WO1999038249A1

WO1999038249A1 - Technique permettant de commander un moteur srm et appareil correspondant

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Publication number: WO1999038249A1
Application number: PCT/JP1999/000287
Authority: WO
Inventors: Hiroyuki Yamai; Masanobu Kita
Original assignee: Daikin Industries, Ltd.
Priority date: 1998-01-22
Filing date: 1999-01-22
Publication date: 1999-07-29
Also published as: AU4120799A; JPH11275891A

Description

明細書スィッチトリラクタンスモータの制御方法およびその装置技術分野この発明はスィッチトリラクタンスモータの制御方法およびその装置に関し、さらに詳細にいえば、簡便な回路で発生できる基準信号を用いて、スィッチトリラクタンスモータを安定に制御する方法およびその装置に関する。景技術従来から、 'A Cモータに比べ、原理的に低電流 · 大トルク特性を持つため小型化でき、しかも、アルミダイキャストなどが不要であり、銅と鉄のみで構成できることに起因してモータ構造も簡単なため大幅なコストダウ達成することができるスィッチトリラクタンスモータ（以下、 S Rモータと略称する）が知られている。

第 3 6図は従来の S Rモータ制御装置の構成を示すブロック図である。この S Rモータ制御装置は、交流電源 9 1をコンバータ 9 2に供給して直流電源を得、この直流電源をィンバータ 9 3に供給して各相ごとのスィツチング通電波形を得、 S Rモータ 9 4の各相の固定子巻線 9 4 u、 9 4 v、 9 4 wに供給している。そして、 S Rモ一タ 9 4の回転子 9 4 a の回転位置（回転子位置角）を位置検出器 9 5により検出して位置信号を得、この位置信号を波形制御回路 9 6に供給して波形指令を得てィンバ一タ 9 3'にスィツチング指令として供給している。この構成の S Rモータ制御装置を採用すれば、位置検出器 9 5により S Rモータ 9 4の回転子 94 aの回転子位置角を得、得られた回転子位置角に応じて第 3 7図に示すように S Rモータ 9 4の各相固定子巻線 9 4 u、 9 4 v、 94 wの通電を順次切り替え、回転方向の電磁力（トルク）を発生し、 S Rモータ 9 4を駆動することができる。また、回転子位置角の変化量から速度を算出し、 P I (比例 ·積分）制御などにより波形指令（振幅または位相）を調整して S Rモ一タ 94の速度制御を達成するこ.とができる。

上記の S Rモータ制御装置においては、通電を切り換えるポイントが不適切であると逆トルクを発生し、 S Rモータ 9 4が失速してしまうので、 S Rモータ 9 4をトルク制御し、もしくは速度制御するためには、位置検出器 9 5が不可欠である。

さらに詳細に説明する。

第 3 8図中（A) (B) (C) は S Rモータの各回転位 B角における磁束の流れを示す図である。

第 3 8図中（B) の状態は第 3 8図中（A) の状態と比較して、回転子の極と固定子の極との間の空隙が狭く、かつ極と極との重なりが広いため、磁気抵抗が小さくなる。このため、磁束が通り易く、第 3 8図中 (A) の状態と比較して、少ない電流で大きな磁束が発生する。なお、第 3 8図中（A) (B) (C) において、磁束線の太さが磁束の大きさを示している。

したがって、 S Rモータの巻線電流とこの巻線に鎖交する磁束（巻線電圧の時間積）の特性は回転子の位置角に応じて第 3 9図に示すとおりになる。

ここで、第 3 9図において、巻線電流が所定電流以上になると磁束鎖交数が殆ど変化しなくなるのは磁気飽和のためである（例えば、 M. R. H a r r i s , A. H u g h e s , P . J . L a w r e n s o n 「S t a t i c t o r q u e p r o d u c t i o n i n ¾ s a t u r a t e d d o u b l y— s a l i e n t m a c h i n e s」 P R O C . I E E, V o l . 1 2 2 , N o . 1 0， O C TO B E R 1 9 7 5参照）。

さらに、第 3 8図中（C) の状態を考えると、極間の空隙、重なりの度合いは第 3 8図中（A) の状態と同じであるため、磁束の大きさは第 3 8図中 .（）の状態と同じである。

しかし、回転子の極と固定子の極との間に働く電磁力（回転子の極が巻線電流により電磁石となった固定子の極に引き寄せられる力）の極性が第 3 8図中（A) の状態と逆極性になる。換言すれば、第 3 8図中 (A) の状態で固定子巻線に通電することにより順トルクを発生できるのであれば、第 3 8図中（C) の状態固定子巻線に通電することにより逆トルクを発'生することになる。

したがって、回転子の位置に対する固定子巻線への電流の通電開始、終了のタイミングが不適切な場合には、大きな逆トルクを発生し、効率の低下、一 έ Rモータの失速を招いてしまう。この結果、このような不都合の発生を未然に防止するために位置検出器を設けることが必要になる。また、 S Rモータを位置センサレスに制御すべく、極めて短いパルス電圧を通常は非励磁とする期間において印加し、 A I L =V L * A t Z L (Θ 0 ) の関係から L (Θ) に応じた電流応答を得、この電流応答と適宜定めたレベルとを比較して位置信号を発生し、 S Rモータの波形制御を行う方法が提案されている（米国特許第 4， 7 7 2 , 8 3 9号およぴ米国特許第 4 , 9 5 9 , 5 6 9号参照）。

さらに、通電相切り替え直後のインダクタンスを電流変化等から検出し、これから位置情報を得て、 S Rモータを位置センサレスに波形制御する方法（S . VUKO S AV I C, L . P E R I C, E . L EV I , V. VUCKOV I C, " S EN S ORL E S S O P E RAT I ON OF THE S R MO TO R W I TH CON S TANT D

"W n L L " , I E EE T r a n s . P o w e r E l e c t r o n i c s， 1 9 9 0、および G. GAL L E GO S— L O P E Z, P. K j a r , T. J . E. M I L L E R" A NEW S EN S OR L E S S ME THOD FOR SW I TCHED RE LUC TANC E MOTOR DR I VE S" I E EE I AS 1 99 7参照）、および励磁期間中のィンダクタンスを電流変化等から検出し、これから位置情報を得て、 S Rモータを位置センサレスに波形制御する方法（S. K. PANDA, G. A. J . AMARATUNG A, " SW I TCH ED RE LUCTANCE MO TOR DR I VE W I THOU T D I RE C T ROTO R P O S I T I ON S E N S I NG" I E E E I AS 1 9 9 0参照）が提案されている。 '

前記の構成の S Rモータ制御装置を採用する場合には、 S Rモータの用途によっては、 S Rモータを採用することに伴うコストダウンと比較して、位 ¾検出器の装着に伴うコストアップが著しく大きくなり、 S R モータ制御装置全体としてコストアップを招いてしまうという不都合がある。

この点についてさらに詳細に説明する。

例えば、 S Rモータをハ一メチック（密閉）構造の圧縮機に適用する場合には、 S Rモ一タの回転子が高温、高圧のガスに曝されるため、位置検出器はこのような環境に対して十分な耐性を有するものでなければならなくなり、位置検出器自体が著しく高価なものになってしまう。また、 S Rモータの固定子 ·回転子間の絶対位置を得るために位置検出器の取付け方法に工夫が必要であるとともに、位置検出器からの信号を密閉容器外へ引き出すための信号引き出し線が必要であり、これらの結果、構造上も煩雑になってしまう。

したがって、上述のように、 S Rモータを採用することに伴うコストダウンと比較して、位置検出器の装着に伴うコストアップが著しく大きくなり、 S Rモータ制御装置全体としてコストアップを招いてしまうのである。また、構造上の煩雑化に起因して、このような用途に S Rモータを採用することが困難である。

米国特許第 4， 7 7 2 , 8 3 9号および米国特許第 4 , 9 5 9， 5 6

9号に記載された方法を採用した場合には、通電により逆トルクが発生してしまい理想的には非通電にすべき期間にパルス電圧を絶えず印加するのであるから、効率が低下するという不都合、パルス電圧の印加に伴う電磁騷音が増加するという不都合などが生じる。

通電相切り替え直後のインダクタンスを電流変化等から検出し、これから位置情報を得て、 S Rモータを位置センサレスに波形制御する方法を採用した場合には、通電により位置検出を行うため、および励磁相の通電開始後にしか位置がわからないため、位置検出の遅れを伴ってしまう。そじそ、この遅れに起因して、負荷の変化時、加減速時に通電時の回転位置が大きく逆トルク発生領域にずれ込み、通電期間のモータ発生トルクが負となり、 S Rモータが失速に至る可能性があるという不都合がある。

励磁期間中に通電相切り替え直後のィンダクタンスを電流変化等から検出し、これから位置情報を得て、 S Rモータを位置センサレスに波形制御する方法を採用した場合には、位置検出遅れの問題はないが、所定電流通電された状態での検出となるため、速度起電圧や磁気飽和の影響を受けてしまう。制御を安定動作させる（失速を確実に防止する）ためには、これらの影響を高精度に捕償する制御演算が必要になり、煩雑になるのみならず、大量生産の場合に生ずる S Rモータのばらつきなどを考慮した設計が極めて困難であるという不都合が生じる。

この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、 S Rモータの回転子に位置検出器を設けることなく、 S Rモータの安定な制御を達成できるとともに、 S Rモータが安価であるという利点を十分に発揮することができる S Rモータ制御方法およびその装置を提供することを目的としている。発明の開示請求項 1 のスィッチトリラクタンスモータの制御方法は、ィンバータによりスィッチトリラクタンスモータの各相の固定子巻線にパルス状の電圧もしくは電流を供給してスィッチトリラクタンスモータを駆動するに当って、

スィッチトリラクタンスモータの回転子の回転位置に拘束されない基準信号を発生し、基準信号に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状'め電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバ一タを制御する方法である。

請求項 2のスィッチトリラクタンスモ一タの制御方法は、基準信号を基準とし、かつ速度制御演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバ一タを制御する方法である。

