JPH11275891A - スイッチトリラクタンスモータの制御方法およびその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＳＲモータの回転子に位置検出器を設けるこ
となく、ＳＲモータの安定な制御を達成できるととも
に、ＳＲモータが安価であるという利点を十分に発揮す
る。 【解決手段】 電力変換部１からの出力電流もしくは出
力電圧をＳＲモータ２に供給している。そして、ＳＲモ
ータ２からの検出量（磁束、電圧、電流の少なくとも１
つの検出量）を入力として基準信号を発生する基準信号
発生部３と、ＳＲモータ２の状態量（電流、電圧、速
度、トルクの少なくとも１つの状態量）を入力としてト
ルク不足もしくは効率低下を検出し、位相もしくは振幅
を補正すべきことを指示する補正量指示信号を出力する
位相・振幅補正部４と、外部から与えられる速度指令も
しくはトルク指令と、前記基準信号と、前記補正量指示
信号とを入力として波形制御処理を行い、波形制御指令
を電力変換部１に供給する波形制御部５とを有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明はスイッチトリラク
タンスモータの制御方法およびその装置に関し、さらに
詳細にいえば、簡便な回路で発生できる基準信号を用い
て、スイッチトリラクタンスモータを安定に制御する方
法およびその装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から、ＡＣモータに比べ、原理的に
低電流・大トルク特性を持つため小型化でき、しかも、
アルミダイキャストなどが不要であり、銅と鉄のみで構
成できることに起因してモータ構造も簡単なため大幅な
コストダウンを達成することができるスイッチトリラク
タンスモータ（以下、ＳＲモータと略称する）が知られ
ている。図３６は従来のＳＲモータ制御装置の構成を示
すブロック図である。

【０００３】このＳＲモータ制御装置は、交流電源９１
をコンバータ９２に供給して直流電源を得、この直流電
源をインバータ９３に供給して各相ごとのスイッチング
通電波形を得、ＳＲモータ９４の各相の固定子巻線９４
ｕ、９４ｖ、９４ｗに供給している。そして、ＳＲモー
タ９４の回転子９４ａの回転位置（回転子位置角）を位
置検出器９５により検出して位置信号を得、この位置信
号を波形制御回路９６に供給して波形指令を得てインバ
ータ９３にスイッチング指令として供給している。

【０００４】この構成のＳＲモータ制御装置を採用すれ
ば、位置検出器９５によりＳＲモータ９４の回転子９４
ａの回転子位置角を得、得られた回転子位置角に応じて
図３７に示すようにＳＲモータ９４の各相固定子巻線９
４ｕ、９４ｖ、９４ｗの通電を順次切り替え、回転方向
の電磁力（トルク）を発生し、ＳＲモータ９４を駆動す
ることができる。また、回転子位置角の変化量から速度
を算出し、ＰＩ（比例・積分）制御などにより波形指令
（振幅または位相）を調整してＳＲモータ９４の速度制
御を達成することができる。

【０００５】上記のＳＲモータ制御装置においては、通
電を切り換えるポイントが不適切であると逆トルクを発
生し、ＳＲモータ９４が失速してしまうので、ＳＲモー
タ９４をトルク制御し、もしくは速度制御するために
は、位置検出器９５が不可欠である。さらに詳細に説明
する。

【０００６】図３８中（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）はＳＲモータ
の各回転位置角における磁束の流れを示す図である。

【０００７】図３８中（Ｂ）の状態は図３８中（Ａ）の
状態と比較して、回転子の極と固定子の極との間の空隙
が狭く、かつ極と極との重なりが広いため、磁気抵抗が
小さくなる。このため、磁束が通り易く、図３８中
（Ａ）の状態と比較して、少ない電流で大きな磁束が発
生する。なお、図３８中（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）において、
磁束線の太さが磁束の大きさを示している。

【０００８】したがって、ＳＲモータの巻線電流とこの
巻線に鎖交する磁束（巻線電圧の時間積）の特性は回転
子の位置角に応じて図３９に示すとおりになる。

【０００９】ここで、図３９において、巻線電流が所定
電流以上になると磁束鎖交数が殆ど変化しなくなるのは
磁気飽和のためである（例えば、Ｍ．Ｒ．Ｈａｒｒｉ
ｓ，Ａ．Ｈｕｇｈｅｓ，Ｐ．Ｊ．Ｌａｗｒｅｎｓｏｎ
「Ｓｔａｔｉｃ ｔｏｒｑｕｅｐｒｏｄｕｃｔｉｏｎ
ｉｎ ｓａｔｕｒａｔｅｄ ｄｏｕｂｌｙ−ｓａｌｉｅ
ｎｔ ｍａｃｈｉｎｅｓ」 ＰＲＯＣ．ＩＥＥ，Ｖｏ
ｌ．１２２，Ｎｏ．１０，ＯＣＴＯＢＥＲ １９７５参
照）。

【００１０】さらに、図３８中（Ｃ）の状態を考える
と、極間の空隙、重なりの度合いは図３８中（Ａ）の状
態と同じであるため、磁束の大きさは図３８中（Ａ）の
状態と同じである。

【００１１】しかし、回転子の極と固定子の極との間に
働く電磁力（回転子の極が巻線電流により電磁石となっ
た固定子の極に引き寄せられる力）の極性が図３８中
（Ａ）の状態と逆極性になる。換言すれば、図３８中
（Ａ）の状態で固定子巻線に通電することにより順トル
クを発生できるのであれば、図３８中（Ｃ）の状態固定
子巻線に通電することにより逆トルクを発生することに
なる。

【００１２】したがって、回転子の位置に対する固定子
巻線への電流の通電開始、終了のタイミングが不適切な
場合には、大きな逆トルクを発生し、効率の低下、ＳＲ
モータの失速を招いてしまう。この結果、このような不
都合の発生を未然に防止するために位置検出器を設ける
ことが必要になる。

【００１３】また、ＳＲモータを位置センサレスに制御
すべく、極めて短いパルス電圧を通常は非励磁とする期
間において印加し、ΔiＬ＝ＶＬ・Δｔ／Ｌ（Θ０）の
関係からＬ（Θ）に応じた電流応答を得、この電流応答
と適宜定めたレベルとを比較して位置信号を発生し、Ｓ
Ｒモータの波形制御を行う方法が提案されている（米国
特許第４，７７２，８３９号および米国特許第４，９５
９，５６９号参照）。

【００１４】さらに、通電相切り替え直後のインダクタ
ンスを電流変化等から検出し、これから位置情報を得
て、ＳＲモータを位置センサレスに波形制御する方法
（Ｓ．ＶＵＫＯＳＡＶＩＣ，Ｌ．ＰＥＲＩＣ，Ｅ．ＬＥ
ＶＩ，Ｖ．ＶＵＣＫＯＶＩＣ，”ＳＥＮＳＯＲＬＥＳＳ
ＯＰＥＲＡＴＩＯＮ ＯＦ ＴＨＥ ＳＲ ＭＯＴＯ
ＲＷＩＴＨ ＣＯＮＳＴＡＮＴ ＤＷＥＬＬ”，ＩＥＥ
Ｅ Ｔｒａｎｓ．Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ
ｓ，１９９０、およびＧ．ＧＡＬＬＥＧＯＳ−ＬＯＰＥ
Ｚ，Ｐ．Ｃ．Ｋｊａｒ，Ｔ．Ｊ．Ｅ．ＭＩＬＬＥＲ”Ａ
ＮＥＷ ＳＥＮＳＯＲＬＥＳＳ ＭＥＴＨＯＤ ＦＯ
Ｒ ＳＷＩＴＣＨＥＤ ＲＥＬＵＣＴＡＮＣＥ ＭＯＴ
ＯＲ ＤＲＩＶＥＳ” ＩＥＥＥ ＩＡＳ １９９７参
照）、および励磁期間中のインダクタンスを電流変化等
から検出し、これから位置情報を得て、ＳＲモータを位
置センサレスに波形制御する方法（Ｓ．Ｋ．ＰＡＮＤ
Ａ，Ｇ．Ａ．Ｊ．ＡＭＡＲＡＴＵＮＧＡ，”ＳＷＩＴＣ
ＨＥＤ ＲＥＬＵＣＴＡＮＣＥＭＯＴＯＲ ＤＲＩＶＥ
ＷＩＴＨＯＵＴ ＤＩＲＥＣＴ ＲＯＴＯＲ ＰＯＳ
ＩＴＩＯＮ ＳＥＮＳＩＮＧ” ＩＥＥＥ ＩＡＳ １
９９０参照）が提案されている。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】前記の構成のＳＲモー
タ制御装置を採用する場合には、ＳＲモータの用途によ
っては、ＳＲモータを採用することに伴うコストダウン
と比較して、位置検出器の装着に伴うコストアップが著
しく大きくなり、ＳＲモータ制御装置全体としてコスト
アップを招いてしまうという不都合がある。この点につ
いてさらに詳細に説明する。

【００１６】例えば、ＳＲモータをハーメチック（密
閉）構造の圧縮機に適用する場合には、ＳＲモータの回
転子が高温、高圧のガスに曝されるため、位置検出器は
このような環境に対して十分な耐性を有するものでなけ
ればならなくなり、位置検出器自体が著しく高価なもの
になってしまう。また、ＳＲモータの固定子・回転子間
の絶対位置を得るために位置検出器の取付け方法に工夫
が必要であるとともに、位置検出器からの信号を密閉容
器外へ引き出すための信号引き出し線が必要であり、こ
れらの結果、構造上も煩雑になってしまう。

【００１７】したがって、上述のように、ＳＲモータを
採用することに伴うコストダウンと比較して、位置検出
器の装着に伴うコストアップが著しく大きくなり、ＳＲ
モータ制御装置全体としてコストアップを招いてしまう
のである。また、構造上の煩雑化に起因して、このよう
な用途にＳＲモータを採用することが困難である。

【００１８】米国特許第４，７７２，８３９号および米
国特許第４，９５９，５６９号に記載された方法を採用
した場合には、通電により逆トルクが発生してしまい理
想的には非通電にすべき期間にパルス電圧を絶えず印加
するのであるから、効率が低下するという不都合、パル
ス電圧の印加に伴う電磁騒音が増加するという不都合な
どが生じる。

【００１９】通電相切り替え直後のインダクタンスを電
流変化等から検出し、これから位置情報を得て、ＳＲモ
ータを位置センサレスに波形制御する方法を採用した場
合には、通電により位置検出を行うため、および励磁相
の通電開始後にしか位置がわからないため、位置検出の
遅れを伴ってしまう。そして、この遅れに起因して、負
荷の変化時、加減速時に通電時の回転位置が大きく逆ト
ルク発生領域にずれ込み、通電期間のモータ発生トルク
が負となり、ＳＲモータが失速に至る可能性があるとい
う不都合がある。

【００２０】励磁期間中に通電相切り替え直後のインダ
クタンスを電流変化等から検出し、これから位置情報を
得て、ＳＲモータを位置センサレスに波形制御する方法
を採用した場合には、位置検出遅れの問題はないが、所
定電流通電された状態での検出となるため、速度起電圧
や磁気飽和の影響を受けてしまう。制御を安定動作させ
る（失速を確実に防止する）ためには、これらの影響を
高精度に補償する制御演算が必要になり、煩雑になるの
みならず、大量生産の場合に生ずるＳＲモータのばらつ
きなどを考慮した設計が極めて困難であるという不都合
が生じる。

【００２１】

【発明の目的】この発明は上記の問題点に鑑みてなされ
たものであり、ＳＲモータの回転子に位置検出器を設け
ることなく、ＳＲモータの安定な制御を達成できるとと
もに、ＳＲモータが安価であるという利点を十分に発揮
することができるＳＲモータ制御方法およびその装置を
提供することを目的としている。

【００２２】

【課題を解決するための手段】請求項１のスイッチトリ
ラクタンスモータの制御方法は、インバータによりスイ
ッチトリラクタンスモータの各相の固定子巻線にパルス
状の電圧もしくは電流を供給してスイッチトリラクタン
スモータを駆動するに当って、スイッチトリラクタンス
モータの回転子の回転位置に拘束されない基準信号を発
生し、基準信号に基づいて順トルクを発生すべく前記パ
ルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにイン
バータを制御する方法である。

【００２３】請求項２のスイッチトリラクタンスモータ
の制御方法は、基準信号を基準とし、かつ速度制御演算
結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電
圧もしくは電流の位相を設定するためにインバータを制
御する方法である。

【００２４】請求項３のスイッチトリラクタンスモータ
の制御方法は、基準信号を基準とし、かつ効率制御演算
結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電
圧もしくは電流の位相を設定するためにインバータを制
御する方法である。

【００２５】請求項４のスイッチトリラクタンスモータ
の制御方法は、基準信号を基準とし、かつ速度制御演算
結果および効率制御演算結果に基づいて順トルクを発生
すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定す
るためにインバータを制御する方法である。

【００２６】請求項５のスイッチトリラクタンスモータ
の制御方法は、インバータの出力電流波形を制御する方
法である。

【００２７】請求項６のスイッチトリラクタンスモータ
の制御方法は、インバータの出力電圧波形を制御する方
法である。

【００２８】請求項７のスイッチトリラクタンスモータ
の制御装置は、インバータによりスイッチトリラクタン
スモータの各相の固定子巻線にパルス状の電圧もしくは
電流を供給してスイッチトリラクタンスモータを駆動す
るものであって、スイッチトリラクタンスモータの回転
子の回転位置に拘束されない基準信号を発生する基準信
号発生手段と、基準信号に基づいて順トルクを発生すべ
く前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するた
めにインバータを制御する位相制御手段とを含むもので
ある。

【００２９】請求項８のスイッチトリラクタンスモータ
の制御装置は、前記位相制御手段として、基準信号を基
準とし、かつ速度制御演算結果に基づいて順トルクを発
生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定
するためにインバータを制御するものを採用するもので
ある。

【００３０】請求項９のスイッチトリラクタンスモータ
の制御装置は、前記位相制御手段として、基準信号を基
準とし、かつ効率制御演算結果に基づいて順トルクを発
生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定
するためにインバータを制御するものを採用するもので
ある。

【００３１】請求項１０のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置は、前記位相制御手段として、基準信号を
基準とし、かつ速度制御演算結果および効率制御演算結
果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧
もしくは電流の位相を設定するためにインバータを制御
するものを採用するものである。

【００３２】請求項１１のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置は、前記位相制御手段として、インバータ
の出力電流波形を制御するものを採用するものである。

【００３３】請求項１２のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置は、前記位相制御手段として、インバータ
の出力電圧波形を制御するものを採用するものである。

【００３４】請求項１３のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置は、前記基準信号発生手段として、スイッ
チトリラクタンスモータの固定子巻線の端子間電圧を積
分する積分手段と、積分結果を所定の基準値と比較して
比較結果を得る比較手段と、比較結果信号のエッジに応
答して基準信号を出力する出力手段とを含むものを採用
するものである。

【００３５】請求項１４のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置は、前記基準信号発生手段として、スイッ
チトリラクタンスモータの固定子巻線を挟んで直列接続
されたインバータの１対のスイッチング素子の一方のゲ
ート信号を積分する積分手段と、積分結果を所定の基準
値と比較して比較結果を得る比較手段と、比較結果信号
のエッジに応答して基準信号を出力する出力手段と、イ
ンバータの１対のスイッチング素子の他方のゲート信号
を制御信号として基準信号の出力、出力阻止および積分
手段の初期化を行うゲート手段とを含むものを採用する
ものである。

【００３６】請求項１５のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置は、前記基準信号発生手段として、スイッ
チトリラクタンスモータの固定子巻線と直列接続した巻
線電流検出用の抵抗手段と、抵抗手段の端子間電圧を入
力として、スイッチングに伴う電流リプルを除去するロ
ーパスフィルタ手段と、ローパスフィルタ手段からの出
力信号を所定の基準値と比較して比較結果を得る比較手
段と、比較結果信号のエッジに応答して基準信号を出力
する出力手段とを含むものを採用するものである。

【００３７】請求項１６のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置は、前記スイッチトリラクタンスモータと
して、ハーメチック構造の圧縮機を駆動するものを採用
するものである。

【００３８】請求項１７のスイッチトリラクタンスモー
タの制御方法は、基準信号を基準とし、かつ電流変化量
もしくは電圧変化量の検出値に基づいて順トルクを発生
すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定す
るためにインバータを制御する方法である。

【００３９】請求項１８のスイッチトリラクタンスモー
タの制御方法は、電流変化量の検出値が、スイッチトリ
ラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角
度近傍におけるインダクタンスと、励磁期間中に予め定
めた期間に印加された平均巻線電圧から電流に比例して
発生する巻線抵抗の電圧降下および電流と回転角速度に
比例して発生する電圧降下を差し引いた電圧とにより定
まる電流変化量に追従するようにインバータの位相を制
御する方法である。

【００４０】請求項１９のスイッチトリラクタンスモー
タの制御方法は、電流変化量の検出値が、スイッチトリ
ラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角
度近傍におけるインダクタンスと、励磁期間中に予め定
めた期間に印加された平均巻線電圧とにより定まる電流
変化量に追従するようにインバータの位相を制御する方
法である。

【００４１】請求項２０のスイッチトリラクタンスモー
タの制御方法は、電流変化量の検出値が、スイッチトリ
ラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角
度近傍におけるインダクタンスと、励磁期間中に予め定
めた期間に印加された平均巻線電圧に対して補正係数を
乗算して得た電圧とにより定まる電流変化量に追従する
ようにインバータの位相を制御する方法である。

【００４２】請求項２１のスイッチトリラクタンスモー
タの制御方法は、電圧変化量の検出値が、スイッチトリ
ラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角
度近傍におけるインダクタンスと励磁期間中に予め定め
た期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電
圧に対して電流に比例して発生する巻線抵抗の電圧降下
および電流と回転角速度に比例して発生する電圧降下を
加算した電圧に追従するようにインバータの位相を制御
する方法である。

【００４３】請求項２２のスイッチトリラクタンスモー
タの制御方法は、電圧変化量の検出値が、スイッチトリ
ラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角
度近傍におけるインダクタンスと励磁期間中に予め定め
た期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電
圧に追従するようにインバータの位相を制御する方法で
ある。

【００４４】請求項２３のスイッチトリラクタンスモー
タの制御方法は、電圧変化量の検出値が、スイッチトリ
ラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角
度近傍におけるインダクタンスと励磁期間中に予め定め
た期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電
圧に対して補正係数を乗算して得た電圧に追従するよう
にインバータの位相を制御する方法である。

【００４５】請求項２４のスイッチトリラクタンスモー
タの制御方法は、励磁期間中に予め定めた期間に検出し
た電流変化量もしくは平均印加電圧により求まるインダ
クタンスを所定のインダクタンスとすべくインバータの
位相を制御する方法である。

【００４６】請求項２５のスイッチトリラクタンスモー
タの制御方法は、予め定めた期間を転流直後から計時す
ることにより検出する方法である。

【００４７】請求項２６のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置は、前記位相制御手段として、基準信号を
基準とし、かつ電流変化量もしくは電圧変化量の検出値
に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧も
しくは電流の位相を設定するためにインバータを制御す
るものを採用するものである。

【００４８】請求項２７のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置は、前記位相制御手段として、電流変化量
の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのインダク
タンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタン
スと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均巻
線電圧から電流に比例して発生する巻線抵抗の電圧降下
および電流と回転角速度に比例して発生する電圧降下を
差し引いた電圧とにより定まる電流変化量に追従するよ
うにインバータの位相を制御するものを採用するもので
ある。

【００４９】請求項２８のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置は、前記位相制御手段として、電流変化量
の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのインダク
タンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタン
スと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均巻
線電圧とにより定まる電流変化量に追従するようにイン
バータの位相を制御するものを採用するものである。

【００５０】請求項２９のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置は、前記位相制御手段として、電流変化量
の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのインダク
タンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタン
スと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均巻
線電圧に対して補正係数を乗算して得た電圧とにより定
まる電流変化量に追従するようにインバータの位相を制
御するものを採用するものである。

