの出力を制
御信号とし、充放電を行い、充放電手段の出力が、三角
波発生手段の出力とともに、コンパレータの入力とさ
れ、充放電手段の出力電流の増減により、三角波発生手
段の出力波形の傾きが調整されるようにしたので、ＧＮ
Ｄノイズの微分量が原因となる三角波発生回路の出力ノ
イズをなくすことができ、パワートランジスタの出力に
ヒゲが発生しないようにすることができる。これによ
り、回路の効率を悪化させることがないようにすること
が可能となる。
【図１】本発明のスイッチングレギュレータコントロー
ル回路の一実施の形態の構成例を示す図である。
ル回路の一実施の形態の構成例を示す図である。
【図２】図１の充放電回路７の構成例を示す図である。
【図３】図１の充放電回路７と三角波発生回路１とコン
パレータ２を組み合わせた回路を示す図である。
パレータ２を組み合わせた回路を示す図である。
【図４】図３の充放電電圧波形を示す図である。
【図５】本発明のスイッチングレギュレータコントロー
ル回路の他の実施の形態の構成例を示す図である。
ル回路の他の実施の形態の構成例を示す図である。
【図６】従来のスイッチングレギュレータ回路を示す図
である。
である。
【図７】従来の三角波発生回路の第一の実施の形態の構
成例を示す図である。
成例を示す図である。
【図８】図７の三角波発生回路の充放電出力波形を示す
図である。
図である。
【図９】従来の三角波発生回路の第二の実施の形態の構
成例を示す図である。
成例を示す図である。
【図１０】図９の三角波発生回路の充放電出力波形を示
す図である。
す図である。
【図１１】従来のスイッチングレギュレータのコントロ
ール回路をＩＣ化した第一の例の構成を示す図である。
ール回路をＩＣ化した第一の例の構成を示す図である。
【図１２】図１１の各部の波形を示す図である。
【図１３】従来のスイッチングレギュレータのコントロ
ール回路をＩＣ化した第二の例の構成を示す図である。
ール回路をＩＣ化した第二の例の構成を示す図である。
【図１４】図１３の各部の波形を示す図である。
【図１５】従来のスイッチングレギュレータのコントロ
ール回路をＩＣ化した第三の例の構成を示す図である。
ール回路をＩＣ化した第三の例の構成を示す図である。
【図１６】図１５の各部の波形を示す図である。
１ 三角波発生回路 ２ コンパレータ ３ 誤差増幅器 ４ パワートランジスタ ５ 出力回路 ６ 出力端子 ７ 充放電回路 １１ 定電流源 １２ 定電流源 １３ スイッチ １４ スイッチ制御回路 １６ 充放電コンデンサ １７ スイッチ １８ スイッチ １９ コンパレータ ２０ 電圧源 ２１ 電流源 ２２ 電流源 ３４ 金線とＩＣ状のＧＮＤ配線によるインピーダンス ３５ 外部ＧＮＤ配線によるインピーダンス ３６ 基準電圧源 ４１ 定電流源 ４２ 定電流源 ４３ 充放電回路のスイッチ ４４ 充放電回路の出力端子 ４５ 充放電回路の制御端子
Claims (6)
- 【請求項１】 三角波を発生する三角波発生手段と、 前記三角波発生手段の出力を一方の入力とするコンパレ
ータと、 前記コンパレータの出力を制御信号とし、充放電を行う
充放電手段と、 前記充放電手段の出力が、前記三角波発生手段の出力と
ともに、前記コンパレータの入力とされ、 前記充放電手段の出力電流の増減により、前記三角波発
生手段の出力波形の傾きが調整されることを特徴とする
スイッチングレギュレータコントロール回路。 - 【請求項２】 前記充放電手段は、前記コンパレータの
出力に同期して、前記三角波発生手段の出力電流を部分
的に増減することを特徴とする請求項１に記載のスイッ
チングレギュレータコントロール回路。 - 【請求項３】 前記充放電手段は、ノイズが三角波に重
畳する期間の充放電電流を増やし、ノイズの重畳しない
期間の充放電電流を減らすことを特徴とするスイッチン
グレギュレータコントロール回路。 - 【請求項４】 前記充放電手段は、第１の大きさの電流
を流す第１の電流源と、前記第１の大きさの２倍の第２
の大きさの電流を流す第２の電流源と、前記第１の電流
源の電流流出側と、前記第２の電流源の電流流入側とを
切り替えて、前記コンパレータに接続する切り替えスイ
ッチにより構成されることを特徴とする請求項１に記載
のスイッチングレギュレータコントロール回路。 - 【請求項５】 前記充放電手段のスイッチは、Ｎ型のＭ
ＯＳトランジスタにより構成されることを特徴とする請
求項１に記載のスイッチングレギュレータコントロール
回路。 - 【請求項６】 前記コンパレータは、パルス幅変調波を
出力することを特徴とする請求項１に記載のスイッチン
グレギュレータコントロール回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11134898A JP2912346B1 (ja) | 1998-04-08 | 1998-04-08 | スイッチングレギュレータコントロール回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11134898A JP2912346B1 (ja) | 1998-04-08 | 1998-04-08 | スイッチングレギュレータコントロール回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2912346B1 JP2912346B1 (ja) | 1999-06-28 |
| JPH11299224A true JPH11299224A (ja) | 1999-10-29 |
Family
ID=14558926
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11134898A Expired - Lifetime JP2912346B1 (ja) | 1998-04-08 | 1998-04-08 | スイッチングレギュレータコントロール回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2912346B1 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7598718B2 (en) | 2002-11-12 | 2009-10-06 | O2Micro International Limited | Controller for DC to DC converter |