請求項 3 のスィツチトリラクタンスモータの制御方法は、基準信号を基準とし、かつ効率制御演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバ一タを制御する方法である。請求項 4のスィツチトリラクタンスモータの制御方法は、基準信号を基準とし、かつ速度制御演算結果および効率制御演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバ一タを制御する方法である。

請求項 5のスィッチトリラクタンスモータの制御方法は、インバータの出力電流波形を制御する方法である。

請求項 6のスィッチトリラクタンスモータの制御方法は、ィンバ一タの出力電圧波形を制御する方法である。

請求項 7のスィッチトリラクタンスモータの制御装置は、インバータによりスィッチトリラクタンスモータの各相の固定子巻線にパルス状の電圧もしくは電流を供給してスィッチトリラクタンスモータを駆動するものであって、

スィッチトリラクタンスモータの回転子の回転位置に拘束されない基準信号を発生する基準信号発生手段と、基準信号に基づいて順トルクを発生すベく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバータを制御する位相制御手段とを含むものである。

請求項' 8のスィッチトリラクタンスモータの制御装置は、前記位相制御手段として、基準信号を基準とし、かつ速度制御演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバ一タを制御するものを採用するものである。

請求項 9のスィッチトリラクタンスモータの制御装置は、前記位相制御手段として、基準信号を基準とし、かつ効率制御演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバ一タを制御するものを採用するものである。

請求項 1 0のスィツチトリラクタンスモータの制御装置は、前記位相制御手段として、基準信号を基準とし、かつ速度制御演算結果および効率制御演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバータを制御するのを採用するものである。

請求項 1 1 のスィツチトリラクタンスモータの制御装置は、前記位相制御手段として、インバータの出力電流波形を制御するものを採用するものである。

請求項 1 2のスィツチトリラクタンスモータの制御装置は、前記位相制御手段として、ィンバータの出力電圧波形を制御するものを採用するものである。

請求項 1 3のスィッチトリラクタンスモータの制御装置は、前記基準信号発生手段として、スィッチトリラクタンスモータの固定子巻線の端子間電圧を積分する積分手段と、積分結果を所定の基準値と比較して比較結果を得る比較手段と、比較結果信号のェッジに応答して基準信号を出力する出力手段とを含むものを採用するものである。

請求項 1 4のスィッチトリラクタンスモータの制御装置は、前記基準信号発生手段として、スィッチトリラクタンスモータの固定子卷線を挟んで直列接続されたィンバータの 1対のスィツチング素子の一方のゲート信号を積分する積分手段と、積分結果を所定の基準値と比較して比較結果を得る比較手段と、比較結果信号のェッジに応答して基準信号を出力する出力手段と、インバータの 1対のスイッチング素子の他方のゲ一ト信号を制御信号として基準信号の出力、出力阻止および積分手段の初期化を行うゲ一ト手段とを含むものを採用するものである。

請求項 1 5のスィッチトリラクタンスモータの制御装置は、前記基準信号発生手段として、スィッチトリラクタンスモータの固定子巻線と直列接続した巻線電流検出用の抵抗手段と、抵抗手段の端子間電圧を入力として、スイッチングに伴う電流リプルを除去するローパスフィルタ手段と、ローパスフィルタ手段からの出力信号を所定の基準値と比較して比較結果を得る比較手段と、比較結果信号のエツジに応答レて基準信号を出力する出力手段とを含むものを採用するものである。

請求項 1 6のスィッチトリラクタンスモータの制御装置は、前記スィツチトリラクタンスモータとして、ハ一メチック構造の圧縮機を駆動するものを採用するものである。

請求項 1 7のスィツチトリラクタンスモータの制御方法は、基準信号を基準と.し、かつ電流変化量もしくは電圧変化量の検出値に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにインバータを制御する方法である。

請求項 1 8のスィッチトリラクタンスモータの制御方法は、電流変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均巻線電圧から電流に比例して発生する卷線抵抗の電圧降下および電流と回転角速度に比例して発生する電圧降下を差し引いた電圧とにより定まる電流変化量に追従するようにィンバータの位相を制御る方法である。

請求項 1 9 のスィツチトリラクタンスモータの制御方法は、電流変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均巻線電圧とにより定まる電流変化量に追従するようにィンバ一タの位相を制御する方法である。

請求項 2 0のスィツチトリラクタンスモータの制御方法は、電流変化量の検出値が、スィツチトリラクタンスモータのィンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均卷線電圧に対して捕正係数を乗算して得た電圧とにより定まる電流変化量に追従するようにィンバータの位相を制御する方法である。

請求項 2 1のスィツチトリラクタンスモータの制御方法は、電圧変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電圧に対して電流に比例して発生する巻線抵抗の電圧降下および電流と回転角速度に比例して発生す.る電圧降下を加算した電圧に追従するようにィンバータの位相を制御する方法である。

請求項 2 2のスィッチトリラクタンスモータの制御方法は、電圧変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのィンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電圧に追従するようにインバータの位相を制御する方法である。

請求項 2 3のスィッチトリラクタンスモータの制御方法は、電圧変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのィンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電圧に対して補正係数を乗算して得た電圧に追従するようにィンバ一タの位相を制御する方法である。

請求項 2 4のスィツチトリラクタンスモータの制御方法は、励磁期間中に予め定めた期間に検出した電流変化量もしくは平均印加電圧により求まるインダクタンスを所定のィンダクタンスとすべくインバ一タの位相を制御する方法である。 ·

請求項 2 5のスィッチトリラクタンスモータの制御方法は、予め定めた期間を転流直後から計時することにより検出する方法である。請求項 2 6 のスィツチトリラクタンスモータの制御装置は、前記位相制御手段として、基準信号を基準とし、かつ電流変化量もしくは電圧変化量の検出値に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバ一タを制御するものを採用するものである。

請求項 2 7のスィッチトリラクタンスモータの制御装置は、前記位相制御手段として、電流変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモ一タのインダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均卷線電圧から電流に比例して発生する巻線抵抗の電圧降下および電流と回転角速度に比例して発生する電圧降下を差し引いた電圧とにより定まる電流変化量に追従するようにィンバータの位相を制御するものを採用するものである。請求項 2 8のスィッチトリラクタンスモータの制御装置は、前記位相制御手段として、電流変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのィンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均卷線電圧とにより定まる電流 ¾化量に追従するようにィンバ一タの位相を制御するものを採用するものである。

請求項 2 9 のスィツチトリラクタンスモータの制御装置は、前記位相制御手段として、電流変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのィンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均卷線電圧に対して捕正係数を乗算して得た電圧とにより定まる電流変化量に追従するようにィンバータの位相を制御するものを採用するものである。

請求項 3 0のスィッチトリラクタンスモータの制御装置は、前記位相制御手段として、電圧変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモ一タのインダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均卷線電流により定まる平均電圧に対して電流に比例して発生する巻線抵抗の電圧降下および電流と回転角速度に比例して発生する電圧降下を加算した電圧に追従するようにィンバータの位相を制御するものを採用するものである。

請求項 3 1 のスィツチトリラクタンスモータの制御装置は、前記位相制御手段として、電圧変化量の検出値が、スィッチトリラタタンスモ一タのィンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電圧に追従するようにィンバータの位相を制御するものを採用するものである。

請求項 3 2のスィツチトリラクタンスモータの制御装置は、前記位相制御手段として、電圧変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモ一タのィンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィシダクタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電圧に対して捕正係数を乗算して得た電圧に追従するようにインバ一タめ位相を制御するものを採用するものである。

請求項 3 3 のスィツチトリラタタンスモータの制御装置は、前記位相制御手段として、励磁期間中に予め定めた期間に検出した電流変化量もしくは平均印加電圧により求まるインダクタンスを所定のィンダクタンスとすべくィンバータの位相を制御するものを採用するものである。請求項 3 4のスィツチトリラクタンスモータの制御装置は、前記位相制御手段として、予め定めた期間を転流直後から計時することにより検出するものを採用するものである。

請求項 1のスィッチトリラタタンスモータの制御方法であれば、インパータによりスィッチトリラクタンスモータの各相の固定子巻線にパルス状の電圧もしくは電流を供給してスィツチトリラタタンスモータを駆動するに当って、

スィッチトリラクタンスモータの回転子の回転位置に拘束されない基準信号を発生し、基準信号に基づいて順トルクを発生すベく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバータを制御するのであるから、回転子の回転位置を検出する場合と比較して簡単な処理で発生できる基準信号を用い、 S Rモータを安定に制御することができる。もちろん、位置検出器が不要であるから、十分なコストダウンを達成できるほか、種々の用途に S Rモータを適用することができる。請求項 2のスィッチトリラクタンスモータの制御方法であれば、基準信号を基準とし、かつ速度制御演算結果に基づいて順トルクを発生すベく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバ一タを制御するのであるから、請求項 1の作用に加え、スィッチトリラクタンスモータの失速を確実に防止することができる。

請求項 3のスィッチトリラクタンスモータの制御方法であれば、基準信号を基準とし、かつ効率制御演算結果に基づいて順トルクを発生すベく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバ一タを制御するのであるから、請求項 1の作用に加え、最大効率制御を達成することができる。

請求項 4のスィッチトリラクタンスモータの制御方法であれば、基準信号を基準とし、かつ速度制御演算結果および効率制御演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバ一タを制御するのであるから、請求項 1の作用に加え、スィッチトリラクタンスモータの失速を確実に防止することができるとともに、最大効率制御を達成することができる。

請求項 5のスィツチトリラクタンスモータの制御方法であれば、ィンバ一タの出力電流波形を制御するのであるから、請 1から請求項 4 の何れかと同様の作用を達成することができる。

請求項 6のスィッチトリラクタンスモータの制御方法であれば、ィンバータの出力電圧波形を制御するのであるから、請求項 1から請求項 4 の何れかと同様の作用を達成することができる。

請求項 7のスィッチトリラクタンスモータの制御装置であれば、ィンバータによりスィッチトリラクタンスモータの各相の固定子巻線にパルス状の電圧もしくは電流を供給してスィッチトリラクタンスモータを駆動するに当って、

基準信号発生手段によってスィツチトリラクタンスモータの回転子の回転位置に拘束されない基準信号を発生し、位相制御手段によつて基準信号に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバータを制御することができる。