【００５１】請求項３０のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置は、前記位相制御手段として、電圧変化量
の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのインダク
タンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタン
スと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均巻線
電流とにより定まる平均電圧に対して電流に比例して発
生する巻線抵抗の電圧降下および電流と回転角速度に比
例して発生する電圧降下を加算した電圧に追従するよう
にインバータの位相を制御するものを採用するものであ
る。

【００５２】請求項３１のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置は、前記位相制御手段として、電圧変化量
の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのインダク
タンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタン
スと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均巻線
電流とにより定まる平均電圧に追従するようにインバー
タの位相を制御するものを採用するものである。

【００５３】請求項３２のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置は、前記位相制御手段として、電圧変化量
の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのインダク
タンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタン
スと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均巻線
電流とにより定まる平均電圧に対して補正係数を乗算し
て得た電圧に追従するようにインバータの位相を制御す
るものを採用するものである。

【００５４】請求項３３のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置は、前記位相制御手段として、励磁期間中
に予め定めた期間に検出した電流変化量もしくは平均印
加電圧により求まるインダクタンスを所定のインダクタ
ンスとすべくインバータの位相を制御するものを採用す
るものである。

【００５５】請求項３４のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置は、前記位相制御手段として、予め定めた
期間を転流直後から計時することにより検出するものを
採用するものである。

【００５６】

【作用】請求項１のスイッチトリラクタンスモータの制
御方法であれば、インバータによりスイッチトリラクタ
ンスモータの各相の固定子巻線にパルス状の電圧もしく
は電流を供給してスイッチトリラクタンスモータを駆動
するに当って、スイッチトリラクタンスモータの回転子
の回転位置に拘束されない基準信号を発生し、基準信号
に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧も
しくは電流の位相を設定するためにインバータを制御す
るのであるから、回転子の回転位置を検出する場合と比
較して簡単な処理で発生できる基準信号を用い、ＳＲモ
ータを安定に制御することができる。もちろん、位置検
出器が不要であるから、十分なコストダウンを達成でき
るほか、種々の用途にＳＲモータを適用することができ
る。

【００５７】請求項２のスイッチトリラクタンスモータ
の制御方法であれば、基準信号を基準とし、かつ速度制
御演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス
状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにインバー
タを制御するのであるから、請求項１の作用に加え、ス
イッチトリラクタンスモータの失速を確実に防止するこ
とができる。

【００５８】請求項３のスイッチトリラクタンスモータ
の制御方法であれば、基準信号を基準とし、かつ効率制
御演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス
状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにインバー
タを制御するのであるから、請求項１の作用に加え、最
大効率制御を達成することができる。

【００５９】請求項４のスイッチトリラクタンスモータ
の制御方法であれば、基準信号を基準とし、かつ速度制
御演算結果および効率制御演算結果に基づいて順トルク
を発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を
設定するためにインバータを制御するのであるから、請
求項１の作用に加え、スイッチトリラクタンスモータの
失速を確実に防止することができるとともに、最大効率
制御を達成することができる。

【００６０】請求項５のスイッチトリラクタンスモータ
の制御方法であれば、インバータの出力電流波形を制御
するのであるから、請求項１から請求項４の何れかと同
様の作用を達成することができる。

【００６１】請求項６のスイッチトリラクタンスモータ
の制御方法であれば、インバータの出力電圧波形を制御
するのであるから、請求項１から請求項４の何れかと同
様の作用を達成することができる。

【００６２】請求項７のスイッチトリラクタンスモータ
の制御装置であれば、インバータによりスイッチトリラ
クタンスモータの各相の固定子巻線にパルス状の電圧も
しくは電流を供給してスイッチトリラクタンスモータを
駆動するに当って、基準信号発生手段によってスイッチ
トリラクタンスモータの回転子の回転位置に拘束されな
い基準信号を発生し、位相制御手段によって基準信号に
基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もし
くは電流の位相を設定するためにインバータを制御する
ことができる。

【００６３】したがって、回転子の回転位置を検出する
場合と比較して簡単な構成で発生できる基準信号を用
い、ＳＲモータを安定に制御することができる。もちろ
ん、位置検出器が不要であるから、十分なコストダウン
を達成できるほか、種々の用途にＳＲモータを適用する
ことができる。

【００６４】請求項８のスイッチトリラクタンスモータ
の制御装置であれば、前記位相制御手段として、基準信
号を基準とし、かつ速度制御演算結果に基づいて順トル
クを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相
を設定するためにインバータを制御するものを採用する
のであるから、請求項７の作用に加え、スイッチトリラ
クタンスモータの失速を確実に防止することができる。

【００６５】請求項９のスイッチトリラクタンスモータ
の制御装置であれば、前記位相制御手段として、基準信
号を基準とし、かつ効率制御演算結果に基づいて順トル
クを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相
を設定するためにインバータを制御するものを採用する
のであるから、請求項７の作用に加え、最大効率制御を
達成することができる。

【００６６】請求項１０のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置であれば、前記位相制御手段として、基準
信号を基準とし、かつ速度制御演算結果および効率制御
演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状
の電圧もしくは電流の位相を設定するためにインバータ
を制御するものを採用するのであるから、請求項７の作
用に加え、スイッチトリラクタンスモータの失速を確実
に防止することができるとともに、最大効率制御を達成
することができる。

【００６７】請求項１１のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置であれば、前記位相制御手段として、イン
バータの出力電流波形を制御するものを採用するのであ
るから、請求項７から請求項１０の何れかと同様の作用
を達成することができる。

【００６８】請求項１２のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置であれば、前記位相制御手段として、イン
バータの出力電圧波形を制御するものを採用するのであ
るから、請求項７から請求項１０の何れかと同様の作用
を達成することができる。

【００６９】請求項１３のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置であれば、前記基準信号発生手段として、
スイッチトリラクタンスモータの固定子巻線の端子間電
圧を積分する積分手段と、積分結果を所定の基準値と比
較して比較結果を得る比較手段と、比較結果信号のエッ
ジに応答して基準信号を出力する出力手段とを含むもの
を採用するのであるから、簡単な構成で基準信号を発生
できるほか、請求項７から請求項１２の何れかと同様の
作用を達成することができる。

【００７０】請求項１４のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置であれば、前記基準信号発生手段として、
スイッチトリラクタンスモータの固定子巻線を挟んで直
列接続されたインバータの１対のスイッチング素子の一
方のゲート信号を積分する積分手段と、積分結果を所定
の基準値と比較して比較結果を得る比較手段と、比較結
果信号のエッジに応答して基準信号を出力する出力手段
と、インバータの１対のスイッチング素子の他方のゲー
ト信号を制御信号として基準信号の出力、出力阻止、お
よび積分手段の初期化を行うゲート手段とを含むものを
採用するのであるから、巻線電圧の検出が不要であり、
これに伴って基準信号を発生する部分とスイッチトリラ
クタンスモータを制御すべく波形を制御する部分との間
の絶縁が不要になり、しかも、簡単な構成で基準信号を
発生できるほか、請求項７から請求項１２の何れかと同
様の作用を達成することができる。

【００７１】請求項１５のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置であれば、前記基準信号発生手段として、
スイッチトリラクタンスモータの固定子巻線と直列接続
した巻線電流検出用の抵抗手段と、抵抗手段の端子間電
圧を入力として、スイッチングに伴う電流リプルを除去
するローパスフィルタ手段と、ローパスフィルタ手段か
らの出力信号を所定の基準値と比較して比較結果を得る
比較手段と、比較結果信号のエッジに応答して基準信号
を出力する出力手段とを含むものを採用するのであるか
ら、簡単な構成で基準信号を発生できるほか、請求項７
から請求項１２の何れかと同様の作用を達成することが
できる。

【００７２】請求項１６のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置であれば、前記スイッチトリラクタンスモ
ータとして、ハーメチック構造の圧縮機を駆動するもの
を採用するのであるから、ハーメチック構造の圧縮機の
駆動源として簡単に適用することができるほか、請求項
７から請求項１５の何れかと同様の作用を達成すること
ができる。さらに詳細に説明する。

【００７３】図３２、図３３、図３４中（Ａ）は巻線電
流波形を示し、図３２、図３３、図３４中（Ｂ）は磁束
鎖交数の経時変化を示し、図３２、図３３、図３４中
（Ｃ）は位置信号および電流波形の位相指令を示し、図
３２、図３３、図３４中（Ｄ）は巻線電流−磁束鎖交数
特性を示している。なお、図３２は最適位相の場合を、
図３３は遅れ位相の場合を、図３４は進み位相の場合
を、それぞれ示している。

【００７４】通電期間の回転子移動角をΔθ、この時の
磁気随伴エネルギー｛図３２、図３３、図３４中（Ｄ）
の巻線電流−磁束鎖交数特性のハッチング部（ＯＰＲ）
の面積｝をＷτとすれば、ＳＲモータの平均出力トルク
Ｔは、Ｔ＝Ｗτ／Δθで表される。

【００７５】電流振幅Ｉに対するトルクが最大となる最
適位相よりも遅れ位相とすると、磁束鎖交数レベルＰ点
が高くなり、時間と共にＱ点まで上昇し、次いでそのレ
ベルはＲ点まで下がり、磁気随伴エネルギーＷτは最適
位相時よりも小さくなり、平均トルクは小さくなる｛図
３３中（Ｄ）参照｝。

【００７６】逆に、最適位相よりも進み位相とすると、
磁束鎖交数レベルがＰ点近傍に停滞する期間が増加し、
Ｒ点が下がるため、磁気随伴エネルギーＷτは最適位相
時よりも小さくなり、平均トルクは小さくなる｛図３４
中（Ｄ）参照｝。なお、何れの位相においても巻線通電
期間中の回転子の移動角は変化しない（一定回転数）と
仮定している。

【００７７】すなわち、ＳＲモータは、トルク不足や効
率の低下を検出し、これらの検出結果に基づいて波形位
相を制御すればよいことが分かる。

【００７８】次いで、ＳＲモータの制御とブラシレスＤ
Ｃモータの制御とを対比して、この発明を詳細に説明す
る。

【００７９】一般にブラシレスＤＣモータは、各相電流
を ｉｕ＝ｉｍ・ｃｏｓ（θｅ＋δ） ｉｖ＝ｉｍ・ｃｏｓ（θｅ−２π／３＋δ） ｉｗ＝ｉｍ・ｃｏｓ（θｅ＋２π／３＋δ） のように制御すれば、トルクτ＝Ｋ・ｉｍ・ｃｏｓδが
得られる。ここで、δはブラシレスＤＣモータの速度起
電圧に対する位相角、Ｋはモータの電磁的仕様により定
まる定数、ｉｍは電流のピーク値、θｅは回転位置角を
電気角で示した位相である。

【００８０】ブラシレスＤＣモータは、回転子位置角に
応じた３相正弦波電流を通電することにより、所望のト
ルクを得ることができる。一般に、δを０［ｒａｄ］に
設定すると、トルク／電流比（τ／Ｉｍ）を最大にする
ことができるので、このような制御を採用することが好
ましい。

【００８１】以上のように、ブラシレスＤＣモータのト
ルク制御を行うためには、１回転にわたって位相θｅを
制度よく検出する必要がある。

【００８２】一方、ＳＲモータは、直流電流Ｉを１相に
通電した場合に、その瞬時トルクτが τ＝ｄＷτ／ｄθ ＝（１／２）・Ｉ²・ｄＬ／ｄθ で与えられる。ここで、Ｗτは磁気随伴エネルギー、Ｌ
は巻線の自己インダクタンスである。

【００８３】一般に、巻線インダクタンスは回転角に対
し、三角波状に変化するため｛図３５中（Ａ）参照｝、
その変化率ｄＬ／ｄθは、図３５中（Ｂ）に示すよう
に、矩形波状に変化する。図３５では、回転子位置角θ
は、無負荷時に巻線へ通電し、回転子が停止した位置を
０としている。また、図３５は巻線１相分についてのみ
示している。

【００８４】したがって、図３５の期間θＡ（ｄＬ／ｄ
θ＞０の期間）内の通電期間をθＣＷ、期間θＢ（ｄＬ
／ｄθ＜０の期間）内の通電期間をθＣＣＷとすると、
通電中の平均トルクＴは、数１で与えられる。

【００８５】

【数１】 ブラシレスＤＣモータとは異なり、ＳＲモータをトルク
制御するためには、数１においてθＣＷ−θＣＣＷ＞０
を満たす通電開始位相θ０と通電終了位相θ１という離
散的な位置に関連する情報に基づきスイッチング動作を
行わせればよい。もちろん、効率よくＳＲモータを制御
するためには、逆トルクが発生しないようにθＣＣＷ＝
０となるように制御を行うことが好ましい。

【００８６】さらに、数１から分かるように、１相の通
電でトルクを得ることができるため、図３７に示すよう
に、通電終了位相と次回通電相の通電開始位相とを等し
く設定すれば、通電終了位相（＝次回通電相の通電開始
位相）を定めるための１相当たり１パルスの基準信号が
あればよい。

【００８７】このため、負荷トルクや回転数などにより
変化し、かつ、離散的に得られる基準信号を用い、例え
ば、速度制御系を構成し、その指令出力結果と速度の加
減速状態より、トルク不足を検出し、波形位相の制御を
行うことにより、失速を招くことなくＳＲモータを安定
に駆動することができる。

【００８８】また、通電開始位相が最適位相よりずれ、
すなわち、通電中の一部区間で逆トルクが発生する位相
になると、効率が低下するので、ＳＲモータまたはその
駆動用電力変換部を含めたシステム効率を検出し、効率
が最大になるように位相制御を行うことで、失速を防止
し、かつ最大効率になるようなＳＲモータの制御を達成
することができる。

【００８９】なお、モータトルクと負荷トルクとを直接
的もしくは間接的に検出し、トルクの過不足を判定し、
判定結果に基づいて位相制御を行う構成を採用すること
もできる。

【００９０】請求項１から請求項１６の発明は、上記の
知見に基づいてなされたものである。すなわち、これら
の発明は、励磁期間中に基準信号を得て、これを基に位
相制御に必要な情報（間欠的に得られる基準信号を起点
に転流するタイミングを算出するための現在速度）を
得、これに基きスイッチトリラクタンスモータの波形制
御を行っている。したがって、非通電期間にパルス電圧
を絶えず印加することに起因する不都合の発生を防止す
ることができる。また、通電相切り替えのための基準信
号を別途持つため、ΔiＬ＝ＶＬ・Δｔ／Ｌ（Θ０）の
関係などを励磁期間に適用し、位相を最適（トルク発生
効率が最大となる位相）になるように制御することが可
能である。

【００９１】請求項１７のスイッチトリラクタンスモー
タの制御方法であれば、基準信号を基準とし、かつ電流
変化量もしくは電圧変化量の検出値に基づいて順トルク
を発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を
設定するためにインバータを制御するのであるから、請
求項１の作用に加え、負荷が急変した場合であっても、
制御が不安定になり失速するという不都合の発生を防止
することができる。

【００９２】請求項１８のスイッチトリラクタンスモー
タの制御方法であれば、電流変化量の検出値が、スイッ
チトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小と
なる角度近傍におけるインダクタンスと、励磁期間中に
予め定めた期間に印加された平均巻線電圧から電流に比
例して発生する巻線抵抗の電圧降下および電流と回転角
速度に比例して発生する電圧降下を差し引いた電圧とに
より定まる電流変化量に追従するようにインバータの位
相を制御するのであるから、請求項１７の作用に加え、
スイッチトリラクタンスモータを最適位相に制御するこ
とができる。

【００９３】請求項１９のスイッチトリラクタンスモー
タの制御方法であれば、電流変化量の検出値が、スイッ
チトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小と
なる角度近傍におけるインダクタンスと、励磁期間中に
予め定めた期間に印加された平均巻線電圧とにより定ま
る電流変化量に追従するようにインバータの位相を制御
するのであるから、請求項１７の作用に加え、インバー
タの位相制御を簡単化することができるとともに、スイ
ッチトリラクタンスモータをある程度の最適位相に制御
することができる。

【００９４】請求項２０のスイッチトリラクタンスモー
タの制御方法であれば、電流変化量の検出値が、スイッ
チトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小と
なる角度近傍におけるインダクタンスと、励磁期間中に
予め定めた期間に印加された平均巻線電圧に対して補正
係数を乗算して得た電圧とにより定まる電流変化量に追
従するようにインバータの位相を制御するのであるか
ら、請求項１７の作用に加え、インバータの位相制御を
簡単化することができるとともに、スイッチトリラクタ
ンスモータを最適位相に制御することができ、しかも、
高速側の運転エリア拡大を達成することができる。

【００９５】請求項２１のスイッチトリラクタンスモー
タの制御方法であれば、電圧変化量の検出値が、スイッ
チトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小と
なる角度近傍におけるインダクタンスと励磁期間中に予
め定めた期間に通電された平均巻線電流とにより定まる
平均電圧に対して電流に比例して発生する巻線抵抗の電
圧降下および電流と回転角速度に比例して発生する電圧
降下を加算した電圧に追従するようにインバータの位相
を制御するのであるから、請求項１７の作用に加え、ス
イッチトリラクタンスモータを最適位相に制御すること
ができる。

【００９６】請求項２２のスイッチトリラクタンスモー
タの制御方法であれば、電圧変化量の検出値が、スイッ
チトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小と
なる角度近傍におけるインダクタンスと励磁期間中に予
め定めた期間に通電された平均巻線電流とにより定まる
平均電圧に追従するようにインバータの位相を制御する
のであるから、請求項１７の作用に加え、インバータの
位相制御を簡単化することができるとともに、スイッチ
トリラクタンスモータをある程度最適位相に制御するこ
とができる。

【００９７】請求項２３のスイッチトリラクタンスモー
タの制御方法であれば、電圧変化量の検出値が、スイッ
チトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小と
なる角度近傍におけるインダクタンスと励磁期間中に予
め定めた期間に通電された平均巻線電流とにより定まる
平均電圧に対して補正係数を乗算して得た電圧に追従す
るようにインバータの位相を制御するのであるから、請
求項１７の作用に加え、インバータの位相制御を簡単化
することができるとともに、スイッチトリラクタンスモ
ータを最適位相に制御することができ、しかも、高速側
の運転エリア拡大を達成することができる。

【００９８】請求項２４のスイッチトリラクタンスモー
タの制御方法であれば、励磁期間中に予め定めた期間に
検出した電流変化量もしくは平均印加電圧により求まる
インダクタンスを所定のインダクタンスとすべくインバ
ータの位相を制御するのであるから、請求項１７の作用
に加え、インバータの位相制御を簡単化することができ
るとともに、スイッチトリラクタンスモータをある程度
の最適位相に制御することができる。

【００９９】請求項２５のスイッチトリラクタンスモー
タの制御方法は、予め定めた期間を転流直後から計時す
ることにより検出するのであるから、請求項１７から請
求項２４の何れかの作用に加え、磁気飽和の影響を受け
ずにインバータの位相制御を行うことができるととも
に、スイッチトリラクタンスモータを最適位相に制御す
ることができ、しかも励磁期間を明確化することができ
る。

【０１００】請求項２６のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置であれば、前記位相制御手段として、基準
信号を基準とし、かつ電流変化量もしくは電圧変化量の
検出値に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の
電圧もしくは電流の位相を設定するためにインバータを
制御するものを採用するのであるから、請求項７の作用
に加え、負荷が急変した場合であっても、制御が不安定
になり失速するという不都合の発生を防止することがで
きる。

【０１０１】請求項２７のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置であれば、前記位相制御手段として、電流
変化量の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのイ
ンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダ
クタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された
平均巻線電圧から電流に比例して発生する巻線抵抗の電
圧降下および電流と回転角速度に比例して発生する電圧
降下を差し引いた電圧とにより定まる電流変化量に追従
するようにインバータの位相を制御するものを採用する
のであるから、請求項２６の作用に加え、スイッチトリ
ラクタンスモータを最適位相に制御することができる。

【０１０２】請求項２８のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置であれば、前記位相制御手段として、電流
変化量の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのイ
ンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダ
クタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された
平均巻線電圧とにより定まる電流変化量に追従するよう
にインバータの位相を制御するものを採用するのである
から、請求項２６の作用に加え、インバータの位相制御
を簡単化することができるとともに、スイッチトリラク
タンスモータをある程度の最適位相に制御することがで
きる。