| JP2014099835A (ja) * | 2012-11-13 | 2014-05-29 | Samsung Electro-Mechanics Co Ltd | 三角波発生装置 |
| US9059632B2 (en) | 2008-03-24 | 2015-06-16 | O2Micro, Inc. | Controllers for DC to DC converters |
| US9178416B2 (en) | 2012-09-19 | 2015-11-03 | Cypress Semiconductor Corporation | Adjusting apparatus and adjustment method |
| JP2016086566A (ja) * | 2014-10-28 | 2016-05-19 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
| WO2023276665A1 (ja) * | 2021-07-01 | 2023-01-05 | ローム株式会社 | スイッチング電源装置、スイッチ制御装置、及び産業機器 |
-
1998
- 1998-04-08 JP JP11134898A patent/JP2912346B1/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7598718B2 (en) | 2002-11-12 | 2009-10-06 | O2Micro International Limited | Controller for DC to DC converter |
| US9059632B2 (en) | 2008-03-24 | 2015-06-16 | O2Micro, Inc. | Controllers for DC to DC converters |
| US9178416B2 (en) | 2012-09-19 | 2015-11-03 | Cypress Semiconductor Corporation | Adjusting apparatus and adjustment method |
| JP2014099835A (ja) * | 2012-11-13 | 2014-05-29 | Samsung Electro-Mechanics Co Ltd | 三角波発生装置 |
| JP2016086566A (ja) * | 2014-10-28 | 2016-05-19 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
| WO2023276665A1 (ja) * | 2021-07-01 | 2023-01-05 | ローム株式会社 | スイッチング電源装置、スイッチ制御装置、及び産業機器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2912346B1 (ja) | 1999-06-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US20070139109A1 (en) | Class d amplifier with start-up click noise elimination | |
| US7608946B2 (en) | Boosting circuit and integrated circuit having the same | |
| JP3284341B2 (ja) | 発振回路 | |
| KR0151839B1 (ko) | 전원 회로 | |
| WO2010106723A1 (en) | Semiconductor apparatus and method of controlling operation thereof | |
| JP4265894B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御回路及びｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| US20080203993A1 (en) | Dynamically scaling apparatus for a system on chip power voltage | |
| JP2004056983A (ja) | 電源回路 | |
| JP2004282714A (ja) | パルス幅変調増幅器 | |
| JP2912346B1 (ja) | スイッチングレギュレータコントロール回路 | |
| JP4328290B2 (ja) | 電源回路、半導体集積回路装置、電子機器及び電源回路の制御方法 | |
| JP2013207895A (ja) | 昇降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータおよび携帯機器 | |
| JP4357698B2 (ja) | リセット回路及び電源装置 | |
| US20020125922A1 (en) | Semiconductor integrated circuit device | |
| JP2002272091A (ja) | 倍電圧昇圧型ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JP4043835B2 (ja) | ポップ音防止回路 | |
| JP2004088820A (ja) | 電源回路 | |
| JP2005020922A (ja) | チャージポンプ回路 | |
| JP4166044B2 (ja) | ポップ音防止回路 | |
| JP3916449B2 (ja) | 増幅装置 | |
| JPH02137254A (ja) | 基板電位検知回路 | |
| JP2002258956A (ja) | 電圧制御回路 | |
| JP3391278B2 (ja) | スイッチングレギュレータコントロール回路 | |
| JP3284340B2 (ja) | 発振回路 | |
| KR101287854B1 (ko) | 전압 생성 회로 |