したがつで、回転子の回転位置を検出する場合と比較して簡単な構成で発生できる基準信号を用い、 S Rモ一タを安定に制御することができる。もちろん、位置検出器が不要であるから、十分なコストダウンを達成できるか、種々の用途に S Rモータを適用することができる。請求項 8のスィッチトリラクタンスモータの制御装置であれば、前記位相制御手段として、基準信号を基準とし、かつ速度制御演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバ一タを制御するものを採用するのであるから、請求項 7の作用に加え、スィツチトリラタタンスモータの失速を確実に防止することができる。

請求項 9のスィツチトリラクタンスモータの制御装置であれば、前記位相制御手段として、基準信号を基準とし、かつ効率制御演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバ一タを制御するものを採用するのであるから、請求項 7の作用に加え、最大効率制御を達成することができる。

請求項 1 0のスィツチトリラクタンスモータの制御装置であれば、前記位相制御手段として、基準信号を基準とし、かつ速度制御演算結果および効率制御演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバータを制御するものを採用するのであるから、請求項 7の作用に加え、スィッチトリラクタンスモータ失速を確実に防止することができるとともに、最大効率制御を達成することができる。

請求項 1 1 のスィッチトリラクタンスモータの制御装置であれば、前記位相制御手段として、ィンバータの出力電流波形を制御するものを採用するのであるから、請求項 7から請求項 1 0の何れかと同様の作用を達成することができる。

請求項 1 2'のスィッチトリラクタンスモータの制御装置であれば、前記位相制御手段として、インバータの出力電圧波形を制御するものを採用するのであるから、請求項 7から請求項 1 0の何れかと同様の作用を達成するととができる。

請求項 1 3のスィツチトリラクタンスモータの制御装置であれば、前記基準信号発生手段として、スィッチトリラクタンスモータの固定子巻線の端子間電圧を積分する積分手段と、積分結果を所定の基準値と比較して比較結果を得る比較手段と、比較結果信号のエツジに応答して基準信号を出力する出力手段とを含むものを採用するのであるから、簡単な構成で基準信号を発生できるほか、請求項 7から請求項 1 2の何れかと同様の作用を達成することができる。

請求項 1 4のスィツチトリラクタンスモータの制御装置であれば、前記基準信号発生手段として、スィッチトリラクタンスモータの固定子巻線を挟んで直列接続されたィンバ一タの 1対のスィツチング素子の一方のゲ一ト信号を積分する積分手段と、積分結果を所定の基準値と比較して比較結果を得る比較手段と、比較結果信号のェッジに応答して基準信号を出力する出力手段と、ィンバータの 1対のスィツチング素子の他方のゲート信号を制御信号として基準信号の出力、出力阻止、および積分手段の初期化を行うゲ一ト手段とを含むものを採用するのであるから、巻線電圧の検出が不要であり、これに伴って基準信号を発生する部分とスィッチトリラクタンスモータを制御すべく波形を制御する部分との間の絶縁が不要になり、しかも、簡単な構成で基準信号を発生できるほか、請求項 7から請求項 1 2の何れかと同様の作用を達成することができる。請求項 1 5のスィッチトリラクタンスモータの制御装置であれば、前記基準信号発生手段として、スィッチトリラクタンスモータの固定子巻線と直列接続した巻線電流検出用の抵抗手段と、抵抗手段の端子間電圧を入力として、スィツチングに伴う電流リプルを除去する'ローパスフィルタ手段と、ローパスフィルタ手段からの出力信号を所定の基準値と比較して比較結果を得る比較手段と、比較結果信号のエツジに応答して基準信号を'出力する出力手段とを含むものを採用するのであるから、簡単な構成で基準信号を発生できるほか、請求項 7から請求項 1 2の何れかと同様の作用を達成することができる。

請求項 1 6のスィッチトリラクタンスモータの制御装置であれば、前記スィッチトリラタタンスモータとして、ハーメチック構造の圧縮機を駆動するものを採用するのであるから、ハーメチック構造の圧縮機の駆動源として簡単に適用することができるほか、請求項 7から請求項 1 5 の何れかと同様の作用を達成することができる。

さらに詳細に説明する。

第 3 2図、第 3 3図、第 3 4図中（A) は卷線電流波形を示し、第 3 2図、第 3 3図、第 3 4図中（B) は磁束鎖交数の経時変化を示し、第 3 2図、第 3 3図、第 3 4図中（C) は位置信号および電流波形の位相指令を示し、第 3 2図、第 3 3図、第 3 4図中（D) は巻線電流一磁束鎖交数特性を示している。なお、第 3 2図は最適位相の場合を、第 3 3 図は遅れ位相の場合を、第 3 4図は進み位相の場合を、それぞれ示している。

通電期間の回転子移動角を Δ Θ 、この時の磁気随伴エネルギー {第 3 2図、第 3 3図、第 3 4図中（D) の巻線電流一磁束鎖交数特性のハツチング部（O P R) の面積 } をとすれば、 S Rモータの平均出力トノレク Tは、

T =W τノ A Θ

で表される。

電流振幅 I に対するトルクが最大となる最適位相よりも遅れ位相とすると、磁束鎖交数レベル P点が高くなり、時間と共に Q点まで上昇し、次いでそのレベルは R点まで下がり、磁気随伴エネルギー W ては最適位相時よりも小さくなり、平均トルクは小さくなる {第 3 3図中（D) 参照）。

逆に、最適位相よりも進み位相とすると、磁束鎖交数レベルが P点近傍に停滞する期間が増加し、 R点が下がるため、磁気随伴エネルギー W τは最適位相時よりも小さくなり、平均トルクは小さくなる {第 3 4図中（D) 参照 } 。なお、何れの位相においても巻線通電期間中の回転子の移動角は変化しない（一定回転数）と仮定している。

すなわち、 S Rモータは、トルク不足や効率の低下を検出し、これらの検出結果に基づいて波形位相を制御すればよいことが分かる。

次いで、 S Rモータの制御とブラシレス D Cモータの制御とを対比して、この発明を詳細に説明する。一般にブラシレス D Cモータは、各相電流を

i u = i m · c o s ( Θ e + δ )

i v = i m · c o s ( Θ e — 2 π / 3 + δ )

i w = i m · c o s ( θ β + 2 π /^/ 3 + δ )

のように制御すれば、トルクて - Κ · i m - c o s δが得られる。ここで、 δはブラシレス D Cモータの速度起電圧に対する位相角、 Κはモ一タの電磁的仕様により定まる定数、 i mは電流のピーク値、 Θ eは回転位置角を.電気角で示した位相である。

ブラシレス D Cモータは、回転子位置角に応じた 3相正弦波電流を通電することにより、所望のトルクを得ることができる。一般に、 δを 0 [ r a d ] に設定すると、トルクノ電流比（ τ Z I m) を最大にすることができるので、このような制御を採用することが好ましい。

以上のように、ブラシレス D Cモータのトルク制御を行うためには、 1回転にわたって位相 0 eを制度よく検出する必要がある。

—方、 S Rモータは、直流電流 I を 1相に通電した場合に、その瞬時卜ノレクて力

て = d W'T / d θ

= ( 1 Ζ2) - I ² · d L/ d θ

で与えられる。ここで、 W τは磁気随伴エネルギー、 Lは巻線の自己ィンダクタンスである。

一般に、巻線インダクタンスは回転角に対し、三角波状に変化するため {第 3 5図中（Α) 参照 } 、その変化率 d LZ d 0 は、第 3 5図中 (B) に示すように、矩形波状に変化する。第 3 5図では、回転子位置角 0は、無負荷時に巻線へ通電し、回転子が停止した位置を 0としている。また、第 3 5図は巻線 1相分についてのみ示している。

したがって、第 3 5図の期間 Θ Α ( d L// d e > 0の期間）内の通電期間を Θ CW、期間 0 B ( d L / d Θ < 0の期間）内の通電期間を Θ C

CWとすると、通電中の平均トルク Tは、（ 1 ) 式で与えられる。

T = ( 1 / 2 ) - I ² · d L/ d Θ - ( Θ CW- Θ C CW) . . · ( 1 ) ブラシレス D Cモータとは異なり、 S Rモータをトルク制御するためには、（ 1 ) 式において Θ CW— 0 C CW> 0を満たす通電開始位相 0 0 と通電終了位相 Θ 1 という離散的な位置に関連する情報に基づきスィツチング動作を行わせればよい。もちろん、効率よく S Rモータを制御するため.には、逆トルクが発生しないように Θ C C W = 0となるように制御を行うことが好ましい。

さらに、（ 1 ) 式から分かるように、 1相の通電でトルクを得ることができるため、第 3 7図に示すように、通電終了位相と次回通電相の通電開始位相とを等しく設定すれば、通電終了位相（=次回通電相の通電開始位相）を定めるための 1相当たり 1パルスの基準信号があればよい。このため、'負荷トルクや回転数などにより変化し、かつ；離散的に得られる基準信号を用い、例えば、速度制御系を構成し、その指令出力結果と速度の加減速状態より、トルク不足を検出し、波形位相の制御を行うことに'より、失速を招くことなく S Rモータを安定に駆動することできる。

また、通電開始位相が最適位相よりずれ、すなわち、通電中の一部区間で逆トルクが発生する位相になると、効率が低下するので、 S Rモータまたはその駆動用電力変換部を含めたシステム効率を検出し、効率が最大になるように位相制御を行うことで、失速を防止し、かつ最大効率になるような S Rモータの制御を達成することができる。

なお、モータトルクと負荷トルクとを直接的もしくは間接的に検出し、トルクの過不足を判定し、判定結果に基づいて位相制御を行う構成を採用することもできる。請求項 1から請求項 1 6の発明は、上記の知見に基づいてなされたものである。すなわち、これらの発明は、励磁期間中に基準信号を得て、これを基に位相制御に必要な情報（間欠的に得られる基準信号を起点に転流するタイミングを算出するための現在速度）を得、これに基きスィツチトリラクタンスモータの波形制御を行っている。したがって、非通電期間にパルス電圧を絶えず印加することに起因する不都合の発生を防止することができる。また、通電相切り替えのための基準信号を別途持つため、 . Δ I L = V L · Δ t / L ( Θ 0 ) の関係などを励磁期間に適用し、位相を最適（トルク発生効率が最大となる位相）になるように制御することが可能である。