【０１０３】請求項２９のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置であれば、前記位相制御手段として、電流
変化量の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのイ
ンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダ
クタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された
平均巻線電圧に対して補正係数を乗算して得た電圧とに
より定まる電流変化量に追従するようにインバータの位
相を制御するものを採用するのであるから、請求項２６
の作用に加え、インバータの位相制御を簡単化すること
ができるとともに、スイッチトリラクタンスモータを最
適位相に制御することができ、しかも高速側の運転エリ
アの拡大を達成することができる。

【０１０４】請求項３０のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置であれば、前記位相制御手段として、電圧
変化量の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのイ
ンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダ
クタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平
均巻線電流とにより定まる平均電圧に対して電流に比例
して発生する巻線抵抗の電圧降下および電流と回転角速
度に比例して発生する電圧降下を加算した電圧に追従す
るようにインバータの位相を制御するものを採用するの
であるから、請求項２６の作用に加え、スイッチトリラ
クタンスモータを最適位相に制御することができる。

【０１０５】請求項３１のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置であれば、前記位相制御手段として、電圧
変化量の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのイ
ンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダ
クタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平
均巻線電流とにより定まる平均電圧に追従するようにイ
ンバータの位相を制御するものを採用するのであるか
ら、請求項２６の作用に加え、インバータの位相制御を
簡単化することができるとともに、スイッチトリラクタ
ンスモータをある程度最適位相に制御することができ
る。

【０１０６】請求項３２のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置であれば、前記位相制御手段として、電圧
変化量の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのイ
ンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダ
クタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平
均巻線電流とにより定まる平均電圧に対して補正係数を
乗算して得た電圧に追従するようにインバータの位相を
制御するものを採用するのであるから、請求項２６の作
用に加え、インバータの位相制御を簡単化することがで
きるとともに、スイッチトリラクタンスモータを最適位
相に制御することができ、しかも、高速側の運転エリア
拡大を達成することができる。

【０１０７】請求項３３のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置であれば、前記位相制御手段として、励磁
期間中に予め定めた期間に検出した電流変化量もしくは
平均印加電圧により求まるインダクタンスを所定のイン
ダクタンスとすべくインバータの位相を制御するものを
採用するのであるから、請求項２６の作用に加え、イン
バータの位相制御を簡単化することができるとともに、
スイッチトリラクタンスモータをある程度の最適位相に
制御することができる。

【０１０８】請求項３４のスイッチトリラクタンスモー
タの制御装置であれば、前記位相制御手段として、予め
定めた期間を転流直後から計時することにより検出する
ものを採用するのであるから、請求項２６から請求項３
３の何れかの作用に加え、磁気飽和の影響を受けずにイ
ンバータの位相制御を行うことができるとともに、スイ
ッチトリラクタンスモータを最適位相に制御することが
でき、しかも励磁期間を明確化することができる。

【０１０９】一般にモータの固定子巻線電圧をＶ１
（Ｖ）、各相の線電流をｉ１、ｉ２、ｉ３、・・・
（Ａ）とすると、その電圧方程式は、数２で表すことが
できる。

【０１１０】

【数２】 ここで、φ（θ）＝Ｌ（θ）・ｉ１＋Ｍ１２（θ）・ｉ
２＋Ｍ１３（θ）・ｉ３＋・・・＋φｒ（θ）である。
なお、Ｌは巻線の自己インダクタンス（Ｈ）、Ｍｎｍ
（ｎ、ｍは自然数）は各相間の相互インダクタンス
（Ｈ）、φｒ（θ）は回転子からの磁束鎖交数（ｗ
ｂ）、Ｒは巻線抵抗（Ω）をそれぞれ示している。

【０１１１】短節巻のスイッチトリラクタンスモータに
ついては、相互インダクタンスが殆ど無視でき、回転子
側に２次巻線や永久磁石などの界磁を持たないので、数
２は、巻線電圧をｖＬ（Ｖ）、線電流をｉＬ（Ａ）とし
て書き改めると、数３のように簡単になる。

【０１１２】

【数３】 ここで、Ｒは巻線抵抗（Ω）、Φ（θ）、Ｌ（θ）はそ
れぞれ回転位置毎の磁束鎖交数（ｗｂ）、自己インダク
タンス（Ｈ）、ωは回転角速度（ｒａｄ／ｓ）である。

【０１１３】また、微少時間Δｔの間の電流変化量Δｉ
Ｌは、数３から、数４に基き演算することができる。

【０１１４】

【数４】 ここで、ＶＬ、ＩＬ、ωは微少時間Δｔの間の巻線の平
均印加電圧、平均線電流およびモータの平均回転角速度
をそれぞれ示す。

【０１１５】そして、回転子位置角がθ＝Θ０近傍のイ
ンダクタンス値Ｌ（Θ０）を数４に代入することによ
り、数５の関係を得る。｛ここで、および以下におい
て、インダクタンス値Ｌ（θ）がほぼ最小値となる角度
近傍をアンアライン位置近傍と称し、逆に、インダクタ
ンス値Ｌ（θ）が最大となる角度近傍をアライン位置近
傍と称する。｝

【数５】 したがって、これを電流変化量指令ΔｉＬ＊とし、転流
時の電流変化量がこの指令に追従するように位置制御を
行えば、スイッチトリラクタンスモータを最適位相（最
も効率よくトルクを出力する転流位相）に制御すること
ができる。さらに詳細に説明する。

【０１１６】図４０から図４２は位相制御動作をさらに
詳細に説明するための各部の波形を示す図である。そし
て、基準信号の立ち上がりを起点に所定時間を計時した
後、通電相を切り替えている様子を、遅れ位相（図４０
参照）、最適位相（図４１参照）、進み位相（図４２参
照）についてそれぞれ示している。

【０１１７】遅れ位相の場合には、インダクタンスが大
きな位置で通電相を切り換えるため、図４０に示すよう
に、切り替え直後の電流変化が緩やかになる。

【０１１８】ここで、Ｌ（Θ０）に、図中の丸印の値を
用い、数５から求めた、電流変化量を指令に基準信号を
起点にした波形位相を所定の大きさで進めていくことに
より、やがて図４１の状態になる。

【０１１９】また、図４１の状態から電流をさらに進め
るとインダクタンス値Ｌが所定のＬ（Θ０）より小さく
なり、電流変化が急峻になる。すなわち、指令に比べ、
電流変化量が大きくなるので、波形位相を所定の大きさ
だけ遅らせる。

【０１２０】したがって、位相を進ませる動作および遅
らせる動作を繰り返すことにより、位相を最適位相近傍
に留めるように波形位相制御を実現することができる。

【０１２１】一方、負荷の急変などにより、通電位相が
図４２に示すように進んだ場合については、数５のｄＬ
（θ）／ｄθの極性が逆極性になるため、インダクタン
ス値ＬがＬ（Θ０）に等しい位置で通電相の切り替えを
行った場合であっても、電流変化が指令に比べて急峻に
なり、波形位相を遅らせるような制御が行われ、やが
て、最適位相近傍に留まるように位相制御が実現され
る。

【０１２２】ここで、数５で電流変化量を演算するため
にＬ（Θ０）の他に、ｄＬ（θ）／ｄθ、Ｒを考慮すれ
ば正確に制御が実現できることは言うまでもない。しか
し、これらを予め計測し、演算に用いることは、大量生
産される場合のばらつきを加味すると、システム設計が
煩雑になる問題がある。

【０１２３】図４３はインダクタンス２（ｍＨ）の位置
角でインバータ直流電圧２８０（Ｖ）を巻線に時刻０
（ｓ）に印加した様子を示している。図４３から分かる
ように、図示の時間Δｔを小さくすれば、それに比例し
てこの期間の平均電流も小さくなる。したがって、電流
変化量検出を通電相切り替え直後に行い、かつ時間Δｔ
を極小にすれば、電流変化量検出期間中の平均電流を、
数５の第２項、第３項を無視できる程度に小さくでき、
数５は数６と簡略化することができる。

【０１２４】

【数６】 マイコンで処理を行う場合には、数６を用いることが好
ましい。なお、θ＝Θ０近傍では磁気飽和の影響が殆ど
ないためＬ（Θ０）は電流に無関係な定数として扱えば
よく（図４４参照）、処理が一層簡単になる。

【０１２５】しかし、マイコン処理を行う場合、微少時
間Δｔを十分短く設定することが困難になる。具体的に
は、演算処理を行うために微少時間Δｔは数十μｓ以上
に設定する必要がある。この場合、高速運転時に時間Δ
ｔ中のＬ（θ）のθ（＝ω・Δｔ）による変化ｄＬ
（θ）／ｄθと時間Δｔ中の平均電流との積（数５の第
３項）が無視できないほど大きくなる。

【０１２６】この電圧降下により微少時間Δｔ中に実際
に巻線にかかる平均印加電圧が下がり、電流変化量も小
さくなる。すなわち、数６に基く制御演算を行うマイコ
ン側から見た見かけ上のインダクタンスが大きくなり、
数６の指令値に追従させるような前述の制御を行うとイ
ンダクタンス値Ｌが所定値より小さくなるように位相が
進み過ぎてしまう。そして、これによるトルク発生効率
の低下が電流の増加を招き、インバータ出力電流制限に
より高速側の運転エリアが狭くなる問題がある。

【０１２７】そこで、高速領域では補正係数Ｃｖ（ω）
を実験により定め、これを記憶しておいて、数７により
電流変化量指令を演算する。

【０１２８】

【数７】 この場合には、数５に比べて演算を簡素化でき、マイコ
ンの演算負荷を軽減し、かつ位相の進み過ぎによるトル
ク発生効率の低下を防止することができる。具体的には
例えば、補正係数Ｃｖ（ω）を表１に示すように設定す
ることにより、図４５に示すような運転エリア拡大効果
を実現することができる。

【０１２９】

【表１】 また、特定のスイッチトリラクタンスモータで定めたこ
れらの定数を複数台のスイッチトリラクタンスモータに
適用して運転エリア評価を行ったところ、モータのばら
つきによる運転エリア低下は殆どないことが確認でき
た。

【０１３０】また、以上は、指令値を電流変化量として
説明したが、数４を数８に示すように変形する。

【０１３１】

【数８】 そして、数８からインダクタンス値Ｌ（θ）を求め、こ
れが所定値Ｌ（Θ０）になるように制御してもよい。た
だし、数８では除算が必要であり、マイコンの除算演算
時間が他の演算に比べ約５〜１０倍程度と極めて長いこ
とから、１／Ｌ（Θ０）が定数となり、マイコンでの除
算が不要な数５、数６、もしくは数７によることが好ま
しい。

【０１３２】さらに、主回路に電圧形インバータ（イン
バータ出力電圧が制御され、電流はこの電圧と負荷イン
ピーダンスにより変化するもの）に代えて、電流形イン
バータ（インバータ出力電流が制御され、電圧はこの電
流と負荷インピーダンスにより変化するもの）を用いる
場合には、数５を数９のように変形し、平均電圧が数９
に追従すべく位相を制御すればよい。

【０１３３】

【数９】 また、数６、数７については、数１０、数１１と変形
し、上記と同様に位相制御を行えばよい。

【０１３４】

【数１０】

【０１３５】

【数１１】 請求項１７から請求項３４に係る発明は上記の知見に基
いてなされたものである。すなわち、これらの発明は、
正トルク領域で別途得られる基準信号を基にした波形制
御をベースに、電流変化量もしくはインダクタンスに基
いた位相制御を付加し、各相の通電開始位相を最適値
（トルク発生効率が最大となる位相）に制御している。
換言すれば、電流変化量もしくはインダクタンスの検出
値を、回転位置を知る手段として用いるのではなく、ト
ルク発生効率が最大となる位相に設定するための手段と
して用いている。そして、基準信号を基に励磁期間中の
トルクを正とすべく通電相の切り替えを行う制御系（高
速に動作するマイナーループ）に対し、電流変化量もし
くはインダクタンスの検出値から得た情報としてトルク
発生効率を最大とする最適位相を実現すべき指令を主制
御系（低速な動作でよいメジャーループ）から出力して
いるため、従来の技術で問題とされていた遅れは全く問
題にならない。また、検出値の平均化処理も可能とな
り、ばらつきに対する問題も解決できる。

【０１３６】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、この
発明の実施の態様を詳細に説明する。図１はこの発明の
ＳＲモータ制御装置の一実施態様を示すブロック図であ
る。

【０１３７】このＳＲモータ制御装置は、電力変換部１
からの出力電流もしくは出力電圧をＳＲモータ２に供給
している。そして、ＳＲモータ２からの検出量（磁束、
電圧、電流の少なくとも１つの検出量）を入力として基
準信号を発生する基準信号発生部３と、ＳＲモータ２の
状態量（電流、電圧、速度、トルクの少なくとも１つの
状態量）を入力としてトルク不足もしくは効率低下を検
出し、位相もしくは振幅を補正すべきことを指示する補
正量指示信号を出力する位相・振幅補正部４と、外部か
ら与えられる速度指令もしくはトルク指令と、前記基準
信号と、前記補正量指示信号とを入力として波形制御処
理を行い、波形制御指令を電力変換部１に供給する波形
制御部５とを有している。図２は図１のＳＲモータ制御
装置を詳細に示す電気回路図である。

【０１３８】直流電源６の端子間に、スイッチングトラ
ンジスタＴｒｕ＋、ＳＲモータ２のｕ相の固定子巻線２
ｕ、スイッチングトランジスタＴｒｕ−をこの順に直列
接続し、スイッチングトランジスタＴｒｖ＋、ＳＲモー
タ２のｖ相の固定子巻線２ｖ、スイッチングトランジス
タＴｒｖ−をこの順に直列接続し、スイッチングトラン
ジスタＴｒｗ＋、ＳＲモータ２のｗ相の固定子巻線２
ｗ、スイッチングトランジスタＴｒｗ−をこの順に直列
接続している。そして、スイッチングトランジスタＴｒ
ｕ＋、ＳＲモータ２のｕ相の固定子巻線２ｕと並列に保
護用のダイオードＤｉｕ−を接続し、ＳＲモータ２のｕ
相の固定子巻線２ｕ、スイッチングトランジスタＴｒｕ
−と並列に保護用のダイオードＤｉｕ＋を接続し、スイ
ッチングトランジスタＴｒｖ＋、ＳＲモータ２のｖ相の
固定子巻線２ｖと並列に保護用のダイオードＤｉｖ−を
接続し、ＳＲモータ２のｖ相の固定子巻線２ｖ、スイッ
チングトランジスタＴｒｖ−と並列に保護用のダイオー
ドＤｉｖ＋を接続し、スイッチングトランジスタＴｒｗ
＋、ＳＲモータ２のｗ相の固定子巻線２ｗと並列に保護
用のダイオードＤｉｗ−を接続し、ＳＲモータ２のｗ相
の固定子巻線２ｗ、スイッチングトランジスタＴｒｗ−
と並列に保護用のダイオードＤｉｗ＋を接続している。

【０１３９】また、スイッチングトランジスタＴｒｕ＋
とＳＲモータ２のｕ相の固定子巻線２ｕとの接続点にお
ける電圧、およびＳＲモータ２のｕ相の固定子巻線２ｕ
とスイッチングトランジスタＴｒｕ−との接続点におけ
る電圧を第１の基準信号発生回路３ｕに供給し、スイッ
チングトランジスタＴｒｖ＋とＳＲモータ２のｖ相の固
定子巻線２ｖとの接続点における電圧、およびＳＲモー
タ２のｖ相の固定子巻線２ｖとスイッチングトランジス
タＴｒｖ−との接続点における電圧を第２の基準信号発
生回路３ｖに供給し、スイッチングトランジスタＴｒｗ
＋とＳＲモータ２のｗ相の固定子巻線２ｗとの接続点に
おける電圧、およびＳＲモータ２のｗ相の固定子巻線２
ｗとスイッチングトランジスタＴｒｗ−との接続点にお
ける電圧を第３の基準信号発生回路３ｗに供給してい
る。そして、第１の基準信号発生回路３ｕからの第１基
準信号、第２の基準信号発生回路３ｖからの第２基準信
号、および第３の基準信号発生回路３ｗからの第３基準
信号をＯＲゲート３ａを介して制御マイコン７に供給し
ている。さらに、ＳＲモータ２のｕ相の固定子巻線２ｕ
における巻線電流、ｖ相の固定子巻線２ｖにおける巻線
電流、およびｗ相の固定子巻線２ｗにおける巻線電流を
検出して制御用マイコン７に供給している。さらにま
た、制御マイコン７から出力されるオンオフ制御信号を
スイッチングトランジスタＴｒｕ＋、スイッチングトラ
ンジスタＴｒｕ−、スイッチングトランジスタＴｒｖ
＋、スイッチングトランジスタＴｒｖ−、スイッチング
トランジスタＴｒｗ＋、スイッチングトランジスタＴｒ
ｗ−のベース端子に供給している。

【０１４０】したがって、制御マイコン７が位相・振幅
補正部４および波形制御部５を構成することになる。も
ちろん、この制御マイコン７には、外部から速度指令ま
たはトルク指令が供給されている。また、前記各保護用
ダイオードは、インダクタンスに貯えられた磁気エネル
ギーを固定子巻線に保持し、もしくは電源回生するため
のものである。次いで、図２に示すＳＲモータ制御装置
の作用を説明する。

【０１４１】なお、ＳＲモータのｕ相、ｖ相、ｗ相にお
ける作用は同様であるから、以下には、ｕ相についての
み説明する。

【０１４２】インバータ回路（電力変換部１）のｕ相に
おけるスイッチング動作と巻線電流とは、図３中（Ａ）
（Ｂ）（Ｃ）に示すように、３通りの状態の何れかをと
ることになる。

【０１４３】図３中（Ａ）は、スイッチングトランジス
タＴｒｕ＋、スイッチングトランジスタＴｒｕ−が共に
オンの状態であり、スイッチングトランジスタＴｒｕ
＋、スイッチングトランジスタＴｒｕ−を通してＳＲモ
ータ２のｕ相の固定子巻線２ｕに巻線電流ｉが流れる。

【０１４４】図３中（Ｂ）は、スイッチングトランジス
タＴｒｕ−のみがオンの状態であり、固定子巻線２ｕの
インダクタンス効果によって、スイッチングトランジス
タＴｒｕ−、ダイオードＤｉｕ＋、ＳＲモータ２のｕ相
の固定子巻線２ｕで構成される閉ループに巻線電流ｉが
流れ続ける。

【０１４５】図３中（Ｃ）は、スイッチングトランジス
タＴｒｕ＋、スイッチングトランジスタＴｒｕ−が共に
オフになった状態であり、固定子巻線２ｕのインダクタ
ンス効果によって、ダイオードＤｉｕ＋、およびダイオ
ードＤｉｕ−が共にオンし、直流電源６が図３中（Ａ）
の場合と逆極性になるように固定子巻線２ｕに印加さ
れ、巻線電流ｉを急激に減少させる（磁気エネルギーが
電源に回生する）。巻線電流ｉが０になるとダイオード
Ｄｉｕ＋、およびダイオードＤｉｕ−が共にオフする。

【０１４６】また、スイッチングトランジスタＴｒｕ＋
のみがオンの状態は、この実施態様ではこのスイッチン
グ状態を用いないため特には図示していないが、図３中
（Ｂ）におけるスイッチングトランジスタＴｒｕ−、ダ
イオードＤｉｕ＋、ＳＲモータ２のｕ相の固定子巻線２
ｕで構成される閉ループに代えて、ダイオードＤｉｕ
−、スイッチングトランジスタＴｒｕ＋、ＳＲモータ２
のｕ相の固定子巻線２ｕで構成される閉ループに巻線電
流ｉが流れ続ける。この結果、このスイッチング状態を
も含めて考えると、インバータ回路（電力変換部１）の
１相当たりのスイッチング状態は４通りある。

【０１４７】したがって、ＳＲモータ２に対する通電を
行う期間においては、各相の巻線電流検出値と電流振幅
指令とを比較し、その大小に応じて、例えば、図３中
（Ａ）の状態と図３中（Ｂ）の状態とを適宜切り替え、
非通電期間においては図３中（Ｃ）の状態を選択すれば
よく、ＳＲモータ２を安定に駆動し続けることができ
る。

【０１４８】図４は基準信号発生部の具体的構成の一例
を示す電気回路図である。なお、図４はｕ相の基準信号
発生部のみを示している。

【０１４９】この基準信号発生部は、固定子巻線２ｕの
端子間電圧を入力として電圧の時間積を得る積分回路
｛不完全積分回路であってもよいが、センサレス運転が
行われるモータの回転周波数範囲において積分動作を行
うように定数を設定、また、巻線抵抗の電圧降下は無視
できるとして、この積分回路の出力（巻線両端の電圧の
時間積）は巻線の磁束鎖交数に等しいとしている｝３１
と、電圧の時間積と所定の基準レベルλ＊（直流電源３
２により設定される基準レベルλ＊）とを比較し、”
０”または”１”のデジタル信号を出力するヒステリシ
スコンパレータ３３と、このデジタル信号を伝送するフ
ォトカプラ３４と、フォトカプラ３４により伝送される
デジタル信号の立ち上がりエッジを検出して基準信号を
出力するワンショットマルチバイブレータ３５とを有し
ている。なお、積分回路３１、ヒステリシスコンパレー
タ３３およびフォトカプラ３４の発光部が基準信号発生
回路に含まれ、フォトカプラ３４の受光部およびワンシ
ョットマルチバイブレータ３５が波形制御回路（波形制
御部）に含まれている。

【０１５０】この基準信号発生部の作用を各部の信号波
形を示す図５を参照しながら説明する。

【０１５１】図５中（Ａ）に示すように電力変換部１に
よりＰＷＭ（パルス幅変調）制御されたパルス電圧が積
分回路３１により、図５中（Ｂ）に示すように滑らかに
変化する波形に整形され、この整形波形と所定の基準レ
ベルλ＊との比較結果｛図５中（Ｃ）のＣ１参照｝がヒ
ステリシスコンパレータ３３から出力される。そして、
この比較結果をワンショットマルチバイブレータ３５に
供給することにより、前記比較結果の立ち上がりエッジ
を適当なパルス幅の信号に変換して基準信号｛図５中
（Ｃ）のＣ２参照｝として出力する。なお、図５中
（Ｂ）におけるＰは巻線電流（モータ電流）の増加が完
了した時点を示し、Ｒは巻線電流の減少の開始時点を示
している。

【０１５２】図６は、基準信号と回転子位置との絶対位
相に対応する巻線電流と磁束鎖交数との関係を示す図で
ある。なお、基準信号出力ポイントを黒丸で示してい
る。図６から分かるように、巻線電流がＩ０である場合
には、基準信号が示す位置角がα０であり、巻線電流が
Ｉ１である場合には、基準信号が示す位置角がα１であ
る。すなわち、巻線電流がＩ０からＩ１に変化すれば、
基準信号が示す位置角もα０からα１に変化する。した
がって、前記基準信号発生部は、回転子の位置検出機能
を達成することができない。

【０１５３】さらに、高速・高トルクの運転領域におい
ては、巻線電流が指令に追従しなくなり（図６に示すよ
うに一定電流のラインから交点を特定することができな
くなり）、位置角を特定することがさらに困難になる。

【０１５４】ただし、数回転から数十回転程度にわたっ
ての極短時間では、基準信号はどこか任意の位置角を示
していると考えられる（ただし、長時間にわたってみる
と、負荷や制御条件によってその絶対位相が変わってい
る）。したがって、相対的な回転子の移動角は基準信号
に基づき検出することが可能で、前回の基準信号から今
回の基準信号までの時間を計測すれば、モータの回転速
度を算出することができ、これによりＳＲモータのトル
クを負荷トルクに追従させる速度フィードバックループ
を構成することができる。

【０１５５】図７は基準信号発生部の具体的構成の他の
例を示す電気回路図である。なお、図７はｕ相用の基準
信号発生部のみを示している。

【０１５６】この基準信号発生部は、スイッチングトラ
ンジスタＴｒｕ＋のベース信号（ゲート信号）の時間積
を得る積分回路（不完全積分回路であってもよいが、セ
ンサレス運転が行われるモータの回転周波数範囲におい
て積分動作を行うように定数を設定する必要がある）３
１と、電圧の時間積と所定の基準レベルλ＊（直流電源
３２により設定される基準レベルλ＊）とを比較し、”
０”または”１”のデジタル信号を出力するヒステリシ
スコンパレータ３３と、このデジタル信号の立ち上がり
エッジを検出して基準信号を出力するワンショットマル
チバイブレータ３５と、スイッチングトランジスタＴｒ
ｕ−のベース信号（ゲート信号）と、ワンショットマル
チバイブレータ３５から出力される基準信号とを入力と
して基準信号を出力するＡＮＤゲート３６とを有してい
る。なお、前記積分回路３１は、スイッチングトランジ
スタＴｒｕ−のベース信号（ゲート信号）により制御さ
れ、通電終了時に積分回路を初期化する（モータ磁束鎖
交数＝０とする）アナログスイッチ３７を有している。
また、前記のＡＮＤゲート３６を採用することにより、
通電相のみが基準信号を出力することができ、ひいては
絶縁確保のためにフォトカプラを設けるなどの措置が不
要であり、全体として回路構成を簡素化できる。さらに
詳細に説明する。

【０１５７】図３中（Ａ）に示す状態では、スイッチン
グトランジスタＴｒｕ＋およびスイッチングトランジス
タＴｒｕ−が共にオンであるから、固定子巻線２ｕには
直流電圧ＶＤＣが印加される。

【０１５８】図３中（Ｂ）に示す状態では、スイッチン
グトランジスタＴｒｕ＋がオフ、スイッチングトランジ
スタＴｒｕ−がオンであるから、電流を連続して流そう
とするインダクタンスの効果により保護用のダイオード
Ｄｉｕ＋がオンになり、固定子巻線２ｕの両端が短絡さ
れた状態になるので、固定子巻線２ｕに印加される直流
電圧は０になる。

【０１５９】図３中（Ｃ）に示す状態では、スイッチン
グトランジスタＴｒｕ＋およびスイッチングトランジス
タＴｒｕ−が共にオフであるから、電流を連続して流そ
うとするインダクタンスの効果により保護用のダイオー
ドＤｉｕ＋、Ｄｉｕ−が共にオンになり、固定子巻線２
ｕには直流電圧ＶＤＣが、図３中（Ａ）と逆極性で印加
される。そして、巻線電流が０になると、保護用のダイ
オードＤｉｕ＋、Ｄｉｕ−が共にオフになり、固定子巻
線２ｕに印加される直流電圧は０になる。

【０１６０】したがって、直流電圧ＶＤＣが一定であれ
ば、図３中（Ａ）に示す状態では、スイッチング状態か
ら固定子巻線に印加される電圧が分かる。

【０１６１】また、図３中（Ｂ）（Ｃ）に示す状態にお
いても、巻線電流が流れている場合には固定子巻線に印
加される電圧が分かる。

【０１６２】基準信号を検出する範囲においては、巻線
電流一定制御がなされ、図３中（Ａ）に示す状態と図３
中（Ｂ）に示す状態とを交互に切り替えるので、固定子
巻線に印加される電圧もＶＤＣと０とを交互に反復する
ことになる。

【０１６３】ここで、制御マイコン７から出力されるス
イッチングトランジスタＴｒｕ＋のオン状態に対応する
ベース信号（ゲート信号）を”１”、オフ状態に対応す
るベース信号（ゲート信号）を”０”とすれば、スイッ
チングトランジスタＴｒｕ＋、Ｔｒｖ＋、Ｔｒｗ＋のベ
ース信号（ゲート信号）を積分し、適当なゲインを乗算
することにより、図５中（Ｂ）のＰ点からＲ点までを検
出することができる。

【０１６４】一方、図５中（Ｂ）のＲ点から０に至る期
間は図３中（Ｃ）に示す状態とし、逆電圧を印加した直
後の初期電流とインダクタンスの大きさにより変化する
が、次回の基準信号を発生するまでには０になる（そう
でなければ、１回転中にわたって電流が流れ続けること
になり、ＳＲモータは回らない状態になる）ため、スイ
ッチングトランジスタＴｒｕ＋、Ｔｒｕ−がオフ｛図３
中（Ｃ）に示す状態参照｝されたタイミング｛図３中
（Ａ）（Ｂ）に示す状態においては必ずスイッチングト
ランジスタＴｒｕ−がオンであるから、スイッチングト
ランジスタＴｒｕ−がオフされることによりそのタイミ
ングが分かる｝でスイッチングトランジスタＴｒｕ＋の
ベース信号（ゲート信号）の積分出力を初期化（０）す
ればよく、スイッチングトランジスタＴｒｕ−のベース
信号（ゲート信号）によりアナログスイッチ３７を動作
させることにより、積分出力の初期化を達成できる。

【０１６５】また、基準信号を発生させたい範囲にわた
っては、図３中（Ａ）（Ｂ）に示す状態である。換言す
れば、スイッチングトランジスタＴｒｕ−がオン｛ベー
ス信号（ゲート信号）が”１”｝である。したがって、
このベース信号（ゲート信号）とワンショットマルチバ
イブレータ３５から出力される基準信号との論理積をＡ
ＮＤゲート３６によりとれば、不要な誤パルスを除去
し、正確な基準信号のみを出力することができる。図８
は前記制御マイコン７の構成を詳細に示すブロック図で
ある。

【０１６６】この制御マイコン７は、外部割込みにより
スタートされる周期測定タイマ７ａと、それぞれフリー
ランタイマで構成された速度制御周期タイマ７ｂ、電流
制御周期タイマ７ｃと、周期測定タイマ７ａのタイマ値
を入力として速度演算を行い、現在速度を算出する速度
演算部７ｄと、現在速度、位相補正部４から出力される
通電開始位相、外部から与えられる通電終了位相を入力
としてタイマ値の演算を行うタイマ値演算部７ｅと、タ
イマ値演算部７ｅにより演算されたタイマ値がセットさ
れ、かつ外部割込みによりスタートされる第１タイマ７
ｆと、タイマ値演算部７ｅにより演算されたタイマ値が
セットされ、かつ第１タイマ７ｆのカウントアップによ
りスタートされる第２タイマ７ｇと、速度制御周期タイ
マ７ｂによる速度制御割込みに応答し、かつ現在速度お
よび外部から与えられた速度指令を入力として両者の偏
差に対してＰＩ演算（比例演算・積分演算）を行い、電
流振幅指令を出力するＰＩ演算部７ｈと、第１タイマ７
ｆのカウントアップに応答して励磁モードを更新するモ
ード更新部７ｉと、第１タイマ７ｆによる位相制御割込
み、第２タイマ７ｇによる通電時間制御割込みに応答
し、かつ電流振幅指令を入力として、電流振幅指令の出
力および下アームのスイッチングトランジスタＴｒｕ
−、Ｔｒｖ−、Ｔｒｗ−のオンオフ制御信号の出力を行
う波形出力部７ｊと、電流制御周期タイマ７ｃによる電
流制御割込みに応答して、モータ電流をデジタルデータ
に変換するアナログ−デジタル変換部（Ａ／Ｄ変換部）
７ｋと、デジタルデータに変換されたモータ電流および
電流振幅指令を入力として、もしくは第２タイマ７ｇに
よる通電時間制御割込みに応答して、上アームのスイッ
チングトランジスタＴｒｕ＋、Ｔｒｖ＋、Ｔｒｗ＋のオ
ンオフ制御信号の出力を行うＴｒ＋オンオフ制御部７ｌ
とを有している。

【０１６７】なお、前記タイマ値演算部７ｅは、現在速
度および位相補正部４から出力される通電開始位相を入
力として第１タイマ７ｆにセットすべき第１タイマ値の
演算を行う第１タイマ値演算部７ｅ１と、現在速度およ
び外部から与えられる通電終了位相を入力として第２タ
イマ７ｇにセットすべき第２タイマ値の演算を行う第２
タイマ値演算部７ｅ２とを有している。前記波形出力部
７ｊは、電流振幅指令を一時的に保持し、第１タイマ７
ｆによる位相制御割込みに応答して電流振幅指令を出力
する電流振幅指令出力部７ｊ１と、第１タイマ７ｆによ
る位相制御割込み、第２タイマ７ｇによる通電時間制御
割込みに応答して、下アームのスイッチングトランジス
タＴｒｕ−、Ｔｒｖ−、Ｔｒｗ−のオンオフ制御信号の
出力を行うＴｒ−オンオフ制御部７ｊ２とを有してい
る。

【０１６８】前記モード更新部７ｉは、表２に示すよう
に、３つの励磁モードのそれぞれに対応させて下アーム
のスイッチングトランジスタＴｒｕ−、Ｔｒｖ−、Ｔｒ
ｗ−のオンオフ状態、および巻線電流指令ｉｕ＊、ｉｖ
＊、ｉｗ＊が設定されている。なお、表２において、ス
イッチングトランジスタのオン状態が”１”で、オフ状
態が”０”で示され、固定子巻線に対する通電状態が”
Ｉ＊”で、非通電状態が”０”で示されている。

【０１６９】

【表２】 次いで、図９から図１３に示すフローチャートを参照し
て制御マイコンの作用を説明する。図９のフローチャー
トの処理は、基準信号が入力される毎に行われる。

【０１７０】ステップＳＰ１において、周期測定タイマ
値および位相指令（通電開始位相）を入力し、ステップ
ＳＰ２において、次回の周期測定のために周期測定タイ
マ７ａをリセットして再スタートし、ステップＳＰ３に
おいて、周期測定結果（周期測定タイマ値）から現在速
度を演算して記憶し、ステップＳＰ４において、現在速
度および位相指令から通電切り替え時間（電流を流す相
を変更するタイミング）を演算して、演算結果をタイマ
値として第１タイマ７ｆにセットし、ステップＳＰ５に
おいて、第１タイマ７ｆをスタートし、そのまま元の処
理に戻る。

【０１７１】図１０のフローチャートの処理は、第１タ
イマ７ｆがカウントアップすることにより行われる。

【０１７２】ステップＳＰ１において、第１タイマ７ｆ
を停止し、ステップＳＰ２において、通電終了位相指令
を入力し、ステップＳＰ３において、励磁モードに応じ
て電流振幅指令の出力を行うとともに、下アームのスイ
ッチングトランジスタをオンにし、ステップＳＰ４にお
いて、励磁モードを更新し、ステップＳＰ５において、
記憶された現在速度と通電終了位相指令とから通電終了
時間を演算して、演算結果をタイマ値として第２タイマ
７ｇにセットし、ステップＳＰ６において、第２タイマ
７ｇをスタートし、そのまま元の処理に戻る。

【０１７３】図１１のフローチャートの処理は、第２タ
イマ７ｇがカウントアップすることにより行われる。

【０１７４】ステップＳＰ１において、第２タイマ７ｇ
を停止し、ステップＳＰ２において、上アームのスイッ
チングトランジスタおよび下アームのスイッチングトラ
ンジスタをオフにし、そのまま元の処理に戻る。

【０１７５】図１２のフローチャートの処理は、速度制
御周期タイマ７ｂによる速度制御割込みに応答して行わ
れる。

【０１７６】ステップＳＰ１において、現在速度および
速度指令を入力し、ステップＳＰ２において、現在速度
と速度指令との速度偏差を演算し、ステップＳＰ３にお
いて、速度偏差に対してＰＩ演算を行って電流振幅指令
を演算し、記憶して、そのまま元の処理に戻る。

【０１７７】図１３のフローチャートの処理は、電流制
御周期タイマ７ｃによる電流制御割込みに応答して行わ
れる。

【０１７８】ステップＳＰ１において、巻線電流および
電流振幅指令を入力し、ステップＳＰ２において、巻線
電流が電流振幅指令よりも大きいか否かを判定し、巻線
電流が電流振幅指令よりも大きいと判定された場合に
は、ステップＳＰ３において、上アームのスイッチング
トランジスタをオフにし、逆に、巻線電流が電流振幅指
令以下であると判定された場合には、ステップＳＰ４に
おいて、上アームのスイッチングトランジスタをオンに
する。そして、ステップＳＰ３の処理またはステップＳ
Ｐ４の処理を行った後は、そのまま元の処理に戻る。図
１４に示す各部の信号波形を参照してさらに説明する。

【０１７９】図１４中（Ａ）に示すように基準信号が発
生すれば、図１４中（Ｂ）に示すように、第１タイマ７
ｆがスタートし、通電開始位相と実際の速度とから定め
られた所定時間が経過して第１タイマ７ｆがカウントア
ップすれば、図１４中（Ｃ）に示すように、第２タイマ
７ｇがスタートする。また、図１４中（Ｄ）に示すよう
に、励磁モードが切り替えられ、選択された励磁モード
に従ってスイッチングトランジスタのオンオフ制御を行
う｛図１４中（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）参照｝とともに、該当
する相に電流振幅指令を出力する｛図１４中（Ｈ）
（Ｉ）（Ｊ）参照｝。さらに、第２タイマ７ｇには、通
電終了位相と実際の速度とから定められた所定時間がセ
ットされているので、第２タイマ７ｇがカウントアップ
すれば、スイッチングトランジスタのオフ制御を行う。

【０１８０】なお、通電期間を基準信号の周期と一致さ
せるように設定しておけば、第２タイマ７ｇを省略で
き、構成を簡素化できる。さらに、図８の位相補正部に
ついて詳細に説明する。

【０１８１】図８に示す制御マイコン７は、基準信号の
周期測定結果から実際の速度を演算し、速度指令との偏
差により速度制御を行っている。このため、負荷トルク
と共にモータ電流振幅が増加する。

【０１８２】したがって、モータ電流の大きさ（実効値
もしくは平均値）を検出すれば、トルク不足を検出する
ことができる。また、一般的にモータ入力電流と共に電
力変換部の入力電流も増加するので、電力変換部の入力
電流からもトルク不足を検出することができる。

【０１８３】図１５はトルク不足検出に基づく位相補正
を行う位相補正部の構成の一例を示すブロック図であ
る。

【０１８４】この位相補正部は、位相進ませ判定レベル
保持部４ａと、位相遅らせ判定レベル保持部４ｂと、Ｓ
Ｒモータ入力電流もしくは電力変換部入力電流と位相進
ませ判定レベル保持部４ａからの位相進ませ判定レベル
信号とを入力として両者の大小を比較する第１比較器４
ｃと、ＳＲモータ入力電流もしくは電力変換部入力電流
と位相遅らせ判定レベル保持部４ｂからの位相遅らせ判
定レベル信号とを入力として両者の大小を比較する第２
比較器４ｄと、第１比較器４ｃからの比較結果信号およ
び第２比較器４ｄからの比較結果信号を入力として位相
補正処理を行い、位相指令を出力する位相補正部４ｅと
を有している。図１６は図１５の位相補正部の処理を説
明するフローチャートである。

【０１８５】ステップＳＰ１において、ＳＲモータ入力
電流もしくは電力変換部入力電流の大きさを入力し、ス
テップＳＰ２において、入力電流が位相進ませ判定レベ
ルよりも大きいか否かを判定し、入力電流が位相進ませ
判定レベル以下である場合には、ステップＳＰ３におい
て、入力電流が位相遅らせ判定レベルよりも小さいか否
かを判定する。

【０１８６】そして、ステップＳＰ２において入力電流
が位相進ませ判定レベルよりも大きいと判定された場合
（トルク不足の場合）には、ステップＳＰ４において、
位相を進める。また、ステップＳＰ３において入力電流
が位相遅らせ判定レベルよりも小さいと判定された場合
（位相が進みすぎの場合）には、ステップＳＰ５におい
て、位相を遅らせる。

【０１８７】そして、ステップＳＰ３において入力電流
が位相遅らせ判定レベル以上であると判定された場合、
ステップＳＰ４の処理が行われた場合、またはステップ
ＳＰ５の処理が行われた場合には、そのまま元の処理に
戻る。図１７はトルク不足の検出に伴う位相補正処理を
説明する図である。

【０１８８】負荷トルクが増加し、モータ電流が所定の
電流値（位相進ませ判定レベル）を越えた場合には、第
１比較器４ｃからの比較結果信号に応答して位相補正部
４ｅにより位相を所定値だけ進めるべく位相指令を出力
し、位相の遅れすぎを防止する（図１７中Ａ１参照）。
この結果、モータトルクが増加し、モータ電流が減少す
る。