請求項 1 7のスィッチトリラクタンスモータの制御方法であれば、基準信号を基準とし、かつ電流変化量もしくは電圧変化量の検出値に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバータを制御するのであるから、請求項' 1 の作用に加え、負荷が急変した場合であっても、制御が不安定になり失速するという不都合の発生を防止することができる。

請求項' 1 8のスィツチトリラクタンスモータの制御方法であれば、電流変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均巻線電圧から電流に比例して発生する巻線抵抗の電圧降下および電流と回転角速度に比例して発生する電圧降下を差し引いた電圧とにより定まる電流変化量に追従するようにィンバータの位相を制御するのであるから、請求項 1 7の作用に加え、スィッチトリラクタンスモータを最適位相に制御することができる。

請求項 1 9のスィッチトリラクタンスモータの制御方法であれば、電流変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均巻線電圧とにより定まる電流変化量に追従するようにィンバータの位相を制御するのであるから、請求項 1 7の作用に加え、ィンバ一タの位相制御を簡単化することができるとともに、スィッチトリラグタンスモータをある程度の最適位相に制御することができる。

請求項 2 0のスィツチトリラクタンスモータの制御方法であれば、電流変化量,の検出値が、スィツチトリラタタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均巻線電圧に対して補正係数を乗算して得た電圧とにより定まる電流変化量に追従するようにィンバータの位相を制御するのであるから、請求項 1 7の作用に加え、インバ一タの位相制御を簡単化することができるとともに、スィッチトリラクタンスモータを最適位相に制御することができ、しかも、高速側の運転エリア拡大を達成することができる。

請求項 2 1のスィッチトリラクタンスモータの制御方法であれば、電圧変化量め検出値が、スィッチトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電圧に対して電流に比例して発生する巻線抵抗の電圧降下および電流と回転角速度に比例して発生する電圧降下を加算した電圧に追従するようにィンバータの位相を制御するのであるから、請求項 1 7の作用に加え、スィッチトリラクタンスモータを最適位相に制御することができる。

請求項 2 2のスィツチトリラクタンスモ一タの制御方法であれば、電圧変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電圧に追従するようにィンバ一タの位相を制御するのであるから、請求項 1 7の作用に加え、インバータの位相制御を簡単化することができるとともに、スイッチトリラクタンスモータをある程度最適位相に制御することができる。

請求項 2 3のスィッチトリラクタンスモータの制御方法であれば、電圧変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電圧に対して補正係数を乗算して得た電圧に追従するようにィンバータの位相を制御するのであるから、請求項 1 7の作用に加え、インバータの位相制御を簡単化することができるとともに、スィッチトリラクタンスモータを最適位相に制御することができ、しかも、高速側の運転エリア拡大を達成することができる。

請求項 2 4のスィッチトリラクタンスモータの制御方法であれば、励磁期間中に予め定めた期間に検出した電流変化量もしくは平均印加電圧により求まるィンダクタンスを所定のィンダクタンスとすべくィンバ一タの位相を制御するのであるから、請求項 1 7の作用に加え、インバ一タの位相制御を簡単化することができるとともに、スィッチトリラクタンスモータをある程度の最適位相に制御することができる。

請求項 2 5のスィツチトリラクタンスモータの制御方法は、予め定めた期間を転流直後から計時することにより検出するのであるから、請求項 1 7から請求項 2 4の何れかの作用に加え、磁気飽和の影響を受けずにィンバークの位相制御をできるとともに、スィッチトリラクタンスモ —タを最適位相に制御することができ、しかも励磁期間を明確化することができる。 ' 請求項 2 6のスィッチトリラクタンスモータの制御装置であれば、前記位相制御手段として、基準信号を基準とし、かつ電流変化量もしくは電圧変化量の検出値に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバータを制御するものを採用するのであるから、請求項 7の作用に加え、負荷が急変した場合であつても、制御が不安定になり失速するという不都合の発生を防止することができる。

請求項 2 7のスィツチトリラクタンスモータの制御装置であれば、前記位相制御手段として、電流変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのィンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均巻線電圧から電流に比例して発生する巻線抵抗の電圧降下および電流と回転角速度に比例して発生する電圧降下を差し引いた電圧とにより定まる電流変化量に追従するようにィンバータの位相を制御するものを採用するのであるから、請求項 2 6の作用に加え、スィッチトリラクタンスモータを最適位相に制御することができる。

請求項 8のスィツチトリラクタンスモータの制御装置であれば、前記位相制御手段として、電流変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのィンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均巻線電圧とにより定まる電流変化量に追従するようにィンバ一タの位相を制御するものを採用するのであるから、請求項 2 6の作用に加え、インバ一タの位相制御を簡単化することができるとともに、スィッチトリラクタンスモ —タをある程度の最適位相に制御することができる。

請求項 2 9のスィッチトリラクタンスモータの制御装置であれば、前記位相制御手段として、電流変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均眷線電圧に対して捕正係数を乗算して得た電圧とにより定まる電流変化量に追従するようにィンバータの位相を制御するものを採用するのであるから、請求項 2 6の作用に加え、インバータの位相制御を簡単化することができるとともに、スィッチトリラクタンスモータを最適位相に制御することができ、しかも高速側の運転ェリァの拡大を達成することができる。

請求項 3 0のスィツチトリラクタンスモータの制御装置であれば、前記位相制御手段として、電圧変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均卷線電流とにより定まる平均電圧に対して電流に比例して発生する巻線抵抗の電圧降下および電流と回転角速度に比例して発生する電圧降下を加算した電圧に追従するよう'にィンバータの位相を制御するものを採用するのである力ら、請求項 2 6 の作用に加え、スィッチトリラタタンスモータを最適位相に制御することができる。

請求項 3 1のスィッチトリラクタンスモータの制御装置であれば、前記位相制御手段として、電圧変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電圧に追従するようにィンバータの位相を制御するものを採用するのであるから、請求項 2 6の作用に加え、インバ一タの位相制御を簡単化することができるとともに、スィッチトリラクタンスモータをある程度最適位相に制御することができる。

請求項 3 2のスィッチトリラクタンスモータの制御装置であれば、前記位相制御丰段として、電圧変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのィンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電圧に対して捕正係数を乗算して得た電圧に追従するようにィンバータの位相を制御するものを採用するのであるから、請求項 2 6の作用に加え、インバータの位相制御を簡単化することができるとともに、スィッチトリラクタンスモータを最適位相に制御することができ、しかも、高速側の運転エリア拡大を達成することができる。

請求項.3 3のスィツチトリラクタンスモータの制御装置であれば、前記位相制御手段として、励磁期間中に予め定めた期間に検出した電流変化量もしくは平均印加電圧により求まるィンダクタンスを所定のィンダクタンスとすべくィンバ一タの位相を制御するものを採用するのであるから、請求項 2 6の作用に加え、ィンバータの位相制御を簡単化することができるとともに、スィッチトリラクタンスモータをある程度の最適位相に制御することができる。

請求項 3 4のスィッチトリラクタンスモータの制御装置であれば、前記位相制御手段として、予め定めた期間を転流直後から計時することにより検出るものを採用するのであるから、請求項 2 6から請求項 3 3 の何れかの作用に加え、磁気飽和の影響を受けずにィンバータの位相制御をできるとともに、スィツチトリラクタンスモータを最適位相に制御することができ、しかも励磁期間を明確化することができる。

一般にモータの固定子巻線電圧を _v 1 (V) 、各相の線電流を i 1、 i 2、 i 3、 · · · (A) とすると、その電圧方程式は、（ 2 ) 式で表すことができる。

V 1 = ά ( 6 ) / d t + R - i l · · · ( 2 )

ここで、 φ ( Θ ) = L ( Θ ) · i 1 +M 1 2 ( θ ) · i 2 +M 1 3 ( θ ) - i 3' + · - · + φ r ( 0 ) である。なお、 Lは巻線の自己インダクタンス（H) 、 Mn m ( n、 mは自然数）は各相間の相互インダクタンス（H) 、 φ r ( Θ ) は回転子からの磁束鎖交数（w b ) 、 Rは巻線抵抗（Ω) をそれぞれ示している。

短節巻のスィツチトリラクタンスモータについては、相互インダクタンスが殆ど無視でき、回転子側に 2次巻線や永久磁石などの界磁を持たないので、（ 2 ) 式は、卷線電圧を V L (V) 、線電流を i L (A) として書き改めると、（ 3 ) 式のように簡単になる。

V L = d φ ( θ ) / d t + R · i L

= L ( Θ ) d i LZ d t + ω · { d L ( Θ ) / d Θ } - i L + R · i L · · · ( 3 )

ここで、 Rは卷線抵抗（Ω) 、 Φ ( θ ) 、 L ( θ ) はそれぞれ回転位置毎の磁束鎖交数（w b ) 、自己インダクタンス（H) 、 ωは回転角速度（ r a d Z s ) である。

また、微少時間 Δ tの間の電流変化量 Δ i Lは、（3 ) 式力ら、（4 ) 式に基き演算することができる。

Δ i L = [ V L - R - I L - ω · { d L ( θ ) / d θ } . I L] - Δ t

Z L · · · ( 4 )

ここで、 V L、 I L、 ωは微少時間 Δ tの間の卷線の平均印加電圧、平均線電流およびモータの平均回転角速度をそれぞれ示す。

そして、回転子位置角が 0 = ® 0近傍のインダクタンス値 L (© 0 ) を（4 ) 式に代入することにより、（ 5 ) 式の関係を得る。 {ここで、および以下において、インダクタンス値 L ( Θ ) がほぼ最小値となる角度近傍をアンァライン位置近傍と称し、逆に、インダクタンス値 L ( Θ ) が最大となる角度近傍をァライン位置近傍と称する。 }