【０１８９】また、逆に、負荷トルクが減少し、モータ
電流が所定の電流値（位相遅らせ判定レベル）を下回っ
た場合には、第２比較器４ｄからの比較結果信号に応答
して位相補正部４ｅにより位相を所定値だけ遅らせるべ
く位相指令を出力し、位相の進みすぎを防止する（図１
７中Ａ２参照）。この結果、位相の進みすぎによるモー
タトルクの不足を防止することができる。

【０１９０】したがって、位相をモータトルクが不足し
ない範囲に設定でき、ＳＲモータの失速を確実に防止す
ることができる。

【０１９１】また、ＳＲモータ入力電流もしくは電力変
換部入力電流を最小にすれば、モータ効率は最大にな
る。したがって、入力電流を最小にする制御を採用する
ことにより、最大効率制御を達成することができる。

【０１９２】図１８は最大効率制御を行うべく位相補正
を行う位相補正部の構成の一例を示すブロック図であ
る。

【０１９３】この位相補正部は、前回のＳＲモータ入力
電流もしくは電力変換部入力電流を保持する前回値保持
部４ｆと、今回のＳＲモータ入力電流もしくは電力変換
部入力電流と現在のＳＲモータ入力電流もしくは電力変
換部入力電流との大小を判定する比較器４ｇと、比較器
４ｇからの比較結果信号および前回の補正極性を入力と
して位相補正処理を行い、位相指令を出力する位相補正
部４ｈと、位相補正部４ｈから出力される位相指令を入
力として前回の位相補正の極性（例えば、位相を進ませ
る場合が＋極性であり、位相を遅らせる場合が−極性で
ある）を記憶し、この極性を再び位相補正部４ｈに供給
する前回補正極性記憶部４ｉとを有している。図１９は
図１８の位相補正部の処理を説明するフローチャートで
ある。

【０１９４】ステップＳＰ１において、現在の入力電
流、前回の入力電流、および位相補正の極性を入力し、
ステップＳＰ２において、前回の入力電流が現在の入力
電流よりも小さいか否かを判定し、前回の入力電流が現
在の入力電流よりも小さいと判定された場合には、ステ
ップＳＰ４において、前回の位相補正の極性が遅れの極
性であるか否かを判定する。

【０１９５】そして、ステップＳＰ２において前回の入
力電流が現在の入力電流以上であると判定された場合に
は、ステップＳＰ３において、前回の位相補正の極性と
同じ極性で所定値だけ位相を変化させる。また、ステッ
プＳＰ４において前回の位相補正の極性が遅れの極性で
ないと判定された場合には、ステップＳＰ５において、
所定値だけ位相を遅らせる。逆に、ステップＳＰ４にお
いて前回の位相補正の極性が遅れの極性であると判定さ
れた場合には、ステップＳＰ６において、所定値だけ位
相を進ませる。

【０１９６】ステップＳＰ３の処理、ステップＳＰ５の
処理、またはステップＳＰ６の処理が行われた場合に
は、ステップＳＰ７において、現在の入力電流を前回の
入力電流として記憶するとともに、現在の位相補正の極
性を前回の位相補正の極性として記憶し、そのまま元の
処理に復帰する。図２０は位相補正による最大効率制御
動作を説明する図である。

【０１９７】図２０はモータ効率、入力電流と位相との
関係を示している。図１９に示すフローチャートの処理
を行えば、例えば、前回入力電流と比較して、現在の入
力電流が小さければ、位相補正により電流低減（効率向
上）がなされていると判定し、前回と同じ極性で位相補
正処理を行う。これにより、図２０中に示す矢印Ａ１の
方向に位相が変化し、電流振幅が減少する。そして、電
流最小点をやがて越え、前回入力電流と比較して、現在
の入力電流が大きくなると、位相補正極性を切り替え、
図２０中に示す矢印Ａ２の方向に位相を制御する。すな
わち、電流最小点に対応した位相を越えれば、補正する
位相極性が切り替えられ、電流最小点（効率最大点）近
傍の位相（最適位相）に位相を調整する制御が行われ
る。

【０１９８】なお、ここでは、位相遅れ領域を起点にし
て制御の動作を説明したが、位相進み領域を起点にして
も同様の動作となり、電流最小点（効率最大点）近傍の
位相（最適位相）に位相を調整する制御が行われる。

【０１９９】したがって、図１９に示すフローチャート
の処理を行うことにより、位相が最適位相からずれた場
合に、その位相を最適位相に近付けるように補正し、ひ
いては最大効率制御を達成することができる。

【０２００】なお、図１５から図２０に示す位相補正処
理は、図８に示す制御マイコンで行ってもよいし、外付
けの回路により行ってもよい。

【０２０１】図２１はこの発明のＳＲモータ制御装置の
他の実施態様を詳細に示す電気回路図である。

【０２０２】直流電源６の端子間に、スイッチングトラ
ンジスタＴｒｕ＋、ＳＲモータ２のｕ相の固定子巻線２
ｕ、スイッチングトランジスタＴｒｕ−をこの順に直列
接続し、スイッチングトランジスタＴｒｖ＋、ＳＲモー
タ２のｖ相の固定子巻線２ｖ、スイッチングトランジス
タＴｒｖ−をこの順に直列接続し、スイッチングトラン
ジスタＴｒｗ＋、ＳＲモータ２のｗ相の固定子巻線２
ｗ、スイッチングトランジスタＴｒｗ−をこの順に直列
接続している。そして、スイッチングトランジスタＴｒ
ｕ＋、ＳＲモータ２のｕ相の固定子巻線２ｕと並列に保
護用のダイオードＤｉｕ−を接続し、ＳＲモータ２のｕ
相の固定子巻線２ｕ、スイッチングトランジスタＴｒｕ
−と並列に保護用のダイオードＤｉｕ＋を接続し、スイ
ッチングトランジスタＴｒｖ＋、ＳＲモータ２のｖ相の
固定子巻線２ｖと並列に保護用のダイオードＤｉｖ−を
接続し、ＳＲモータ２のｖ相の固定子巻線２ｖ、スイッ
チングトランジスタＴｒｖ−と並列に保護用のダイオー
ドＤｉｖ＋を接続し、スイッチングトランジスタＴｒｗ
＋、ＳＲモータ２のｗ相の固定子巻線２ｗと並列に保護
用のダイオードＤｉｗ−を接続し、ＳＲモータ２のｗ相
の固定子巻線２ｗ、スイッチングトランジスタＴｒｗ−
と並列に保護用のダイオードＤｉｗ＋を接続している。

【０２０３】また、ＳＲモータ２のｕ相の固定子巻線２
ｕにおける通電電流をカレントトランスなどの電流検出
器８ｕにより検出して第１の基準信号発生回路３ｕに供
給し、ＳＲモータ２のｖ相の固定子巻線２ｖにおける通
電電流をカレントトランスなどの電流検出器８ｖにより
検出して第２の基準信号発生回路３ｖに供給し、ＳＲモ
ータ２のｗ相の固定子巻線２ｗにおける通電電流をカレ
ントトランスなどの電流検出器８ｗにより検出して第３
の基準信号発生回路３ｗに供給している。そして、第１
の基準信号発生回路３ｕからの第１基準信号、第２の基
準信号発生回路３ｖからの第２基準信号、および第３の
基準信号発生回路３ｗからの第３基準信号をＯＲゲート
３ａを介して制御マイコン７に供給している。また、図
示していないが、この制御マイコン７には、外部からの
速度指令および位相指令（通電開始位相および通電終了
位相）が与えられている。さらに、制御マイコン７から
出力されるオンオフ制御信号をスイッチングトランジス
タＴｒｕ＋、スイッチングトランジスタＴｒｕ−、スイ
ッチングトランジスタＴｒｖ＋、スイッチングトランジ
スタＴｒｖ−、スイッチングトランジスタＴｒｗ＋、ス
イッチングトランジスタＴｒｗ−のベース端子に供給し
ている。

【０２０４】したがって、制御マイコン７が位相・振幅
補正部４および波形制御部５を構成することになる。ま
た、前記各保護用ダイオードは、インダクタンスに貯え
られた磁気エネルギーを固定子巻線に保持し、もしくは
電源回生するためのものである。次いで、図２１に示す
ＳＲモータ制御装置の作用を説明する。

【０２０５】なお、ＳＲモータのｕ相、ｖ相、ｗ相にお
ける作用は同様であるから、以下には、ｕ相についての
み説明する。

【０２０６】インバータ回路（電力変換部１）のｕ相に
おけるスイッチング動作と巻線電流とは、図２２中
（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）に示すように、３通りの状態の何れ
かをとることになる。

【０２０７】図２２中（Ａ）は、スイッチングトランジ
スタＴｒｕ＋、スイッチングトランジスタＴｒｕ−が共
にオンの状態であり、スイッチングトランジスタＴｒｕ
＋、スイッチングトランジスタＴｒｕ−を通してＳＲモ
ータ２のｕ相の固定子巻線２ｕ両端に直流電源６が印加
される。

【０２０８】図２２中（Ｂ）は、スイッチングトランジ
スタＴｒｕ−のみがオンの状態であり、固定子巻線２ｕ
のインダクタンス効果によって、スイッチングトランジ
スタＴｒｕ−、ダイオードＤｉｕ＋、ＳＲモータ２のｕ
相の固定子巻線２ｕで構成される閉ループに巻線電流ｉ
が流れ続け、固定子巻線２ｕ両端の電圧は０となる。

【０２０９】図２２中（Ｃ）は、スイッチングトランジ
スタＴｒｕ＋、スイッチングトランジスタＴｒｕ−が共
にオフになった状態であり、固定子巻線２ｕのインダク
タンス効果によって、ダイオードＤｉｕ＋、およびダイ
オードＤｉｕ−が共にオンし、直流電源６が図２２中
（Ａ）の場合と逆極性になるように固定子巻線２ｕに印
加され、巻線電流ｉを急激に減少させる（磁気エネルギ
ーが電源に回生する）。巻線電流ｉが０になるとダイオ
ードＤｉｕ＋、およびダイオードＤｉｕ−が共にオフす
る。

【０２１０】また、スイッチングトランジスタＴｒｕ＋
のみがオンの状態は、この実施態様ではこのスイッチン
グ状態を用いないため特には図示していないが、図２２
中（Ｂ）におけるスイッチングトランジスタＴｒｕ−、
ダイオードＤｉｕ＋、ＳＲモータ２のｕ相の固定子巻線
２ｕで構成される閉ループに代えて、ダイオードＤｉｕ
−、スイッチングトランジスタＴｒｕ＋、ＳＲモータ２
のｕ相の固定子巻線２ｕで構成される閉ループに巻線電
流ｉが流れ続け、固定子巻線２ｕ両端の電圧は０とな
る。よって、この状態を含めて考えると、インバータ回
路（電力変換部１）の１相当たりのスイッチング状態は
４通りある。

【０２１１】この結果、図２２中（Ａ）の場合には、巻
線抵抗による電圧降下を無視でき、これによる磁束の減
衰がないとすると、固定子巻線の磁束鎖交数λがλＫと
なり、図２２中（Ｂ）の場合には、固定子巻線の磁束鎖
交数λが０となり、図２２中（Ｃ）の場合には、固定子
巻線の磁束鎖交数λが−ＶＤＣ・ΔＴ＋λＫとなる。た
だし、ΔＴは各スイッチング状態｛図２２中（Ａ）また
は図２２中（Ｃ）｝を保持する時間であり、λＫは磁束
鎖交数の初期値（各スイッチング状態に切り替えた時点
の磁束鎖交数）である。

【０２１２】すなわち、図２２中（Ａ）のスイッチング
状態を所定時間保持し、所定の磁束鎖交数λ＊に達した
後に、図２２中（Ｂ）のスイッチング状態とすることに
より、固定子巻線の磁束鎖交数λを所望値に制御するこ
とができ、ひいてはＳＲモータ２を安定に駆動し続ける
ことができる。

【０２１３】なお、（１）巻線電流を検出し、巻線抵抗
での電圧降下を算出し、この成分を補償し、もしくは、
（２）磁束鎖交数をＳＲモータの固定子の極に別途装着
したサーチコイルなどにより検出し、フィードバック制
御すれば、より正確な磁束鎖交数の制御が達成できる。

【０２１４】図２３は図２１の制御マイコン７の構成を
示すブロック図である。なお、位相補正部については前
述の図１５から図２０の何れかで構成すればよいので、
ここでの説明は省略する。

【０２１５】この制御マイコン７は、外部割込みにより
スタートされる周期測定タイマ７ａと、フリーランタイ
マで構成された速度制御周期タイマ７ｂと、周期測定タ
イマ７ａのタイマ値を入力として速度演算を行い、現在
速度を算出する速度演算部７ｄと、現在速度、位相補正
部４から出力される通電開始位相、外部から与えられる
通電終了位相を入力としてタイマ値の演算を行うタイマ
値演算部７ｅと、タイマ値演算部７ｅにより演算された
タイマ値がセットされ、かつ外部割込みによりスタート
される第１タイマ７ｆと、タイマ値演算部７ｅにより演
算されたタイマ値がセットされ、かつ第１タイマ７ｆの
カウントアップによりスタートされる第２タイマ７ｇ
と、速度制御周期タイマ７ｂによる速度制御割込みに応
答し、かつ現在速度および外部から与えられた速度指令
を入力として両者の偏差に対してＰＩ演算（比例演算・
積分演算）を行い、磁束鎖交数指令を出力するＰＩ演算
部７ｈと、第１タイマ７ｆのカウントアップに応答して
励磁モードを更新するモード更新部７ｉと、ＰＩ演算部
７ｈからの磁束鎖交数指令を入力として固定子巻線に電
圧ＶＤＣを印加する時間を演算するデューティ演算部７
ｍと、第１タイマ７ｆによる位相制御割込み、第２タイ
マ７ｇによる通電時間制御割込みに応答し、かつデュー
ティ演算部７ｍからの電圧印加時間を入力として、上ア
ームのスイッチングトランジスタＴｒｕ＋、Ｔｒｖ＋、
Ｔｒｗ＋および下アームのスイッチングトランジスタＴ
ｒｕ−、Ｔｒｖ−、Ｔｒｗ−のオンオフ制御信号の出力
を行う波形出力部７ｊとを有している。

【０２１６】なお、前記タイマ値演算部７ｅは、現在速
度および位相補正部４から出力される通電開始位相を入
力として第１タイマ７ｆにセットすべき第１タイマ値の
演算を行う第１タイマ値演算部７ｅ１と、現在速度およ
び外部から与えられる通電終了位相を入力として第２タ
イマ７ｇにセットすべき第２タイマ値の演算を行う第２
タイマ値演算部７ｅ２とを有している。前記波形出力部
７ｊは、デューティ演算部７ｍから出力される印加時間
入力として、もしくは第２タイマ７ｇによる通電時間制
御割込みに応答して、上アームのスイッチングトランジ
スタＴｒｕ＋、Ｔｒｖ＋、Ｔｒｗ＋のオンオフ制御信号
の出力を行うＴｒ＋オンオフ制御部７ｊ３と、第１タイ
マ７ｆによる位相制御割込み、第２タイマ７ｇによる通
電時間制御割込みに応答して、下アームのスイッチング
トランジスタＴｒｕ−、Ｔｒｖ−、Ｔｒｗ−のオンオフ
制御信号の出力を行うＴｒ−オンオフ制御部７ｊ２とを
有している。

【０２１７】前記モード更新部７ｉは、表３に示すよう
に、３つの励磁モードのそれぞれに対応させて上アーム
のスイッチングトランジスタＴｒｕ＋、Ｔｒｖ＋、Ｔｒ
ｗ＋および下アームのスイッチングトランジスタＴｒｕ
−、Ｔｒｖ−、Ｔｒｗ−のオンオフ状態が設定されてい
る。なお、表３において、スイッチングトランジスタの
オン状態が”１”で、オフ状態が”０”で示されてい
る。

【０２１８】

【表３】 次いで、図２４から図２７に示すフローチャートを参照
して制御マイコンの作用を説明する。図２４のフローチ
ャートの処理は、基準信号が入力される毎に行われる。

【０２１９】ステップＳＰ１において、周期測定タイマ
値および位相指令（通電開始位相）を入力し、ステップ
ＳＰ２において、次回の周期測定のために周期測定タイ
マ７ａをリセットして再スタートし、ステップＳＰ３に
おいて、周期測定結果（周期測定タイマ値）から現在速
度を演算して記憶し、ステップＳＰ４において、現在速
度および位相指令から通電切り替え時間（電流を流す相
を変更するタイミング）を演算して、演算結果をタイマ
値として第１タイマ７ｆにセットし、ステップＳＰ５に
おいて、第１タイマ７ｆをスタートし、そのまま元の処
理に戻る。

【０２２０】図２５のフローチャートの処理は、第１タ
イマ７ｆがカウントアップすることにより行われる。

【０２２１】ステップＳＰ１において、第１タイマ７ｆ
を停止し、ステップＳＰ２において、通電終了位相指令
を入力し、ステップＳＰ３において、励磁モードに応じ
て下アームのスイッチングトランジスタをオンにすると
ともに、磁束鎖交数指令から上アームのスイッチングト
ランジスタのオン時間を演算し、波形出力部７ｊに記憶
し、ステップＳＰ４において、励磁モードを更新し、ス
テップＳＰ５において、記憶された現在速度と通電終了
位相指令とから通電終了時間を演算して、演算結果をタ
イマ値として第２タイマ７ｇにセットし、ステップＳＰ
６において、第２タイマ７ｇをスタートし、そのまま元
の処理に戻る。

【０２２２】図２６のフローチャートの処理は、第２タ
イマ７ｇがカウントアップすることにより行われる。

【０２２３】ステップＳＰ１において、第２タイマ７ｇ
を停止し、ステップＳＰ２において、上アームのスイッ
チングトランジスタおよび下アームのスイッチングトラ
ンジスタをオフにし、そのまま元の処理に戻る。

【０２２４】図２７のフローチャートの処理は、速度制
御周期タイマ７ｂによる速度制御割込みに応答して行わ
れる。

【０２２５】ステップＳＰ１において、現在速度および
速度指令を入力し、ステップＳＰ２において、現在速度
と速度指令との速度偏差を演算し、ステップＳＰ３にお
いて、速度偏差に対してＰＩ演算を行って磁束鎖交数指
令を演算し、記憶して、そのまま元の処理に戻る。図２
８に示す各部の信号波形を参照してさらに説明する。

【０２２６】図２８中（Ａ）に示すように基準信号が発
生すれば、図２８中（Ｂ）に示すように、第１タイマ７
ｆがスタートし、通電開始位相と実際の速度とから定め
られた所定時間が経過して第１タイマ７ｆがカウントア
ップすれば、図２８中（Ｃ）に示すように、第２タイマ
７ｇがスタートする。また、図２８中（Ｄ）に示すよう
に、励磁モードが切り替えられ、選択された励磁モード
に従ってスイッチングトランジスタのオンオフ制御を行
う｛図２８中（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）（Ｈ）（Ｉ）（Ｊ）参
照｝。さらに、第２タイマ７ｇには、通電終了位相と実
際の速度とから定められた所定時間がセットされてお
り、第２タイマ７ｇがカウントアップすることにより、
上アームおよび下アームのスイッチングトランジスタの
オフ制御を行う。

【０２２７】なお、通電期間を基準信号の周期と一致さ
せるように設定しておけば、第２タイマ７ｇを省略で
き、構成を簡素化できる。

【０２２８】図２９は基準信号発生部の具体的構成のさ
らに他の例を示す電気回路図である。なお、図２９はｕ
相の基準信号発生部のみを示している。この基準信号発
生部は、巻線電流を検出すべく固定子巻線２ｕと直列に
接続した抵抗４１と、この抵抗４１の端子間電圧を入力
として、スイッチングに伴う電流リプルを除去するロー
パスフィルタ回路４２と、ローパスフィルタ回路４２か
ら出力される巻線電流検出信号と所定の基準レベルＩ＊
（直流電源４３により設定される基準レベルＩ＊）とを
比較し、”０”または”１”のデジタル信号を出力する
ヒステリシスコンパレータ４４と、このデジタル信号を
伝送するフォトカプラ４５と、フォトカプラ４５により
伝送されるデジタル信号の立ち下がりエッジを検出して
基準信号を出力するワンショットマルチバイブレータ４
６とを有している。なお、ローパスフィルタ回路４２、
ヒステリシスコンパレータ４４およびフォトカプラ４５
の発光部が基準信号発生回路に含まれ、フォトカプラ４
５の受光部およびワンショットマルチバイブレータ４６
が波形制御回路（波形制御部）に含まれている。

【０２２９】この基準信号発生部の作用を各部の信号波
形を示す図３０を参照しながら説明する。なお、固定子
巻線の端子間電圧が０の期間の巻線抵抗などによる磁束
の減衰が無視でき、磁束鎖交数は一定であると仮定して
いる。

【０２３０】図３０中（Ａ）にＡ１で示すように電圧Ｖ
ＤＣが印加されると、磁束鎖交数は、図３０中（Ａ）に
Ａ２で示すように、式λ＝ＶＤＣ・ΔＴ＋λＫに基づい
て上昇し、所定時間でλ１に達し、固定子巻線の端子間
電圧が０の期間は磁束鎖交数一定制御がなされる。そし
て、通電終了位相になると、上アームおよび下アームの
スイッチングトランジスタが共にオフとなり、磁束鎖交
数は所定時間経過後に０となる。

【０２３１】また、図３０中（Ｂ）に巻線電流を示すよ
うに、磁束鎖交数がλ１に達するまで｛図３０中（Ｂ）
のＪ点までの間｝巻線電流が増加し、磁束鎖交数を一定
に保持している間は、回転子の回転位置の変化｛図３０
中（Ｂ）のＪ点からＫ点への変化｝とともに巻線電流が
減少する。

【０２３２】このように変化する巻線電流と所定の基準
レベルＩ＊とをヒステリシスコンパレータ４４により比
較して、図３０中（Ｃ）のＣ１に示すように、比較結果
としてのデジタル信号を出力する。そして、この比較結
果をワンショットマルチバイブレータ４６に供給するこ
とにより、前記比較結果の立ち下がりエッジを適当なパ
ルス幅の信号に変換して基準信号｛図３０中（Ｃ）のＣ
２参照｝として出力する。なお、図３０中（Ｂ）におけ
るＪは巻線電流（モータ電流）の増加が完了した時点を
示し、Ｋは巻線両端に逆電圧を印加する開始時点を示し
ている。

【０２３３】図３１は、基準信号と回転子位置との絶対
位相に対応する巻線電流と磁束鎖交数との関係を示す図
である。

【０２３４】図３１から分かるように、巻線電流がＩ＊
であり、磁束鎖交数指令がλ０である場合には、基準信
号が示す位置角がβ０であり、磁束鎖交数指令がλ１で
ある場合には、基準信号が示す位置角がβ１である。す
なわち、磁束鎖交数指令がλ０からλ１に変化すれば、
基準信号が示す位置角もβ０からβ１に変化する。した
がって、前記基準位置発生部は、回転子の位置検出機能
を達成することができない。

【０２３５】また、図３１のＪＫ０で示す領域の面積を
Ｗτとし、図２２中（Ａ）の状態から図２２中（Ｂ）の
状態、図２２中（Ｂ）の状態から図２２中（Ｃ）の状態
への一連のスイッチング動作中に回転子が移動した角度
をΔθとすれば、その平均出力トルクＴは、 Ｔ＝Ｗτ／Δθ で与えられる。

【０２３６】すなわち、負荷トルクに応じて巻線の磁束
鎖交数λは、Ｗτが所定値になるように制御されるので
あるから、図２９の回路も、回転子の回転位置を検出す
る機能はない。

【０２３７】以上の各実施態様においては、ＳＲモータ
により駆動する負荷については特には説明していない。
しかし、上記の各実施態様の説明から明らかなように、
回転子の位置を検出する必要がなく、したがって位置検
出器を設ける必要もないのであるから、ハーメチック構
造の圧縮機の駆動源として簡単に適用することができる
ほか、安価な位置検出器を設けることができない他の用
途などにも簡単に適用することができる。

【０２３８】また、上記の実施態様では、固定子の極数
が６、回転子の極数が４のものについて示しているが、
その他の極数の組合せのＳＲモータについても同様に適
用することができる。図４６はこの発明のＳＲモータ制
御装置のさらに他の実施態様を示す図であり、電圧形イ
ンバータを主回路に構成した場合の制御装置構成を概略
的に示している。

【０２３９】このＳＲモータ制御装置は、直流電圧源１
００を電圧形インバータ１０１の入力端子に接続し、電
圧形インバータ１０１の出力端子をＳＲモータの各相の
巻線１０２に接続している。そして、ＳＲモータの各相
の巻線１０２に流れる電流をカレントトランスなどの電
流検出器１０３により検出し、検出した電流をインバー
タ制御部１１０に供給し、インバータ制御部１１０から
スイッチング指令を出力して電圧形インバータ１０１に
供給する。この構成のＳＲモータ制御装置の作用は次の
とおりである。

【０２４０】直流電圧源１００の出力電圧が電圧形イン
バータ１０１のトランジスタによりＳＲモータの各相の
巻線１０２に適宜接続され、一定電圧が印加される。こ
の結果、この一定電圧と巻線インピーダンスとに応じた
電流が該当する巻線１０２に流れるので、この電流を電
流検出器１０３により検出し、インバータ制御部１１０
においてこの検出した電流値を指令電流振幅と比較演算
し、この比較演算結果に基き、インバータ電圧指令を
得、電圧形インバータ１０１のトランジスタをパルス幅
変調（ＰＷＭ）制御して、図４７中に実線で示すように
印加する平均電圧を制御することができる。

【０２４１】ただし、インバータ制御部１１０において
インバータ電圧指令を算出して直流電圧源１００に供給
し、図４７中に破線で示すように直流電圧源１００の出
力電圧を制御するようにしてもよい。

【０２４２】図４８はこの発明のＳＲモータ制御装置の
さらに他の実施態様を示す図であり、電流形インバータ
を主回路に構成した場合の制御装置構成を概略的に示し
ている。

【０２４３】このＳＲモータ制御装置は、直流電流源２
００を電流形インバータ２０１の入力端子に接続し、電
流形インバータ２０１の出力端子をＳＲモータの各相の
巻線１０２に接続している。そして、ＳＲモータの各相
の巻線１０２に印加する電圧を検出し、検出した電圧を
インバータ制御部２１０に供給し、インバータ制御部２
１０からスイッチング指令を出力して電流形インバータ
２０１に供給するとともに、電流値指令を出力して直流
電流源２００に供給している。この構成のＳＲモータ制
御装置の作用は次のとおりである。

【０２４４】直流電流源２００の出力電流が電流形イン
バータ２０１のトランジスタによりＳＲモータの各相の
巻線１０２に適宜接続され、所定電流が供給される。こ
の結果、この所定電流と巻線インピーダンスとに応じた
電圧が該当する巻線１０２に発生するので、この電圧を
検出し、インバータ制御部２１０においてこの検出した
電圧値を指令電圧値と比較演算し、この比較演算結果に
基き、インバータ電流指令を得、電流形インバータ１０
１のトランジスタをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御すると
ともに、直流電流源２００を制御して、供給する電流を
制御することができる。したがって、巻線電流を検出す
る必要がなくなる。図４４は試作したＳＲモータの回転
位置による各相の自己インダクタンスの変化を示す図で
ある。ただし、図４４には１相分のみを示している。図
４４から明らかなように、アンアライン近傍では巻線電
流により、インダクタンスが変化せず（すなわち、磁気
飽和の影響がなく）、したがって、ｄＬ（θ）／ｄθの
変化も殆どなく、それぞれ定数となる。なお、図４４の
回転位置に対するインダクタンスの変化はＳＲモータの
極幅や極数により異なるが、アンアライン近傍で巻線電
流による磁気飽和の影響がないことは変わらない。

【０２４５】図４５は数６、数７により上記試作ＳＲモ
ータをそれぞれ制御した時の速度−トルク特性を示して
いる。なお、補正係数Ｃｖ（ω）は表１に示すように設
定し、微少時間Δｔを８０μｓ、インバータ直流電圧を
２８０Ｖ（一定）とし、インバータトランジスタの電流
容量の制約から出力電流実効値を最大１０Ａとしてい
る。

【０２４６】図４５より表１のような簡単な補正係数を
用いることにより、インバータ位相の進み過ぎによるト
ルク発生効率の低下を防止でき、高速運転エリアを拡大
できることが分かる。

【０２４７】図４９から図５２は、それぞれＳＲモータ
の駆動波形を示す図である。ここで、図４９は、回転数
を１８００ｒｐｍに設定するとともに、負荷トルクを１
０ｋｇｃｍに設定した場合のエンコーダ信号カウント
値、基準信号、磁束鎖交数、巻線電流の波形を示し、図
５０は、回転数を１８００ｒｐｍに設定するとともに、
負荷トルクを２０ｋｇｃｍに設定した場合のエンコーダ
信号カウント値、基準信号、磁束鎖交数、巻線電流の波
形を示し、図５１は、回転数を５４００ｒｐｍに設定す
るとともに、負荷トルクを１５ｋｇｃｍに設定し、しか
も補正係数Ｃｖ（ω）を採用した場合のエンコーダ信号
カウント値、基準信号、磁束鎖交数、巻線電流の波形を
示し、図５２は、回転数を５４００ｒｐｍに設定すると
ともに、負荷トルクを１５ｋｇｃｍに設定し、しかも補
正係数Ｃｖ（ω）を採用していない場合のエンコーダ信
号カウント値、基準信号、磁束鎖交数、巻線電流の波形
を示している。

【０２４８】図４９と図５０の矢印部分の時間軸に着目
すると、エンコーダ信号をカウントして得た波形が示す
回転位置角に対して基準信号の立ち上がり部分が負荷ト
ルク（電流振幅）に応じて変化しているが、本発明によ
る位相制御が行われ、転流のタイミング（通電相切り替
えのタイミング）はほとんど変化していないことがわか
る。

【０２４９】高速回転時の波形、図５１と図５２の矢印
部分の時間軸に着目すると、補正係数を用いない場合に
はエンコーダ信号をカウントした波形が示す回転位置角
に対し、巻線電流の転流タイミング（通電相切り替えの
タイミング）が進んでいることがわかる。これにより補
正係数を用いない場合にはトルク発生率が低下し、電流
振幅も大きくなっていることが図５１と図５２を比較し
てわかる。

【０２５０】図５３はインバータ制御部１１０の要部の
構成を詳細に示すブロック図である。なお、電圧型イン
バータ１０１は図２もしくは図２１の構成と同一であ
り、基準信号は、前記の各実施態様と同様にして得られ
るのであるから、詳細な説明を省略する。

【０２５１】このインバータ制御部１１０は、基準信号
が供給されることに伴う外部割込みによりスタートされ
る周期測定タイマ１１０ａと、フリーランタイマで構成
された電流制御周期タイマ１１０ｃと、周期測定タイマ
１１０ａのタイマ値を入力として速度演算を行い、現在
速度を算出する速度演算部１１０ｄと、現在速度、およ
び後述する位相補正部１１０ｍから出力される通電開始
位相を入力としてタイマ値の演算を行うタイマ値演算部
１１０ｅと、タイマ値演算部１１０ｅにより演算された
タイマ値がセットされ、かつ外部割込みによりスタート
される第１タイマ１１０ｆと、外部割込みに応答し、か
つ現在速度および外部から与えられた速度指令を入力と
して両者の偏差に対してＰＩ演算（後に詳述する）を行
い、電流振幅指令を出力する速度制御用のＰＩ演算部１
１０ｈと、第１タイマ１１０ｆのカウントアップに応答
して励磁モードを更新するモード更新部１１０ｉと、電
流制御周期タイマ１１０ｃによる電流制御割込みに応答
して、モータ電流をデジタルデータに変換するアナログ
−デジタル変換部（Ａ／Ｄ変換部）１１０ｋと、速度制
御用のＰＩ演算部１１０ｈから出力される電流振幅指令
とデジタルデータに変換されたモータ電流とを入力とし
てＰＩ演算を行い、インバータ出力電圧指令を出力する
電流制御用のＰＩ演算部１１０ｎと、電流制御用のＰＩ
演算部１１０ｎからの出力信号（デジタルデータに変換
されたモータ電流）を入力として電流変化量を検出する
電流変化量検出部１１０ｐと、検出された電流変化量を
入力として、インバータ出力電圧より定めた電流変化量
指令と比較し、位相補正を行わせるべく通電開始位相を
出力する位相補正部１１０ｍと、第１タイマ１１０ｆに
よる位相制御割込みに応答し、かつインバータ出力電圧
指令を入力として、上アームのスイッチングトランジス
タＴｒｕ＋、Ｔｒｖ＋、Ｔｒｗ＋のオンオフ制御信号の
出力、および下アームのスイッチングトランジスタＴｒ
ｕ−、Ｔｒｖ−、Ｔｒｗ−のオンオフ制御信号の出力を
行う波形出力部１１０ｊとを有している。なお、波形出
力部１１０ｊは、Ｔｒ＋オンオフ制御部１１０ｊ１とＴ
ｒ−オンオフ制御部１１０ｊ２とを有しており、前記イ
ンバータ出力電圧指令はＴｒ＋オンオフ制御部１１０ｊ
１のみに供給されている。

【０２５２】また、第１タイマ１１０ｆのカウントアッ
プ毎にモード更新部１１０ｉではオンオフ制御するスイ
ッチングトランジスタの組合せを適宜更新し、速度制御
用のＰＩ演算部１１０ｈは外部からの基準信号を割込み
信号とし、電流制御用のＰＩ演算部１１０ｎは内部タイ
マからの信号を割込み信号として、それぞれ処理を実行
する。なお、第１タイマ１１０ｆの計時は外部からの基
準信号を起点に行われる。次いで、前記ＰＩ演算を説明
する。

【０２５３】指令値をｘ^*、現在値をｘ、偏差をε、比
例ゲインをＫ_P、積分ゲインをＫ_Iとすれば、指令値ｕ
は、以下のように与えられる。

【０２５４】アナログ回路の場合 ε＝ｘ^*−ｘであり、ｕ＝Ｋ_P・ε＋Ｋ_I・∫εｄｔで与
えられる。

【０２５５】マイコンの場合 サンプル点ｎ（制御演算周期）毎に、速度型のアルゴリ
ズムでは、 ε_n＝ｘ_n ^*−ｘ_n Δｕ_n＝Ｋ_P・（ε_n−ε_n-1）＋Ｋ_I・ε_n ε_n-1＝ε_n ｕ_n＝ｕ_n-1＋Δｕ_n を実行することにより、指令値ｕを算出することができ
る。なお、サフィックスｎ、およびｎ−１はサンプル点
における所量を表している。

【０２５６】また、位置型のアルゴリズムでは、 ε_n＝ｘ_n ^*−ｘ_n ΔＩ_n＝ΔＩ_n-1＋Ｋ_I・ε_n ｕ_n＝Ｋ_P・ε_n＋ΔＩ_n ΔＩ_n-1＝ΔＩ_n を実行することにより、指令値ｕを算出することができ
る。

【０２５７】前記モード更新部１１０ｉは、表４に示す
ように、３つの励磁モードのそれぞれに対応させて上ア
ームのスイッチングトランジスタＴｒｕ＋、Ｔｒｖ＋、
Ｔｒｗ＋のオンオフ状態、および下アームのスイッチン
グトランジスタＴｒｕ−、Ｔｒｖ−、Ｔｒｗ−のオンオ
フ状態が設定されている。なお、表４において、スイッ
チングトランジスタのオン状態が”１”で、オフ状態
が”０”で、ＰＷＭ制御によりオンオフが反復されてい
る状態が”ｘ”で、それぞれ示されている。

【０２５８】

【表４】 次いで、図５４から図５９に示すフローチャートを参照
してインバータ制御部１１０の作用を説明する。図５４
のフローチャートの処理は、基準信号が入力される毎に
行われる。

【０２５９】ステップＳＰ１において、周期測定タイマ
値および位相指令（通電開始位相）を入力し、ステップ
ＳＰ２において、次回の周期測定のために周期測定タイ
マ１１０ａをリセットして再スタートし、ステップＳＰ
３において、周期測定結果（周期測定タイマ値）から現
在速度を演算して記憶し、ステップＳＰ４において、現
在速度および位相指令から通電切り替え時間（電流を流
す相を変更するタイミング）を演算して、演算結果をタ
イマ値として第１タイマ１１０ｆにセットし、ステップ
ＳＰ５において、第１タイマ１１０ｆをスタートし、ス
テップＳＰ６において、速度制御処理を行い、ステップ
ＳＰ７において、位相補正処理を行い、そのまま元の処
理に戻る。

【０２６０】図５５のフローチャートは、図５４のステ
ップＳＰ６の処理を詳細に説明するものである。

【０２６１】ステップＳＰ１において、現在速度および
速度指令（指令速度）を入力し、ステップＳＰ２におい
て、現在速度と速度指令値との偏差を演算し、ステップ
ＳＰ３において、速度偏差に対してＰＩ演算を行うこと
により電流振幅指令を演算し、記憶し、そのまま元の処
理に戻る。

【０２６２】図５６のフローチャートは、図５４のステ
ップＳＰ７の処理を詳細に説明するものである。

【０２６３】ステップＳＰ１において、電流変化量の大
きさを入力し、ステップＳＰ２において、入力された電
流変化量の大きさが変化量指令値よりも大きいか否かを
判定する。そして、入力された電流変化量の大きさが変
化量指令値よりも大きいと判定された場合には、ステッ
プＳＰ３において、通電開始位相を所定位相だけ遅ら
せ、逆に、入力された電流変化量の大きさが変化量指令
値以下であると判定された場合には、ステップＳＰ４に
おいて、通電開始位相を所定位相だけ進める。そして、
ステップＳＰ３の処理、またはステップＳＰ４の処理が
行われた場合には、そのまま元の処理に戻る。なお、遅
らせられ、あるいは進められた通電開始位相は通電開始
位相指令として記憶される。

【０２６４】図５７のフローチャートの処理は、第１タ
イマ１１０ｆがカウントアップすることにより行われ
る。

【０２６５】ステップＳＰ１において、第１タイマ１１
０ｆおよび電流制御周期タイマ１１０ｃを停止し、ステ
ップＳＰ２において、励磁モードを更新し、ステップＳ
Ｐ３において、励磁モードに応じてスイッチングトラン
ジスタのスイッチングパターンを記憶し、ステップＳＰ
４において、制御変数である電流制御用のＰＩ演算部１
１０ｎの積分項、電流変化量検出部１１０ｐの処理回数
を適宜初期化（０に設定）し、ステップＳＰ５におい
て、電流制御周期タイマ１１０ｃをスタートさせ、ステ
ップＳＰ６において、電流制御処理を実行すべく、電流
制御周期タイマ割込みをソフトウェアトリガにより発生
させ、そのまま元の処理に戻る。なお、記憶したスイッ
チングパターンは、ハードウェア的に適宜対応するスイ
ッチングトランジスタをオンオフすべく出力される。

【０２６６】図５８のフローチャートの処理は、電流制
御周期タイマ１１０ｃから予め定めた電流制御周期毎に
割込み信号が発せられることにより行われる。

【０２６７】ステップＳＰ１において、記憶された電流
振幅指令を入力するとともに、励磁モードに対応した
（表４でＰＷＭ制御を示す ”ｘ”の相に対応した）巻
線の電流をＡ／Ｄ変換部１１０ｋを通して検出し、ステ
ップＳＰ２において、現在の電流検出値と電流振幅指令
とから電流偏差を演算し、ステップＳＰ３において、電
流偏差に対してＰＩ演算を行って電圧振幅指令（ＰＷＭ
デューティ）を演算し、ＰＷＭ処理を行うタイマに記憶
し、ステップＳＰ４において、電流変化量検出処理を行
い、そのまま元の処理に戻る。なお、ＰＷＭ処理は、記
憶されたＰＷＭデューティに基きハードウェア的に行わ
れる。