A i L * = [V L - R - I L - ω - { d L ( θ ) / ά Q } · I L ] · Δ t L (0 0 ) . . . ( 5 ) したがって、これを電流変化量指令 Δ i L *とし、転流時の電流変化量がこの指令に追従するように位置制御を行えば、スィッチトリラクタンスモ一タを最適位相（最も効率よくトルクを出力する転流位相）に制御することができる。さらに詳細に説明する。

第 4 0図から第 4 2図は位相制御動作をさらに詳細に説明するための各部の波形を示す図である。そして、基準信号の立ち上がりを起点に所定時間を計時した後、通電相を切り替えている様子を、遅れ位相（第 4 0図参照.）、最適位相（第 4 1図参照）、進み位相（第 4 2図参照）についてそれぞれ示している。

遅れ位相の場合には、インダクタンスが大きな位置で通電相を切り換えるため、第 4 0図に示すように、切り替え直後の電流変化が緩やかになる。

ここで、 L ( Θ 0 ) に、図中の丸印の値を用い、（5 ) 式から求めた、電流変化量を指令に基準信号を起点にした波形位相を所定の大きさで進めていくことにより、やがて第 4 1図の状態になる。

また、第 4 1図の状態から電流をさらに進めるとインダクタンス値 L が所定の' L ( Θ 0 ) より小さくなり、電流変化が急峻になる。すなわち、指令に比べ、電流変化量が大きくなるので、波形位相を所定の大きさだけ遅らせる。

したがって、位相を進ませる動作および遅らせる動作を繰り返すことにより、位相を最適位相近傍に留めるように波形位相制御を実現することができる。

—方、負荷の急変などにより、通電位相が第 4 2図に示すように進んだ場合については、（ 5 ) ·式の d L ( θ ) Z d θの極性が逆極性になるため、インダクタンス値 Lが L ( Θ 0 ) に等しい位置で通電相の切り替えを行った場合であっても、電流変化が指令に比べて急峻になり、波形位相を遅らせるような制御が行われ、やがて、最適位相近傍に留まるように位相制御が実現される。

ここで、（ 5 ) 式で電流変化量を演算するために L (00 ) の他に、 d L ( Θ ) / d Θ Rを考慮すれば正確に制御が実現できることは言うまでもない。しかし、これらを予め計測し、演算に用いることは、大量生産される場合のばらつきを加味すると、システム設計が煩雑になる問題がある。

第 4 3.図はィンダクタンス 2 (mH) の位置角でィンバ一タ直流電圧 2 8 0 (V) を巻線に時刻 0 ( s ) に印加した様子を示している。第 4 3図から分かるように、図示の時間 Δ tを小さくすれば、それに比例してこの期間の平均電流も小さくなる。したがって、電流変化量検出を通電相切り替え直後に行い、かつ時間 Δ tを極小にすれば、電流変化量検出期間中の平均電流を、（5 ) 式の第 2項、第 3項を無視できる程度に小さくでき、' （ 5 ) 式は（6 ) 式と簡略化することができる。

A i L * =V L ' A t /L (® 0 ) · · · ( 6 )

マイコンで処理を行う場合には、（ 6 ) 式を用いることが好ましい。なお、 θ =® 0近傍では磁気飽和の影響が殆どないため L (Θ 0 ) は電流に無関係な定数として扱えばよく（第 4 4図参照）、処理が一層簡単になる。

しかし、マイコン処理を行う場合、微少時間 Δ t を十分短く設定することが困難になる。具体的には、演算処理を行うために微少時間 Δ tは数十 s以上に設定する必要がある。この場合、高速運転時に時間 Δ ΐ 中の L ( θ ) の θ (= ω - A t ) による変化 d L ( Θ ) / d 0 と時間 Δ t中の平均電流との積（（5 ) 式の第 3項）が無視できないほど大きくなる。

この電圧降下により微少時間 Δ t中に実際に巻線にかかる平均印加電 O 99/38249

29 - 圧が下がり、電流変化量も小さくなる。すなわち、（6 ) 式に基く制御演算を行うマイコン側から見た見かけ上のィンダクタンスが大きくなり、 ( 6) 式の指令値に追従させるような前述の制御を行うとィンダクタンス値 Lが所定値より小さくなるように位相が進み過ぎてしまう。そして、これによるトルク.発生効率の低下が電流の増加を招き、ィンバータ出力電流制限により高速側の運転ェリァが狭くなる問題がある。

そこで、高速領域では捕正係数 C v (ω) を実験により定め、これを記憶して. いて、（ 7) 式により電流変化量指令を演算する。

A i L H^ -C v io ' VL ' A t ZL Q O) · · · ( 7 ) この場合には、（ 5 ) 式に比べて演算を簡素化でき、マイコンの演算負荷を軽減し、かつ位相の進み過ぎによるトルク発生効率の低下を防止することができる。具体的には例えば、捕正係数 C v ( ω) を第 1表に示すように設定することにより、第 4 5図に示すような運転ェリァ拡大効果を実現することができる。

第 1表

また、特定のスィッチトリラクタンスモータで定めたこれらの定数を複数台のスィツチトリラクタンスモータに適用して運転ェリァ評価を行つたところ、モータのばらつきによる運転ェリア低下は殆どないことが確認できた。

また、以上は、指令値を電流変化量として説明したが、（ 4 ) 式を ( 8) 式に示すように変形する。

L ( Θ ) = TV L - R · I L - ω · { d L ( θ ) / ά β } · I L ] · Δ tノ i L . . · ( 8 )

そして、（8) 式からインダクタンス値 L ( Θ ) を求め、これが所定値 L (Θ 0 ) になるように制御してもよい。ただし、（ 8 ) 式では除算が必要であり、マイコンの除算演算時間が他の演算に比べ約 5〜 1 0倍程度と極めて長いことから、 1 /L (Θ 0 ) が定数となり、マイコンでの除算が不要な（ 5 ) 式、（ 6 ) 式、もしくは（ 7 ) 式によることが好ましい。

さらに、主回路に電圧形インバータ（インバ一タ出力電圧が制御され、電流はこの電圧と負荷インピーダンスにより変化するもの）に代えて、電流形インバータ（インバータ出力電流が制御され、電圧はこの電流と負荷インピーダンスにより変化するもの）を用いる場合には、（ 5 ) 式を（ 9 ) 式のように変形し、平均電圧が（ 9) 式に追従すべく位相を制御すればよい。

V L = A i L ' L (Θ 0 ) /Δ t + R - I L + ω ■ { d L ( θ ) / d θ } - I L · · · ( 9 )

また、（ 6 ) 式、（ 7 ) 式については、（ 1 0 ) 式、（ 1 1 ) 式と変形し、上會己と同様に位相制御を行えばよい。

V L = A i L ' L (Θ 0 ) /Δ ΐ . · · ( 1 0 )

V L = C ν ( ω) ' 厶 i L ' L (® 0 ) ZA t . · · ( 1 1 ) 請求項 1 7から請求項 3 4に係る発明は上記の知見に基いてなされたものである。すなわち、これらの発明は、正トルク領域で別途得られる基準信号を基にした波形制御をベースに、電流変化量もしくはィンダクタンスに基いた位相制御を付加し、各相の通電開始位相を最適値（トルク発生効率が最大となる位相）に制御している。換言すれば、電流変化量もしくはインダクタンスの検出値を、回転位置を知る手段として用いるのではなく、トルク発生効率が最大となる位相に設定するための手段として用いている。そして、基準信号を基に励磁期間中のトルクを正とすべく通電相の切り替えを行う制御系（高速に動作するマイナーループ）に対し、電流変化量もしくはィンダクタンスの検出値から得た情報としてトルク発生効率を最大とする最適位相を実現すべき指令を主制御系 (低速な動作でよいメジャーループ）から出力しているため、従来の技術で問題とされていた遅れは全く問題にならない。また、検出値の平均化処理も可能となり、ばらつきに対する問題も解決できる。図面の簡単な説明

第 1図はこの発明の S Rモータ制御装置の一実施態様を示すプロック図である。

第 2図は第 1図の S Rモータ制御装置を詳細に示す電気回路図である。第 3図はィ'ンバータ回路の u相における動作状態を説明する図である。第 4図は基準信号発生部の具体的構成の一例を示す電気回路図である。第 5図は第 4図の基準信号発生部の各部の信号波形を示す図である。第 6図基準信号と回転子位置との絶対位相に対応する巻線電流と磁束鎖交数との関係を示す図である。

第 7図は第 2図の基準信号発生部の具体的構成の他の例を示す電気回路図である。

第 8図は制御マイコンの構成を詳細に示すブロック図である。

第 9図は制御マイコンの作用の一部を説明するフローチヤ一トである。第 1 0図は制御マイコンの作用の他の一部を説明するフローチャートである。

第 1 1図は制御マイコンの作用のさらに他の一部を説明するフローチヤートである。第 1 2図は制御マイコンの作用のさらに他の一部を説明するフローチヤートである。

第 1 3図は制御マイコンの作用のさらに他の一部を説明するフローチヤートである。

第 1 4図は制御マイコンの各部の信号波形おょぴィンバータのスィッチングトランジスタの状態を示す信号波形を示す図である。

第 1 5図はトルク不足検出に基づく位相補正を行う位相捕正部の構成の一例を示すブロック図である。

第 1 6図は第 1 5図の位相捕正部の処理を説明するフ口一チヤ一トである。

第 1 7図はトルク不足の検出に伴う位相捕正処理を説明する図である。第 1 . 8図は最大効率制御を行うべく位相捕正を行う位相補正部の構成の一例を示すブロック図である。