【０２６８】図５９のフローチャートは、図５８のフロ
ーチャートのステップＳＰ４を詳細に説明するものであ
る。

【０２６９】ステップＳＰ１において、処理回数を入力
し、ステップＳＰ２において、処理回数を１だけインク
リメントし、ステップＳＰ３において、処理回数が３以
上であるか否かを判定し、処理回数が２以下である場合
には、ステップＳＰ４において、処理回数が１であるか
否かを判定する。処理回数が１であると判定された場合
には、ステップＳＰ５において、印加電圧をＶ１に記憶
し、そのまま元の処理に戻る。逆に、ステップＳＰ４に
おいて処理回数が１でないと判定された場合には、ステ
ップＳＰ６において、検出電流を現在電流変化量として
記憶し、ステップＳＰ７において、記憶した印加電圧Ｖ
１から電流変化量指令を演算し、記憶し、そのまま元の
処理に戻る。もちろん、ステップＳＰ３において処理回
数が３以上であると判定された場合には、そのまま元の
処理に戻る。

【０２７０】図６０は電流変化量の検出を説明するため
に、線電流波形、インバータ出力電圧波形、平均印加電
圧波形を、電流制御周期タイマ１１０ｃから予め定めた
電流制御周期毎に発せられる割込み信号と、処理回数と
共に示す図である。なお、図において、ＶＤＣは直流電
圧源の出力電圧、ｔＷはデューティ、ＴはＰＷＭ制御周
期である。

【０２７１】図５９のフローチャート、および図６０の
波形図から分かるように、１回目の処理でインバータ出
力電圧（印加電圧）Ｖ１を検出して記憶し、２回目の処
理で線電流ΔｉＬを検出して処理することにより、１回
目に印加された電圧に応じて生じた電流変化量を検出す
ることができる。

【０２７２】図６１は図５４から図５９のフローチャー
トの処理が行われた場合の各部の信号波形を示す図であ
る。

【０２７３】図６１中（Ａ）に示すように基準信号が与
えられた場合に、図６１中（Ｂ）に示すように第１タイ
マ１１０ｆが動作し、第１タイマ１１０ｆのカウントア
ップ（矢印の終端を参照）に応答して、図６１中（Ｃ）
に示すように励磁モードが更新され、図６１中（Ｄ）〜
（Ｉ）に示すように各スイッチングトランジスタがオン
オフ制御される。図６１（Ｊ）は、位相指令（通電開始
位相）が図中Ａ点において進み方向に制御された様子を
示し、これに応じて第１タイマ１１０ｆの設定値が変化
し、波形位相が制御された状態を図６１（Ａ）〜（Ｉ）
で表している。

【０２７４】上記の構成を採用することにより、図４５
に示す速度−トルク特性を得ることができた。

【０２７５】図６２はインバータ制御部１１０の要部の
構成を詳細に示す更に別のブロック図である。なお、電
圧形インバータの構成や基準信号は、前記の各実施態様
と同様にして得られるのであるから、詳細な説明を省略
する。図５３との相違は速度制御により位相を、電流変
化量に基づき電流振幅をそれぞれ制御する点で、電流振
幅を小さくすることにより、速度制御部ではトルクを増
すべく、位相を進め、また、電流振幅を大きくすること
で速度制御部はトルクを減らすべく、位相を遅らせる様
に制御が動作し、電流変化量が指令に追従したときに、
振幅、位相が共に図５３の制御と同じ定常値となる。以
下図６２について詳述する。

【０２７６】このインバータ制御部１１０は、基準信号
が供給されることに伴う外部割込みによりスタートされ
る周期測定タイマ１１０ａ’と、フリーランタイマで構
成された電流制御周期タイマ１１０ｃ’と、周期測定タ
イマ１１０ａ’のタイマ値を入力として速度演算を行
い、現在速度を算出する速度演算部１１０ｄ’と、外部
割込みに応答し、かつ現在速度および外部から与えられ
た速度指令を入力として両者の偏差に対してＰＩ演算を
行い、通電開始位相指令を出力する速度制御用のＰＩ演
算部１１０ｈ’と、ＰＩ演算部１１０ｈ’から出力され
る通電開始位相を入力としてタイマ値の演算を行うタイ
マ値演算部１１０ｅ’と、タイマ値演算部１１０ｅ’に
より演算されたタイマ値がセットされ、かつ外部割込み
によりスタートされる第１タイマ１１０ｆ’と、第１タ
イマ１１０ｆ’のカウントアップに応答して励磁モード
を更新するモード更新部１１０ｉ’と、電流制御周期タ
イマ１１０ｃ’による電流制御割込みに応答して、モー
タ電流をデジタルデータに変換するアナログ−デジタル
変換部（Ａ／Ｄ変換部）１１０ｋ’と、後述する振幅補
正部１１０ｍ’から出力される電流振幅指令とデジタル
データに変換されたモータ電流とを入力としてＰＩ演算
を行い、インバータ出力電圧指令を出力する電流制御用
のＰＩ演算部１１０ｎ’と、電流制御用のＰＩ演算部１
１０ｎ’からの出力信号（デジタルデータに変換された
モータ電流）を入力として電流変化量を検出する電流変
化量検出部１１０ｐ’と、検出された電流変化量を入力
として、インバータ出力電圧より定めた電流変化量指令
と比較し、振幅補正を行わせるべく電流振幅指令を出力
する振幅補正部１１０ｍ’と、第１タイマ１１０ｆ’に
よる位相制御割込みに応答し、かつインバータ出力電圧
指令を入力として、上アームのスイッチングトランジス
タＴｒｕ＋、Ｔｒｖ＋、Ｔｒｗ＋のオンオフ制御信号の
出力、および下アームのスイッチングトランジスタＴｒ
ｕ−、Ｔｒｖ−、Ｔｒｗ−のオンオフ制御信号の出力を
行う波形出力部１１０ｊ’とを有している。なお、波形
出力部１１０ｊ’は、Ｔｒ＋オンオフ制御部１１０ｊ
１’とＴｒ−オンオフ制御部１１０ｊ２’とを有してお
り、前記インバータ出力電圧指令はＴｒ＋オンオフ制御
部１１０ｊ１’のみに供給されている。

【０２７７】また、第１タイマ１１０ｆ’のカウントア
ップ毎にモード更新部１１０ｉ’ではオンオフ制御する
スイッチングトランジスタの組合せを適宜更新し、速度
制御用のＰＩ演算部１１０ｈ’は外部からの基準信号を
割込み信号とし、電流制御用のＰＩ演算部１１０ｎ’は
内部タイマからの信号を割込み信号として、それぞれ処
理を実行する。なお、第１タイマ１１０ｆ’の計時は外
部からの基準信号を起点に行われる。

【０２７８】前記モード更新部１１０ｉ’は、表５に示
すように、３つの励磁モードのそれぞれに対応させて上
アームのスイッチングトランジスタＴｒｕ＋、Ｔｒｖ
＋、Ｔｒｗ＋のオンオフ状態、および下アームのスイッ
チングトランジスタＴｒｕ−、Ｔｒｖ−、Ｔｒｗ−のオ
ンオフ状態が設定されている。なお、表５において、ス
イッチングトランジスタのオン状態が”１”で、オフ状
態が”０”で、ＰＷＭ制御によりオンオフが反復されて
いる状態が”ｘ”で、それぞれ示されている。

【０２７９】

【表５】 次いで、図６３から図６８に示すフローチャートを参照
してインバータ制御部１１０の作用を説明する。図６３
のフローチャートの処理は、基準信号が入力される毎に
行われる。

【０２８０】ステップＳＰ１において、周期測定タイマ
値および位相指令（通電開始位相指令）を入力し、ステ
ップＳＰ２において、次回の周期測定のために周期測定
タイマ２１０ａをリセットして再スタートし、ステップ
ＳＰ３において、周期測定結果（周期測定タイマ値）か
ら現在速度を演算して記憶し、ステップＳＰ４におい
て、現在速度および位相指令から通電切り替え時間（電
流を流す相を変更するタイミング）を演算して、演算結
果をタイマ値として第１タイマ１１０ｆ’にセットし、
ステップＳＰ５において、第１タイマ１１０ｆ’をスタ
ートし、ステップＳＰ６において、速度制御処理を行
い、ステップＳＰ７において、振幅補正処理を行い、そ
のまま元の処理に戻る。

【０２８１】図６４のフローチャートは、図６３のステ
ップＳＰ６の処理を詳細に説明するものである。

【０２８２】ステップＳＰ１において、現在速度および
速度指令（指令速度）を入力し、ステップＳＰ２におい
て、現在速度と速度指令値との偏差を演算し、ステップ
ＳＰ３において、速度偏差に対してＰＩ演算を行うこと
により通電開始位相指令を演算し、記憶し、そのまま元
の処理に戻る。

【０２８３】図６５のフローチャートは、図６３のステ
ップＳＰ７の処理を詳細に説明するものである。

【０２８４】ステップＳＰ１において、電流変化量の大
きさを入力し、ステップＳＰ２において、入力された電
流変化量の大きさが変化量指令値よりも大きいか否かを
判定する。そして、入力された電流変化量の大きさが変
化量指令値よりも大きいと判定された場合には、ステッ
プＳＰ３において、電流振幅を所定振幅だけ増加させ、
逆に、入力された電流変化量の大きさが変化量指令値以
下であると判定された場合には、ステップＳＰ４におい
て、電流振幅を所定振幅だけ減少させる。そして、ステ
ップＳＰ３の処理、またはステップＳＰ４の処理が行わ
れた場合には、そのまま元の処理に戻る。なお、増加さ
せられ、あるいは減少させられた電流振幅は電流振幅指
令として記憶される。

【０２８５】図６６のフローチャートの処理は、第１タ
イマ１１０ｆ’がカウントアップすることにより行われ
る。

【０２８６】ステップＳＰ１において、第１タイマ１１
０ｆ’および電流制御周期タイマ１１０ｃ’を停止し、
ステップＳＰ２において、励磁モードを更新し、ステッ
プＳＰ３において、励磁モードに応じてスイッチングト
ランジスタのスイッチングパターンを記憶し、ステップ
ＳＰ４において、制御変数である電流制御用のＰＩ演算
部１１０ｎ’の積分項、電流変化量検出部１１０ｐ’の
処理回数を適宜初期化（０に設定）し、ステップＳＰ５
において、電流制御周期タイマ１１０ｃ’をスタートさ
せ、ステップＳＰ６において、電流制御処理を実行すべ
く、電流制御周期タイマ割込みをソフトウェアトリガに
より発生させ、そのまま元の処理に戻る。なお、記憶し
たスイッチングパターンは、ハードウェア的に適宜対応
するスイッチングトランジスタをオンオフすべく出力さ
れる。

【０２８７】図６７のフローチャートの処理は、電流制
御周期タイマ１１０ｃ’から予め定めた電流制御周期毎
に割込み信号が発せられることにより行われる。

【０２８８】ステップＳＰ１において、記憶された電流
振幅指令を入力するとともに、励磁モードに対応した
（表５でＰＷＭ制御を示す ”ｘ” の相に対応した）巻
線の電流をＡ／Ｄ変換部１１０ｋ’を通して検出し、ス
テップＳＰ２において、現在の電流検出値と電流振幅指
令とから電流偏差を演算し、ステップＳＰ３において、
電流偏差に対してＰＩ演算を行って電圧振幅指令（ＰＷ
Ｍデューティ）を演算し、ＰＷＭ処理を行うタイマに記
憶し、ステップＳＰ４において、電流変化量検出処理を
行い、そのまま元の処理に戻る。なお、ＰＷＭ処理は、
記憶されたＰＷＭデューティに基きハードウェア的に行
われる。

【０２８９】図６８のフローチャートは、図６７のフロ
ーチャートのステップＳＰ４を詳細に説明するものであ
る。

【０２９０】ステップＳＰ１において、処理回数を入力
し、ステップＳＰ２において、処理回数を１だけインク
リメントし、ステップＳＰ３において、処理回数が３以
上であるか否かを判定し、処理回数が２以下である場合
には、ステップＳＰ４において、処理回数が１であるか
否かを判定する。処理回数が１であると判定された場合
には、ステップＳＰ５において、印加電圧をＶ１に記憶
し、そのまま元の処理に戻る。逆に、ステップＳＰ４に
おいて処理回数が１でないと判定された場合には、ステ
ップＳＰ６において、検出電流を現在電流変化量として
記憶し、ステップＳＰ７において、記憶した印加電圧Ｖ
１から電流変化量指令を演算し、記憶し、そのまま元の
処理に戻る。もちろん、ステップＳＰ３において処理回
数が３以上であると判定された場合には、そのまま元の
処理に戻る。この処理により実行される電流変化量検出
の様子は図６０と同じである。

【０２９１】図６９は図６３から図６８のフローチャー
トの処理が行われた場合の各部の信号波形を示す図であ
る。

【０２９２】図６９中（Ａ）に示すように基準信号が与
えられた場合に、図６９中（Ｂ）に示すように第１タイ
マ１１０ｆ’が動作し、第１タイマ１１０ｆ’のカウン
トアップ（矢印の終端を参照）に応答して、図６９中
（Ｃ）に示すように励磁モードが更新され、図６９中
（Ｄ）〜（Ｉ）に示すように各スイッチングトランジス
タがオンオフ制御される。図６９（Ｊ）は、振幅指令が
図中Ａ点において減少するように制御された様子を示
し、これに応じて速度制御部から供給される第１タイマ
１１０ｆ’の設定値が位相を進ませるように変化し、波
形位相が制御された状態を図６９（Ａ）〜（Ｉ）で表わ
している。

【０２９３】

【発明の効果】請求項１の発明は、回転子の回転位置を
検出する場合と比較して簡単な処理で発生できる基準信
号を用い、ＳＲモータを安定に制御することができ、ま
た、位置検出器が不要であるから、十分なコストダウン
を達成できるほか、種々の用途にＳＲモータを適用する
ことができるという特有の効果を奏する。

【０２９４】請求項２の発明は、請求項１の効果に加
え、ＳＲモータの失速を確実に防止することができると
いう特有の効果を奏する。

【０２９５】請求項３の発明は、請求項１の効果に加
え、最大効率制御を達成することができるという特有の
効果を奏する。

【０２９６】請求項４の発明は、請求項１の効果に加
え、ＳＲモータの失速を確実に防止することができると
ともに、最大効率制御を達成することができるという特
有の効果を奏する。請求項５の発明は、請求項１から請
求項４の何れかと同様の効果を奏する。請求項６の発明
は、請求項１から請求項４の何れかと同様の効果を奏す
る。

【０２９７】請求項７の発明は、回転子の回転位置を検
出する場合と比較して簡単な構成で発生できる基準信号
を用い、ＳＲモータを安定に制御することができ、ま
た、位置検出器が不要であるから、十分なコストダウン
を達成できるほか、種々の用途にＳＲモータを適用する
ことができるという特有の効果を奏する。

【０２９８】請求項８の発明は、請求項７の効果に加
え、ＳＲモータの失速を確実に防止することができると
いう特有の効果を奏する。

【０２９９】請求項９の発明は、請求項７の効果に加
え、最大効率制御を達成することができるという特有の
効果を奏する。

【０３００】請求項１０の発明は、請求項７の効果に加
え、ＳＲモータの失速を確実に防止することができると
ともに、最大効率制御を達成することができるという特
有の効果を奏する。

【０３０１】請求項１１の発明は、請求項７から請求項
１０の何れかと同様の効果を奏する。

【０３０２】請求項１２の発明は、請求項７から請求項
１０の何れかと同様の効果を奏する。

【０３０３】請求項１３の発明は、簡単な構成で基準信
号を発生できるほか、請求項７から請求項１２の何れか
と同様の効果を奏する。

【０３０４】請求項１４の発明は、巻線電圧の検出が不
要であり、これに伴って基準信号を発生する部分とスイ
ッチトリラクタンスモータを制御すべく波形を制御する
部分との間の絶縁が不要になり、しかも、簡単な構成で
基準信号を発生できるほか、請求項７から請求項１２の
何れかと同様の効果を奏する。

【０３０５】請求項１５の発明は、簡単な構成で基準信
号を発生できるほか、請求項７から請求項１２の何れか
と同様の効果を奏する。

【０３０６】請求項１６の発明は、ハーメチック構造の
圧縮機の駆動源として簡単に適用することができるほ
か、請求項７から請求項１５の何れかと同様の効果を奏
する。

【０３０７】請求項１７の発明は、請求項１の効果に加
え、負荷が急変した場合であっても、制御が不安定にな
り失速するという不都合の発生を防止することができる
という特有の効果を奏する。

【０３０８】請求項１８の発明は、請求項１７の効果に
加え、スイッチトリラクタンスモータを最適位相に制御
することができるという特有の効果を奏する。

【０３０９】請求項１９の発明は、請求項１７の効果に
加え、インバータの位相制御を簡単化することができる
とともに、スイッチトリラクタンスモータをある程度の
最適位相に制御することができるという特有の効果を奏
する。

【０３１０】請求項２０の発明は、請求項１７の効果に
加え、インバータの位相制御を簡単化することができる
とともに、スイッチトリラクタンスモータを最適位相に
制御することができ、しかも、高速側の運転エリア拡大
を達成することができるという特有の効果を奏する。

【０３１１】請求項２１の発明は、請求項１７の効果に
加え、スイッチトリラクタンスモータを最適位相に制御
することができるという特有の効果を奏する。

【０３１２】請求項２２の発明は、請求項１７の効果に
加え、インバータの位相制御を簡単化することができる
とともに、スイッチトリラクタンスモータをある程度最
適位相に制御することができるという特有の効果を奏す
る。

【０３１３】請求項２３の発明は、請求項１７の効果に
加え、、インバータの位相制御を簡単化することができ
るとともに、スイッチトリラクタンスモータを最適位相
に制御することができ、しかも、高速側の運転エリア拡
大を達成することができるという特有の効果を奏する。

【０３１４】請求項２４の発明は、請求項１７の効果に
加え、インバータの位相制御を簡単化することができる
とともに、スイッチトリラクタンスモータをある程度の
最適位相に制御することができるという特有の効果を奏
する。

【０３１５】請求項２５の発明は、請求項１７から請求
項２４の何れかの効果に加え、磁気飽和の影響を受けず
にインバータの位相制御を行うことができるとともに、
スイッチトリラクタンスモータを最適位相に制御するこ
とができ、しかも励磁期間を明確化することができると
いう特有の効果を奏する。

【０３１６】請求項２６の発明は、請求項７の効果に加
え、負荷が急変した場合であっても、制御が不安定にな
り失速するという不都合の発生を防止することができる
という特有の効果を奏する。

【０３１７】請求項２７の発明は、請求項２６の効果に
加え、スイッチトリラクタンスモータを最適位相に制御
することができるという特有の効果を奏する。

【０３１８】請求項２８の発明は、請求項２６の効果に
加え、インバータの位相制御を簡単化することができる
とともに、スイッチトリラクタンスモータをある程度の
最適位相に制御することができるという特有の効果を奏
する。

【０３１９】請求項２９の発明は、請求項２６の効果に
加え、インバータの位相制御を簡単化することができる
とともに、スイッチトリラクタンスモータを最適位相に
制御することができ、しかも高速側の運転エリアの拡大
を達成することができるという特有の効果を奏する。

【０３２０】請求項３０の発明は、請求項２６の効果に
加え、スイッチトリラクタンスモータを最適位相に制御
することができるという特有の効果を奏する。

【０３２１】請求項３１の発明は、請求項２６の効果に
加え、インバータの位相制御を簡単化することができる
とともに、スイッチトリラクタンスモータをある程度最
適位相に制御することができるという特有の効果を奏す
る。

【０３２２】請求項３２の発明は、請求項２６の効果に
加え、インバータの位相制御を簡単化することができる
とともに、スイッチトリラクタンスモータを最適位相に
制御することができ、しかも、高速側の運転エリア拡大
を達成することができるという特有の効果を奏する。

【０３２３】請求項３３の発明は、請求項２６の効果に
加え、インバータの位相制御を簡単化することができる
とともに、スイッチトリラクタンスモータをある程度の
最適位相に制御することができるという特有の効果を奏
する。

【０３２４】請求項３４の発明は、請求項２６から請求
項３３の何れかの効果に加え、磁気飽和の影響を受けず
にインバータの位相制御を行うことができるとともに、
スイッチトリラクタンスモータを最適位相に制御するこ
とができ、しかも励磁期間を明確化することができると
いう特有の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明のＳＲモータ制御装置の一実施態様を
示すブロック図である。

【図２】図１のＳＲモータ制御装置を詳細に示す電気回
路図である。

【図３】インバータ回路のｕ相における動作状態を説明
する図である。

【図４】基準信号発生部の具体的構成の一例を示す電気
回路図である。

【図５】図４の基準信号発生部の各部の信号波形を示す
図である。

【図６】基準信号と回転子位置との絶対位相に対応する
巻線電流と磁束鎖交数との関係を示す図である。

【図７】図２の基準信号発生部の具体的構成の他の例を
示す電気回路図である。

【図８】制御マイコンの構成を詳細に示すブロック図で
ある。

【図９】制御マイコンの作用の一部を説明するフローチ
ャートである。

【図１０】制御マイコンの作用の他の一部を説明するフ
ローチャートである。

【図１１】制御マイコンの作用のさらに他の一部を説明
するフローチャートである。

【図１２】制御マイコンの作用のさらに他の一部を説明
するフローチャートである。

【図１３】制御マイコンの作用のさらに他の一部を説明
するフローチャートである。

【図１４】制御マイコンの各部の信号波形およびインバ
ータのスイッチングトランジスタの状態を示す信号波形
を示す図である。

【図１５】トルク不足検出に基づく位相補正を行う位相
補正部の構成の一例を示すブロック図である。

【図１６】図１５の位相補正部の処理を説明するフロー
チャートである。

【図１７】トルク不足の検出に伴う位相補正処理を説明
する図である。

【図１８】最大効率制御を行うべく位相補正を行う位相
補正部の構成の一例を示すブロック図である。

【図１９】図１８の位相補正部の処理を説明するフロー
チャートである。

【図２０】位相補正による最大効率制御動作を説明する
図である。

【図２１】この発明のＳＲモータ制御装置の他の実施態
様を詳細に示す電気回路図である。

【図２２】インバータ回路のｕ相における動作状態を説
明する図である。

【図２３】図２１の制御マイコンの構成を示すブロック
図である。

【図２４】制御マイコンの作用の一部を説明するフロー
チャートである。

【図２５】制御マイコンの作用の他の一部を説明するフ
ローチャートである。

【図２６】制御マイコンの作用のさらに他の一部を説明
するフローチャートである。

【図２７】制御マイコンの作用のさらに他の一部を説明
するフローチャートである。

【図２８】制御マイコンの各部の信号波形およびインバ
ータのスイッチングトランジスタの状態を示す信号波形
を示す図である。

【図２９】基準信号発生部の具体的構成のさらに他の例
を示す電気回路図である。

【図３０】図２９の基準信号発生部の各部の信号波形を
示す図である。

【図３１】基準信号と回転子位置との絶対位相に対応す
る巻線電流と磁束鎖交数との関係を示す図である。

【図３２】最適位相の場合における巻線電流波形、磁束
鎖交数の経時変化、位置信号および電流波形の位相指令
を示す図である。

【図３３】遅れ位相の場合における巻線電流波形、磁束
鎖交数の経時変化、位置信号および電流波形の位相指令
を示す図である。

【図３４】進み位相の場合における巻線電流波形、磁束
鎖交数の経時変化、位置信号および電流波形の位相指令
を示す図である。

【図３５】インダクタンス、インダクタンスの変化率、
巻線電流、およびトルクの回転子位置角に対応する変化
を示す図である。

【図３６】従来のＳＲモータ制御装置の構成を示すブロ
ック図である。

【図３７】ＳＲモータの各回転位置角における磁束の流
れを示す図である。

【図３８】ＳＲモータの回転子位置による磁束の流れ方
を説明する図である。

【図３９】ＳＲモータの巻線電流とこの巻線に鎖交する
磁束の特性を示す図である。

【図４０】基準信号の立ち上がりを起点に所定時間を計
時した後、通電相を切り替えている様子を、遅れ位相に
ついて示す図である。

【図４１】基準信号の立ち上がりを起点に所定時間を計
時した後、通電相を切り替えている様子を、最適位相に
ついて示す図である。

【図４２】基準信号の立ち上がりを起点に所定時間を計
時した後、通電相を切り替えている様子を、進み位相に
ついて示す図である。

【図４３】インダクタンス２（ｍＨ）の位置角でインバ
ータ直流電圧２８０（Ｖ）を巻線に時刻０（ｓ）に印加
した様子を示す図である。

【図４４】ＳＲモータの回転位置による各相の自己イン
ダクタンスの変化を示す図である。

【図４５】数６、数７によりＳＲモータをそれぞれ制御
した時の速度−トルク特性を示す図である。

【図４６】この発明のＳＲモータ制御装置のさらに他の
実施態様を示す図である。

【図４７】図４６のＳＲモータ制御装置の制御波形を示
す図である。

【図４８】この発明のＳＲモータ制御装置のさらに他の
実施態様を示す図である。

【図４９】回転数を１８００ｒｐｍに設定するととも
に、負荷トルクを１０ｋｇｃｍに設定した場合のエンコ
ーダ信号、基準信号、磁束鎖交数、巻線電流の波形を示
す図である。

【図５０】回転数を１８００ｒｐｍに設定するととも
に、負荷トルクを２０ｋｇｃｍに設定した場合のエンコ
ーダ信号、基準信号、磁束鎖交数、巻線電流の波形を示
す図である。

【図５１】回転数を５４００ｒｐｍに設定するととも
に、負荷トルクを１５ｋｇｃｍに設定し、しかも補正係
数Ｃｖ（ω）を採用した場合のエンコーダ信号、基準信
号、磁束鎖交数、巻線電流の波形を示す図である。

【図５２】回転数を５４００ｒｐｍに設定するととも
に、負荷トルクを１５ｋｇｃｍに設定し、しかも補正係
数Ｃｖ（ω）を採用していない場合のエンコーダ信号、
基準信号、磁束鎖交数、巻線電流の波形を示す図であ
る。

【図５３】図４６のＳＲモータ制御装置のインバータ制
御部の要部の構成を詳細に示すブロック図である。

【図５４】外部割込み処理を説明するフローチャートで
ある。

【図５５】速度制御処理を説明するフローチャートであ
る。

【図５６】位相補正処理を説明するフローチャートであ
る。

【図５７】第１タイマのカウントアップによる割込み処
理を説明するフローチャートである。

【図５８】電流制御周期タイマによる割込み処理を説明
するフローチャートである。

【図５９】電流変化量検出処理を説明するフローチャー
トである。

【図６０】電流変化量検出処理を説明するための信号波
形を、処理回数、割込み信号と共に示す図である。

【図６１】図５３のインバータ制御部の各部の信号波形
を示す図である。

【図６２】図４８のＳＲモータ制御装置のインバータ制
御部の要部の構成を詳細に示すブロック図である。

【図６３】外部割込み処理を説明するフローチャートで
ある。

【図６４】速度制御処理を説明するフローチャートであ
る。

【図６５】振幅補正処理を説明するフローチャートであ
る。

【図６６】第１タイマのカウントアップによる割込み処
理を説明するフローチャートである。

【図６７】電流制御周期タイマによる割込み処理を説明
するフローチャートである。

【図６８】電流変化量検出処理を説明するフローチャー
トである。

【図６９】図６２のインバータ制御部の各部の信号波形
を示す図である。

【符号の説明】

１ 電力変換部 ２ ＳＲモータ ２ｕ、２ｖ、２ｗ 固定子巻線 ３ 基準信号発生部 ５ 波形制御部 ３１ 積分回路 ３２、４３ 直流電源 ３３、４４ ヒステリシスコ
ンパレータ ３５、４６ ワンショットマルチバイブレータ ３６
ＡＮＤゲート ３７ アナログスイッチ ４１ 抵抗 ４２ ローパスフィルタ １０１ 電圧形インバータ １１０、２１０ インバータ制御部 ２０１ 電流形
インバータ Ｔｒｕ＋、Ｔｒｕ−、Ｔｒｖ＋、Ｔｒｖ−、Ｔｒｗ＋、
Ｔｒｗ− スイッチング トランジスタ

Claims (34)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 インバータ（１）（１０１）（２０１）
   によりスイッチトリラクタンスモータ（２）の各相の固
   定子巻線（２ｕ）（２ｖ）（２ｗ）にパルス状の電圧も
   しくは電流を供給してスイッチトリラクタンスモータ
   （２）を駆動するスイッチトリラクタンスモータの制御
   方法において、 スイッチトリラクタンスモータ（２）の回転子の回転位
   置に拘束されない基準信号を発生し、基準信号に基づい
   て順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電
   流の位相を設定するためにインバータ（１）（１０１）
   （２０１）を制御することを特徴とするスイッチトリラ
   クタンスモータの制御方法。
2. 【請求項２】 基準信号を基準とし、かつ速度制御演算
   結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電
   圧もしくは電流の位相を設定するためにインバータ
   （１）を制御する請求項１に記載のスイッチトリラクタ
   ンスモータの制御方法。
3. 【請求項３】 基準信号を基準とし、かつ効率制御演算
   結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電
   圧もしくは電流の位相を設定するためにインバータ
   （１）を制御する請求項１に記載のスイッチトリラクタ
   ンスモータの制御方法。
4. 【請求項４】 基準信号を基準とし、かつ速度制御演算
   結果および効率制御演算結果に基づいて順トルクを発生
   すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定す
   るためにインバータ（１）を制御する請求項１に記載の
   スイッチトリラクタンスモータの制御方法。
5. 【請求項５】 インバータ（１）の出力電流波形を制御
   する請求項１から請求項４の何れかに記載のスイッチト
   リラクタンスモータの制御方法。
6. 【請求項６】 インバータ（１）の出力電圧波形を制御
   する請求項１から請求項４の何れかに記載のスイッチト
   リラクタンスモータの制御方法。
7. 【請求項７】 インバータ（１）によりスイッチトリラ
   クタンスモータ（２）の各相の固定子巻線（２ｕ）（２
   ｖ）（２ｗ）にパルス状の電圧もしくは電流を供給して
   スイッチトリラクタンスモータ（２）を駆動するスイッ
   チトリラクタンスモータの制御装置において、 スイッチトリラクタンスモータ（２）の回転子の回転位
   置に拘束されない基準信号を発生する基準信号発生手段
   （３）と、基準信号に基づいて順トルクを発生すべく前
   記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するために
   インバータ（１）（１０１）（２０１）を制御する位相
   制御手段（５）（１１０）（２１０）とを含むことを特
   徴とするスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
8. 【請求項８】 前記位相制御手段（５）は、基準信号を
   基準とし、かつ速度制御演算結果に基づいて順トルクを
   発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設
   定するためにインバータ（１）を制御するものである請
   求項７に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装
   置。
9. 【請求項９】 前記位相制御手段（５）は、基準信号を
   基準とし、かつ効率制御演算結果に基づいて順トルクを
   発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設
   定するためにインバータ（１）を制御するものである請
   求項７に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装
   置。
10. 【請求項１０】 前記位相制御手段（５）は、基準信号
    を基準とし、かつ速度制御演算結果および効率制御演算
    結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電
    圧もしくは電流の位相を設定するためにインバータ
    （１）を制御するものである請求項７に記載のスイッチ
    トリラクタンスモータの制御装置。
11. 【請求項１１】 前記位相制御手段（５）は、インバー
    タ（１）の出力電流波形を制御するものである請求項７
    から請求項１０の何れかに記載のスイッチトリラクタン
    スモータの制御装置。
12. 【請求項１２】 前記位相制御手段（５）は、インバー
    タ（１）の出力電圧波形を制御するものである請求項７
    から請求項１０の何れかに記載のスイッチトリラクタン
    スモータの制御装置。
13. 【請求項１３】 前記基準信号発生手段（３）は、スイ
    ッチトリラクタンスモータ（２）の固定子巻線（２ｕ）
    （２ｖ）（２ｗ）の端子間電圧を積分する積分手段（３
    １）と、積分結果を所定の基準値と比較して比較結果を
    得る比較手段（３２）（３３）と、比較結果信号のエッ
    ジに応答して基準信号を出力する出力手段（３５）とを
    含むものである請求項７から請求項１２の何れかに記載
    のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
14. 【請求項１４】 前記基準信号発生手段（３）は、スイ
    ッチトリラクタンスモータ（２）の固定子巻線（２ｕ）
    （２ｖ）（２ｗ）を挟んで直列接続されたインバータ
    （１）の１対のスイッチング素子の一方（Ｔｒｕ＋）
    （Ｔｒｖ＋）（Ｔｒｗ＋）のゲート信号を積分する積分
    手段（３１）と、積分結果を所定の基準値と比較して比
    較結果を得る比較手段（３２）（３３）と、比較結果信
    号のエッジに応答して基準信号を出力する出力手段（３
    ５）と、インバータ（１）の１対のスイッチング素子の
    他方（Ｔｒｕ−）（Ｔｒｖ−）（Ｔｒｗ−）のゲート信
    号を制御信号として基準信号の出力、出力阻止および積
    分手段（３１）の初期化を行うゲート手段（３６）（３
    ７）とを含むものである請求項７から請求項１２の何れ
    かに記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
15. 【請求項１５】 前記基準信号発生手段（３）は、スイ
    ッチトリラクタンスモータ（２）の固定子巻線（２ｕ）
    （２ｖ）（２ｗ）と直列接続した巻線電流検出用の抵抗
    手段（４１）と、抵抗手段（４１）の端子間電圧を入力
    として、スイッチングに伴う電流リプルを除去するロー
    パスフィルタ手段（４２）と、ローパスフィルタ手段
    （４２）からの出力信号を所定の基準値と比較して比較
    結果を得る比較手段（４３）（４４）と、比較結果信号
    のエッジに応答して基準信号を出力する出力手段（４
    ６）とを含むものである請求項７から請求項１２の何れ
    かに記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
16. 【請求項１６】 前記スイッチトリラクタンスモータ
    （２）は、ハーメチック構造の圧縮機を駆動するもので
    ある請求項７から請求項１５の何れかに記載のスイッチ
    トリラクタンスモータの制御装置。
17. 【請求項１７】 基準信号を基準とし、かつ電流変化量
    もしくは電圧変化量の検出値に基づいて順トルクを発生
    すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定す
    るためにインバータ（１０１）（２０１）を制御する請
    求項１に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方
    法。
18. 【請求項１８】 電流変化量の検出値が、スイッチトリ
    ラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角
    度近傍におけるインダクタンスと、励磁期間中に予め定
    めた期間に印加された平均巻線電圧から電流に比例して
    発生する巻線抵抗の電圧降下および電流と回転角速度に
    比例して発生する電圧降下を差し引いた電圧とにより定
    まる電流変化量に追従するようにインバータ（１０１）
    の位相を制御する請求項１７に記載のスイッチトリラク
    タンスモータの制御方法。
19. 【請求項１９】 電流変化量の検出値が、スイッチトリ
    ラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角
    度近傍におけるインダクタンスと、励磁期間中に予め定
    めた期間に印加された平均巻線電圧とにより定まる電流
    変化量に追従するようにインバータ（１０１）の位相を
    制御する請求項１７に記載のスイッチトリラクタンスモ
    ータの制御方法。
20. 【請求項２０】 電流変化量の検出値が、スイッチトリ
    ラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角
    度近傍におけるインダクタンスと、励磁期間中に予め定
    めた期間に印加された平均巻線電圧に対して補正係数を
    乗算して得た電圧とにより定まる電流変化量に追従する
    ようにインバータ（１０１）の位相を制御する請求項１
    ７に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。
21. 【請求項２１】 電圧変化量の検出値が、スイッチトリ
    ラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角
    度近傍におけるインダクタンスと励磁期間中に予め定め
    た期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電
    圧に対して電流に比例して発生する巻線抵抗の電圧降下
    および電流と回転角速度に比例して発生する電圧降下を
    加算した電圧に追従するようにインバータ（２０１）の
    位相を制御する請求項１７に記載のスイッチトリラクタ
    ンスモータの制御方法。
22. 【請求項２２】 電圧変化量の検出値が、スイッチトリ
    ラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角
    度近傍におけるインダクタンスと励磁期間中に予め定め
    た期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電
    圧に追従するようにインバータ（２０１）の位相を制御
    する請求項１７に記載のスイッチトリラクタンスモータ
    の制御方法。
23. 【請求項２３】 電圧変化量の検出値が、スイッチトリ
    ラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角
    度近傍におけるインダクタンスと励磁期間中に予め定め
    た期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電
    圧に対して補正係数を乗算して得た電圧に追従するよう
    にインバータ（２０１）の位相を制御する請求項１７に
    記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。
24. 【請求項２４】 励磁期間中に予め定めた期間に検出し
    た電流変化量もしくは平均印加電圧により求まるインダ
    クタンスを所定のインダクタンスとすべくインバータ
    （１０１）（２０１）の位相を制御する請求項１７に記
    載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。
25. 【請求項２５】 予め定めた期間を転流直後から計時す
    ることにより検出する請求項１７から請求項２４の何れ
    かに記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。
26. 【請求項２６】 前記位相制御手段（１１０）（２１
    ０）は、基準信号を基準とし、かつ電流変化量もしくは
    電圧変化量の検出値に基づいて順トルクを発生すべく前
    記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するために
    インバータ（１０１）（２０１）を制御するものである
    請求項７に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御
    装置。
27. 【請求項２７】 前記位相制御手段（１１０）は、電流
    変化量の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのイ
    ンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダ
    クタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された
    平均巻線電圧から電流に比例して発生する巻線抵抗の電
    圧降下および電流と回転角速度に比例して発生する電圧
    降下を差し引いた電圧とにより定まる電流変化量に追従
    するようにインバータ（１０１）の位相を制御するもの
    である請求項２６に記載のスイッチトリラクタンスモー
    タの制御装置。
28. 【請求項２８】 前記位相制御手段（１１０）は、電流
    変化量の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのイ
    ンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダ
    クタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された
    平均巻線電圧とにより定まる電流変化量に追従するよう
    にインバータ（１０１）の位相を制御するものである請
    求項２６に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御
    装置。
29. 【請求項２９】 前記位相制御手段（１１０）は、電流
    変化量の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのイ
    ンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダ
    クタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された
    平均巻線電圧に対して補正係数を乗算して得た電圧とに
    より定まる電流変化量に追従するようにインバータ（１
    ０１）の位相を制御するものである請求項２６に記載の
    スイッチトリラクタンスモータの制御装置。
30. 【請求項３０】 前記位相制御手段（２１０）は、電圧
    変化量の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのイ
    ンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダ
    クタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平
    均巻線電流とにより定まる平均電圧に対して電流に比例
    して発生する巻線抵抗の電圧降下および電流と回転角速
    度に比例して発生する電圧降下を加算した電圧に追従す
    るようにインバータ（２０１）の位相を制御するもので
    ある請求項２６に記載のスイッチトリラクタンスモータ
    の制御装置。
31. 【請求項３１】 前記位相制御手段（２１０）は、電圧
    変化量の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのイ
    ンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダ
    クタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平
    均巻線電流とにより定まる平均電圧に追従するようにイ
    ンバータ（２０１）の位相を制御するものである請求項
    ２６に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装
    置。
32. 【請求項３２】 前記位相制御手段（２１０）は、電圧
    変化量の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのイ
    ンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダ
    クタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平
    均巻線電流とにより定まる平均電圧に対して補正係数を
    乗算して得た電圧に追従するようにインバータ（２０
    １）の位相を制御するものである請求項２６に記載のス
    イッチトリラクタンスモータの制御装置。
33. 【請求項３３】 前記位相制御手段（１１０）（２１
    ０）は、励磁期間中に予め定めた期間に検出した電流変
    化量もしくは平均印加電圧により求まるインダクタンス
    を所定のインダクタンスとすべくインバータ（１０１）
    （２０１）の位相を制御するものである請求項２６に記
    載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
34. 【請求項３４】 前記位相制御手段（１１０）（２１
    ０）は、予め定めた期間を転流直後から計時することに
    より検出するものである請求項２６から請求項３３の何
    れかに記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装
    置。