第 1 9図は'第 1 8図の位相補正部の処理を説明するフローチャートである。

第 2 0図は位相補正による最大効率制御動作を説明する図である。第 2 1囱はこの発明の S Rモータ制御装置の他の実施態様を詳細に示す電気回路図である。

第 2 2図はィンバ一タ回路の u相における動作状態を説明する図である。

第 2 3図は第 2 1図の制御マイコンの構成を示すブロック図である。第 2 4図は制御マイコンの作用の一部を説明するフローチヤ一トである。

第 2 5図は制御マイコンの作用の他の一部を説明するフ口一チヤ一トである。

第 2 6図は制御マイコンの作用のさらに他の一部を説明するフローチヤートである。

第 2 7図は制御マイコンの作用のさらに他の一部を説明するフ口一チャ一トである。

第 2 8図は制御マイコンの各部の信号波形およびィンバータのスィッチングトランジスタの状態を示す信号波形を示す図である。

第 2 9図は基準信号発生部の具体的構成のさらに他の例を示す電気回路図である。

第 3 0図は第 2 9図の基準信号発生部の各部の信号波形を示す図である。

第 3 1図は基準信号と回転子位置との絶対位相に対応する巻線電流と磁束鎖交数との関係を示す図である。

第 3 2図は最適位相の場合における巻線電流波形、磁束鎖交数の経時変化、位置信号および電流波形の位相指令を示す図である。

第 3 3図は遅れ位相の場合における巻線電流波形、磁束鎖交数の経時変化、位置信号おょぴ電流波形の位相指令を示す図である。

第 3 4図は進み位相の場合における巻線電流波形、磁束鎖交数の経時変化、位 g信号および電流波形の位相指令を示す図である。

第 3 5図はインダクタンス、インダクタンスの変化率、卷線電流、およびトルクの回転子位置角に対応する変化を示す図である。

第 3 6図は従来の S Rモータ制御装置の構成を示すプロック図である。第 3 7図は S Rモ一タの各回転位置角における磁束の流れを示す図である。

第 3 8図は S Rモータの回転子位置による磁束の流れ方を説明する図である。

第 3 9図は S Rモータの巻線電流とこの巻線に鎖交する磁束の特性を示す図である。第 4 0図は基準信号の立ち上がりを起点に所定時間を計時した後、通電相を切り替えている様子を、遅れ位相について示す図である。

第 4 1図は基準信号の立ち上がりを起点に所定時間を計時した後、通電相を切り替えている様子を、最適位相について示す図である。

第 4 2図は基準信号の立ち上がりを起点に所定時間を計時した後、通電相を切り替えている様子を、進み位相について示す図である。

第 4 3図はインダクタンス 2 (mH) の位置角でインバ一タ直流電圧 2 8 0 (V) を巻線に時刻 0 ( s ) に印加した様子を示す図である。第 44図は S Rモータの回転位置による各相の自己インダクタンスの変化を示す図である。

第 4 5図は（ 6) 式、（ 7) 式により S Rモータをそれぞれ制御した時の速度一トルク特性を示す図である。

第 4 6図はこの発明の S Rモータ制御装置のさらに他の実施態様を示す図である。 ' '

第 4 7図は第 46図の S Rモータ制御装置の制御波形を示す図である。第 4 8図はこの発明の S Rモータ制御装置のさらに他の実施態様を示す図であ。

第 4 9図は回転数を 1 8 0 0 r p xnに設定するとともに、負荷トルクを 1 0 k g c mに設定した場合のエンコーダ信号、基準信号、磁束鎖交数、巻線電流の波形を示す図である。

第 5 0図は回転数を 1 8 0 0 r p mに設定するとともに、負荷トルクを 2 0 k g c mに設定した場合のエンコーダ信号、基準信号、磁束鎖交数、巻線電流の波形を示す図である。

第 5 1図は回転数を 5 4 0 0 r p mに設定するとともに、負荷トルクを 1 5 k g e mに設定し、しかも捕正係数 C v (ω) を採用した場合のエンコーダ信号、基準信号、磁束鎖交数、巻線電流の波形を示す図である。

第 5 2図は回転数を 5 4 0 0 r p mに設定するとともに、負荷トルクを 1 5 k g e mに設定し、しかも捕正係数 C v ( ω ) を採用していない場合のエンコーダ信号、基準信号、磁束鎖交数、卷線電流の波形を示す図である。

第 5 3図は第 4 6図の S Rモータ制御装置のィンバータ制御部の要部の構成を詳細に示すブロック図である。

第 5 4図は外部割込み処理を説明するフローチヤ一トである。

第 5 5図は速度制御処理を説明するフローチヤ一トである。

第 5 6図は位相補正処理を説明するフローチヤ一トである。

第 5 7図は第 1 タイマのカウントアップによる割込み処理を説明するフローチヤ一トである。

第 5 8図は電流制御周期タイマによる割込み処理を説明するフローチヤートである。

第 5 9図は電流変化量検出処理を説明するフローチヤ一トである。第 6 0図は電流変化量検出処理を説明するための信号波形を、処理回数、割込み信号と共に示す図である。

第 6 1図は第 5 3図のィンバータ制御部の各部の信号波形を示す図である。

第 6 2図は第 4 8図の S Rモータ制御装置のィンバータ制御部の要部の構成を詳細に示すブロック図である。

第 6 3図は外部割込み処理を説明するフローチヤ一トである。

第 6 4図は速度制御処理を説明するフローチヤ一トである。

第 6 5図は振幅捕正処理を説明するフローチヤ一トである。

第 6 6図は第 1 タイマのカウントアップによる割込み処理を説明するフロ一チヤ一トである。第 6 7図は電流制御周期タイマによる割込み処理を説明するフローチャ一トである。

第 6 8図は電流変化量検出処理を説明するフローチヤ一トである。第 6 9図は第 6 2図のインバータ制御部の各部の信号波形を示す図である。発明を実施するための最良の形態以下、添付図面を参照して、この発明の実施の態様を詳細に説明する。第 1図はこの発明の S Rモータ制御装置の一実施態様を示すプロック図である。

この S Rモータ制御装置は、電力変換部 1 からの出力電流もしくは出力電圧を S Rモータ 2 に供給している。そして、 S Rモータ 2からの検出量（磁束、電圧、電流の少なくとも 1つの検出量）を入力として基準信号を発生する基準信号発生部 3 と、 S Rモータ 2 の状態量（電流、電圧、速度、トルクの少なくとも 1 つの状態量）を入力としてトルク不足もし'くは効率低下を検出し、位相もしくは振幅を補正すべきことを指示する捕正量指示信号を出力する位相 · 振幅捕正部 4 と、外部から与えられる速度指令もしくはトルク指令と、前記基準信号と、前記補正量指示信号とを入力として波形制御処理を行い、波形制御指令を電力変換部 1 に供給する波形制御部 5 とを有している。

第 2図は第 1図の S Rモータ制御装置を詳細に示す電気回路図である。直流電源 6 の端子間に、スイッチングトランジスタ T r u十、 S Rモータ 2の u相の固定子巻線 2 u、スイッチングトランジスタ T r u —をこの順に直列接続し、スイッチングトランジスタ T r v 十、 S Rモータ 2 の V相の固走子卷線 2 v、スイッチングトランジスタ T r V —をこの順に直列接続し、スイッチングトランジスタ T r w十、 S Rモータ 2の w相の固定子巻線 2 w、スィツチングトランジスタ T r w—をこの順に直列接続している。そして、スイッチングトランジスタ T r u十、 S R モータ 2の u相の固定子巻線 2 u と並列に保護用のダイオード D i u - を接続し、 S Rモータ 2の u相の固定子巻線 2 u、スイッチングトランジスタ T r u—と並列に保護用のダイオード D i u +を接続し、スィッチングトランジスタ T r V十、 S Rモータ 2の V相の固定子巻線 2 v と並列に保護用のダイォード D i V —を接続し、 S Rモータ 2の V相の固定子巻線 2 v、スィツチングトランジスタで r V — と並列に保護用のダィオード D i V +を接続し、スイッチングトランジスタ T r w +、 S R モータ 2の w相の固定子巻線 2 wと並列に保護用のダイォード D i w - を接続し、 S Rモータ 2の w相の固定子巻線 2 w、スイッチングトランジスタ T r w—と並列に保護用のダイォ一ド D i w +を接続している。また、スイッチングトランジスタ T r u +と S Rモータ 2の u相の固定子卷線 2 u との接続点における電圧、および S Rモータ 2の u相の固定子巻線 2 u とスィツチングトランジスタ T r u— との接続点における電圧を第 1 め基準信号発生回路 3 uに供給し、スィツチングトランジスタ T r v + と S Rモータ 2の V相の固定子巻線 2 v との接続点における電圧、および S Rモータ 2の V相の固定子巻線 2 V とスィツチングトランジスタ T r v _ との接続点における電圧を第 2の基準信号発生回路 3 V に供給し、スイッチングトランジスタ T r w +と S Rモータ 2の w相の固定子巻線 2 wとの接続点における電圧、および S Rモ一タ 2の w相の固定子巻線 2 wとスィツチングトランジスタ T r w—との接続点における電圧を第 3の基準信号発生回路 3 wに供給している。そして、第 1 の基準信号発生回路 3 uからの第 1基準信号、第 2の基準信号発生回路 3 Vからの第 2基準信号、および第 3 の基準信号発生回路 3 wからの第 3基準信号を O Rゲ一ト 3 a を介して制御マイコン 7に供給している。さらに、 S Rモータ 2の u相の固定子巻線 2 uにおける巻綠電流、 V相の固定子巻線 2 Vにおける巻線電流、および w相の固定子巻線 2 wにおゆ e4afる巻線電流を検出して制御用マイコン 7に供給している。さらにまた、制御マイコン 7から出力されるオンオフ制御信号をスィッチングトランジスタ T r u +、スイッチングトランジスタ T r u—、スイツチングトランジスタ T r v十、スイッチングトランジスタ T r v—、スィツチングトランジスタ T r w +、スイッチングトランジスタ T r w - のベース端子に供給している。

したがって、制御マイコン 7が位相 '振幅補正部 4および波形制御部 5を構成することになる。もちろん、この制御マイコン 7には、外部力ら速度指令またはトルク指令が供給されている。また、前記各保護用ダィォードは、ィンダクタンスに貯えられた磁気エネルギーを固定子巻線に保持し、も'しくは電源回生するためのものである。

次いで、第 2図に示す S Rモータ制御装置の作用を説明する。

なお、 S Rモータの u相、 V相、 w相における作用は同様であるから、以下には、' u相についてのみ説明する。

インバ一タ回路（電力変換部 1 ) の u相におけるスイッチング動作と巻線電流とは、第 3図中（A) (B) (C) に示すように、 3通りの状態の何れかをとることになる。

第 3図中（A) は、スイッチングトランジスタ T r u十、スィッチングトランジスタ T r u—が共にオンの状態であり、スイッチングトランジスタ T r u十、スィツチングトランジスタ T r u—を通して S Rモータ 2の u相の固定子巻線 2 uに巻線電流 iが流れる。

第 3図中（B) は、スイッチングトランジスタ T r u—のみがオンの状態であり、 '固定子巻線 2 uのィンダクタンス効果によって、スィツチングトランジスタ T r u―、ダイオード D i u十、 31 モータ 2の相の固定子巻線 2 uで構成される閉ループに巻線電流 iが流れ続ける。第 3図中（C) は、スイッチングトランジスタ T r u十、スィッチングトランジスタ T r u—が共にオフになった状態であり、固定子巻線 2 uのインダクタンス効果によって、ダイオード D i u十、およびダイォ ― ド D i u—が共にオンし、直流電源 6が第 3図中（A) の場合と逆極性になるように固定子巻線 2 uに印加され、卷線電流 i を急激に減少させる（¾気エネルギーが電源に回生する）。巻線電流 i が 0になるとダィォード D i u +、およびダイォード D i u—が共にオフする。

また、スイッチングトランジスタ T r u +のみがオンの状態は、この実施態様ではこのスィツチング状態を用いないため特には図示していないが、第 3図中（B) におけるスイッチングトランジスタ T r u—、ダィォード D i u十、 S Rモータ 2の u相の固定子巻線 2 uで構成される閉ループに代えて、ダイオード D i u―、スイッチングトランジスタ T r u十、 S Rモータ 2の u相の固定子巻線 2 uで構成される閉ループに卷線電流 iが流れ続ける。この結果、このスイッチング状態をも含めて考えると'、インバータ回路（電力変換部 1 ) の 1相当たりのスィッチング状態は 4通りある。

したがって、 S Rモータ 2に対する通電を行う期間においては、各相の卷線電流検出値と電流振幅指令とを比較し、その大小に応じて、例えば、第 3図中（A) の状態と第 3図中（B) の状態とを適宜切り替え、非通電期間においては第 3図中（C) の状態を選択すればよく、 S Rモータ 2を安定に駆動し続けることができる。

第 4図は基準信号発生部の具体的構成の一例を示す電気回路図である。なお、第 4図は u相の基準信号発生部のみを示している。

この基準信号発生部は、固定子巻線 2 uの端子間電圧を入力として電圧の時間積を得る積分回路（不完全積分回路であってもよいが、センサレス運転が行われるモータの回転周波数範囲において積分動作を行うように定数を設定、また、巻線抵抗の電圧降下は無視できるとして、この積分回路の出力（巻線両端の電圧の時間積）は巻線の磁束鎖交数に等しいとしている } 3 1 と、電圧の時間積と所定の基準レベル； L * (直流電源 3 2により設定される基準レベルえ * ) とを比較し、 " 0 " または" 1 " のデジタル信号を出力するヒステリシスコンパレータ 3 3 と、このデジタル〈言号を伝送するフォトカブラ 3 4と、フォト力ブラ 3 4により伝送されるデジタル信号の立ち上がりエッジを検出して基準信号を出力するワンショットマルチバイブレータ 3 5 とを有している。なお、積分回路 3 1 、ヒステリシスコンパレ一タ 3 3およびフォトカプラ 3 4の発光部が基準信号発生回路に含まれ、フォトカブラ 3 4の受光部およびヮンショットマルチバイブレータ 3 5が波形制御回路（波形制御部）に含まれている。 ·

この基準信号発生部の作用を各部の信号波形を示す第 5図を参照しながら説明する。

第 5図中（A ) に示すように電力変換部 1により P WM (パルス幅変調）制御されたパルス電圧が積分回路 3 1により、第 5図中（B ) に示すように滑らかに変化する波形に整形され、この整形波形と所定の基準レベル λ *との比較結果 {第 5図中（C ) の C 1参照 } がヒステリシスコンパレータ 3 3から出力される。そして、この比較結果をワンショットマルチバイブレータ 3 5に供給することにより、前記比較結果の立ち上がりエツジを適当なパルス幅の信号に変換して基準信号 {第 5図中 ( C ) の C 2参照 } として出力する。なお、第 5図中（Β ) における Ρ は巻線電流（モータ電流）の増加が完了した時点を示し、 Rは卷線電流の減少の開始時点を示している。第 6図は、基準信号と回転子位置との絶対位相に対応する巻線電流と磁束鎖交数との関係を示す図である。なお、基準信号出力ポイントを黒丸で示している。

第 6図から分かるように、卷線電流が I 0である場合には、基準信号が示す位置角が α 0であり、巻線電流が I 1である場合には、基準信号が示す位置角が α 1である。すなわち、巻線電流が I 0から I 1に変化すれば、基準信号が示す位置角も _α 0から α 1に変化する。したがって、前記基準 ί言号発生部は、回転子の位置検出機能を達成することができない。

さらに、高速 '高トルクの運転領域においては、卷線電流が指令に追従しなくなり（第 6図に示すように一定電流のラインから交点を特定することができなくなり）、位置角を特定することがさらに困難になる。ただし、数回転から数十回転程度にわたっての極短時間では、基準信号はどこか任意の位置角を示していると考えられる（ただし、長時間にわたってみると、負荷や制御条件によってその絶対位相が変わっている）。したがって、相対的な回転子の移動角は基準信号に基づき検出することが可能で、' 前回の基準信号から今回の基準信号までの時間を計測すれば、モータの回転速度を算出することができ、これにより S Rモータのトルクを負荷トルクに追従させる速度フィ一ドバックループを構成することができる。

第 7図は基準信号発生部の具体的構成の他の例を示す電気回路図である。なお、第 7図は u相用の基準信号発生部のみを示している。

この基準信号発生部は、スイッチングトランジスタ T r U +のべ一ス信号（ゲート信号）の時間積を得る積分回路（不完全積分回路であってもよいが、センサレス運転が行われるモータの回転周波数範囲において積分動作を行うように定数を設定する必要がある） 3 1 と、電圧の時間積と所定の基準レベル λ * (直流電源 3 2により設定される基準レベル X * ) とを比較し、 " 0 " または" 1 " のデジタル信号を出力するヒステリシスコンパレータ 3 3と、このデジタル信号の立ち上がりエツジを検出して基準信号を出力するワンショットマルチバイブレータ 3 5 と、スイッチングトランジスタ T r u—のベース信号（ゲート信号）と、ヮンショットマルチバイプレ一タ 3 5から出力される基準信号とを入力として基準信号を出力する A N Dゲート 3 6 とを有している。なお、前記積分回路.3 1 は、スイッチングトランジスタ T r u —のベース信号（ゲ — ト信号）により制御され、通電終了時に積分回路を初期化する（モ一タ磁束鎖交数 == 0 とする）アナログスィッチ 3 7を有している。また、前記の A N Dゲ一ト 3 6を採用することにより、通電相のみが基準信号を出力することができ、ひいては絶縁確保のためにフォトカプラを設けるなどの措置が不要であり、全体として回路構成を簡素化できる。

さらに詳細に説明する。

第 3図中（A ) に示す状態では、スイッチングトランジスタ T r u + およびスイッチングトランジスタ T r u—が共にオンであるから、固定子巻線 2 uには直流電圧 V D Cが印加される。

第 3図中（B ) に示す状態では、スイッチングトランジスタ T r u + がオフ、スイッチングトランジスタ T r u—がオンであるから、電流を連続して流そうとするインダクタンスの効果により保護用のダイォ一ド D i u +がオンになり、固定子巻線 2 uの両端が短絡された状態になるので、固定子巻線 2 uに印加される直流電圧は 0になる。

第 3図中（C ) に示す状態では、スイッチングトランジスタ T r u + およびスイッチングトランジスタ T r u —が共にオフであるから、電流を連続して流そうとするインダクタンスの効果により保護用のダイォ一ド D i u十、 D i u —が共にオンになり、固定子巻線 2 uには直流電圧 VD Cが、第 3図中（A) と逆極性で印加される。そして、巻線電流が 0になると、保護用のダイォ一ド D i u十、 D i u一が共にオフになり、固定子巻線 2 uに印加される直流電圧は 0になる。

したがって、直流電圧 VD Cが一定であれば、第 3図中（A) に示す状態では、スイッチング状態から固定子巻線に印加される電圧が分かる。また、第 3図中（B) (C) に示す状態においても、巻線電流が流れている場合には固定子巻線に印加される電圧が分かる。

基準信号を検出する範囲においては、巻線電流一定制御がなされ、第

3図中（A) に示す状態と第 3図中（B) に示す状態とを交互に切り替えるので、固定子卷線に印加される電圧も VD Cと 0とを交互に反復することになる。

ここで、制御マイコン 7から出力されるスイッチングトランジスタ T r u +のオン状態に対応するべ一ス信号（ゲート信号）を" 1 " 、オフ状態に対応するベース信号（ゲート信号）を" 0" とすれば、スィッチングトランジスタ T r u +、丁 r v十、 T r w +のベース信号（ゲート信号）を積分し、適当なゲインを乗算することにより、第 5図中（B) の P点か R点までを検出することができる。

一方、第 5図中（B) の R点から 0に至る期間は第 3図中（C) に示す状態とし、逆電圧を印加した直後の初期電流とィンダクタンスの大きさにより変化するが、次回の基準信号を発生するまでには 0になる（そうでなければ、 1回転中にわたって電流が流れ続けることになり、 S R モータは回らない状態になる）ため、スイッチングトランジスタ T r u +、 T _{r u}—がオフ {第 3図中（C) に示す状態参照 } されたタイミング {第 3図中（A) (B) に示す状態においては必ずスイッチングトランジスタ T r u—がオンであるから、スイッチングトランジスタ T r u —がオフされることによりそのタイミングが分かる } でスイッチングトランジスタ T r u +のベース信号（ゲート信号）の積分出力を初期化 ( 0 ) すればよく、スイッチングトランジスタ T r u —のベース信号 (ゲート信号）によりアナログスィッチ 3 7を動作させることにより、積分出力の初期化を達成できる。

また、基準信号を発生させたい範囲にわたっては、第 3図中（A ) ( B ) に示す状態である。換言すれば、スイッチングトランジスタ T r U—がオン {ベース信号（ゲート信号）が" 1 " } である。したがって、このベース信号（ゲート信号）とワンショットマルチバイブレータ 3 5 から出力される基準信号との論理積を A N Dゲート 3 6によりとれば、不要な誤パルスを除去し、正確な基準信号のみを出力することができる。第 8図は前記制御マイコン 7の構成を詳細に示すプロック図である。この制御マイコン 7は、外部割込みによりスタートされる周期測定タイマ 7 a と、それぞれフリーランタイマで構成された速度制御周期タイマ 7 b、電流制御周期タイマ 7 c と、周期測定タイマ 7 a 'のタイマ値を入力として速度演算を行い、現在速度を算出する速度演算部 7 dと、現在速度、位相補正部 4から出力される通電開始位相、外部から与えられる通電終'了位相を入力としてタイマ値の演算を行うタイマ値演算部 7 e と、タイマ値演算部 7 eにより演算されたタイマ値がセットされ、かつ外部割込みによりスタートされる第 1タイマ 7 f と、タイマ値演算部 Ί eにより演算されたタイマ値がセットされ、かつ第 1タイマ 7 f のカウントアップによりスタ一トされる第 2タイマ 7 g と、速度制御周期タイマ 7 bによる速度制御割込みに応答し、かつ現在速度および外部から与えられた速度指令を入力として両者の偏差に対して P I演算（比例演算 •積分演算）を行い、電流振幅指令を出力する P I演算部 7 hと、第 1 タイマ 7 f のカウントアップに応答して励磁モ一ドを更新するモ一ド更新部 7 i と、第 1タイマ 7 f による位相制御割込み、第 2タイマ 7 による通電時間制御割込みに応答し、かつ電流振幅指令を入力として、電流振幅指令の出力おょぴ下アームのスィツチングトランジスタ T r u—、 T r V—、 T r w—のオンオフ制御信号の出力を行う波形出力部 7 j と、電流制御周期タイマ 7 cによる電流制御割込みに応答して、モータ電流をデジタルデータに変換するアナログ一デジタル変換部（A Z D変換部） 7 kと、デジタルデータに変換されたモータ電流および電流振幅指令を入力として、もしくは第 2タイマ 7 gによる通電時間制御割込みに応答して、上ァームのスイッチングトランジスタ T r u十、 T r v十、 T r w +のオンオフ制御信号の出力を行う T r +オンオフ制御部 7 1 とを有している。

なお、前記タイマ値演算部 7 eは、現在速度および位相補正部 4から出力される通電開始位相を入力として第 1タイマ 7 f にセットすべき第 1タイマ値の演算を行う第 1タイマ値演算部 7 e 1 と、現在速度および外部から与えられる通電終了位相を入力として第 2タイマ' 7 gにセットすべき第 2タイマ値の演算を行う第 2タイマ値演算部 7 e 2 とを有している。前記波形出力部 7 j は、電流振幅指令を一時的に保持し、第 1タイマ 7 f 'による位相制御割込みに応答して電流振幅指令を出力する電流振幅指令出力部 7 j 1 と、第 1タイマ 7 f による位相制御割込み、第 2 タイマ 7 gによる通電時間制御割込みに応答して、下アームのスィツチングトランジスタ T r u —、 T r v —、 T r w—のオンオフ制御信号の出力を行う T r —オンオフ制御部 7 j 2とを有している。

前記モード更新部 7 i は、第 2表に示すように、 3つの励磁モードのそれぞれに対応させて下アームのスィツチングトランジスタ T r u —、 T r v - , T r w—のオンオフ状態、および巻線電流指令 i u *、 i V *、 i w *が設定されている。なお、第 2表において、スイッチングトランジスタのオン状態が" 1 " で、オフ状態が" 0 " で示され、固定子 O 99/38249

46 卷線に対する通電状態が" I * " で、非通電状態が" 0 " で示されている。

第 2表

次いで、第 9図から第 1 3図に示すフローチヤ一トを参照して制御マイコンの作用を説明する。

第 9図のフローチヤ一トの処理は、基準信号が入力され'る毎に行われる。

ステップ S P 1において、周期測定タイマ値および位相指令（通電開始位相）を入力し、ステップ S P 2において、次回の周期測定のために周期測定タイマ 7 aをリセットして再スタートし、ステップ S P 3において、周期測定結果（周期測定タイマ値）から現在速度を演算して記憶し、ステップ S P 4において、現在速度および位相指令から通電切り替え時間（電流を流す相を変更するタイミング）を演算して、演算結果をタイマ値として第 1 タイマ 7 f にセットし、ステップ S P 5において、第 1タイマ 7 f をスタートし、そのまま元の処理に戻る。

第 1 0図のフローチヤ一.小の処理は、第 1タイマ 7 f がカウントアツプすることにより行われる。

ステツプ S P 1において、第 1タイマ 7 f を停止し、ステップ S P 2 において、通電終了位相指令を入力し、ステップ S P 3において、励磁モードに応じて電流振幅指令の出力を行うとともに、下ァ一ムのスイツチングトランジスタをオンにし、ステップ S P 4において、励磁モードを更新し、ステップ S P 5において、記億された現在速度と通電終了位相指令とから通電終了時間を演算して、演算結果をタイマ値として第 2 タイマ 7 gにセットし、ステップ S P 6において、第 2タイマ 7 gをスタートし、そのまま元の処理に戻る。

第 1 1.図のフローチャートの処理は、第 2タイマ 7 gがカウントアツプすることにより行われる。

ステップ S P 1において、第 2タイマ 7 gを停止し、ステップ S P 2 において、上アームのスィツチングトランジスタおよび下アームのスィツチングトランジスタをオフにし、そのまま元の処理に戻る。

第 1 2図のフローチヤ一トの処理は、速度制御周期タイマ 7 bによる速度制御割込みに応答して行われる。

ステップ S P 1において、現在速度および速度指令を入力し、ステツプ S P 2において、現在速度と速度指令との速度偏差を演算し、ステツプ S P 3において、速度偏差に対して P I演算を行って電流振幅指令を演算し、記億して、そのまま元の処理に戻る。

第 1 3図のフローチヤ一卜の処理は、電流制御周期タイマ 7 cによる電流制御割込みに応答して行われる。

ステップ S P 1において、巻線電流および電流振幅指令を入力し、ステツプ S P 2において、巻線電流が電流振幅指令よりも大きいか否かを判定し、巻線電流が電流振幅指令よりも大きいと判定された場合には、ステップ S P 3において、上アームのスイッチングトランジスタをオフにし、逆に、巻線電流が電流振幅指令以下であると判定された場合には、ステップ S P 4において、上アームのスイッチングトランジスタをオンにする。そして、ステップ S P 3の処理またはステップ S P 4の処理を行った後は、そのまま元の処理に戻る。

第 1 4図に示す各部の信号波形を参照してさらに説明する。

第 1 4図中（A ) に示すように基準信号が発生すれば、第 1 4図中 ( B ) に示すように、第 1タイマ 7 _f がスタートし、通電開始位相と実際の速度とから定められた所定時間が経過して第 1タイマ 7 f がカウントアップすれば、第 1 4図中（C ) に示すように、第 2タイマ 7 gがスタートする。また、第 1 4図中（D ) に示すように、励磁モードが切り替えられ、選択された励磁モ一ドに従ってスイッチングトランジスタのオンオフ制御を行う {第 1 4図中（E ) ( F ) ( G ) 参照）とともに、該当する相に電流振幅指令を出力する（第 1 4図中（H ) ( I ) ( J ) 参照 } 。さらに、第 2タイマ 7 gには、通電終了位相と実際の速度とから定められた所定時間がセットされているので、第 2タイマ 7 gがカウントアップすれば、スイッチングトランジスタのオフ制御を行う。

なお、通電期間を基準信号の周期と一致させるように設定しておけば、第 2タイマ 7 gを省略でき、構成を簡素化できる。

さらに：第 8図の位相捕正部について詳細に説明する。

第 8図に示す制御マイコン 7は、基準信号の周期測定結果から実際の速度を演算し、速度指令との偏差により速度制御を行っている。このため、負荷トルクと共にモータ電流振幅が増加する。

したがって、モータ電流の大きさ（実効値もしくは平均値）を検出すれば、トルク不足を検出することができる。また、一般的にモ一タ入力電流と共に電力変換部の入力電流も増加するので、電力変換部の入力電流からもトルク不足を検出することができる。

第 1 5図はトルク不足検出に基づく位相捕正を行う位相補正部の構成の一例を示すプロック図である。この位相捕正部は、位相進ませ判定レベル保持部 4 a と、位相遅らせ判定レベル保持部 4 b と、 S Rモータ入力電流もしくは電力変換部入力電流と位相進ませ判定レベル保持部 4 aからの位相進ませ判定レベル信号とを入力として両者の大小を比較する第 1比較器 4 c と、 S Rモータ入力電流もしくは電力変換部入力電流と位相遅らせ判定レベル保持部 4 からの位相遅らせ判定レベル信号とを入力として両者の大小を比較する第 2比較器 4 dと、第 1比較器 4 cからの比較結果信号および第 2比較器 4 d .からの比較結果信号を入力として位相捕正処理を行い、位相指令を出力する位相捕正部 4 e とを有している。

第 1 6図は第 1 5図の位相捕正部の処理を説明するフローチヤ一トである。

ステップ S P 1において、 S Rモータ入力電流もしくは電力変換部入力電流の大きさを入力し、ステップ S P 2において、入力電流が位相進ませ判定レベルよりも大きいか否かを判定し、入力電流が位相進ませ判定レベル以下である場合には、ステップ S P 3において、入力電流が位相遅らせ判定レベルよりも小さいか否かを判定する。

そして'、ステップ S P 2において入力電流が位相進ませ判定レベルよりも大きいと判定された場合（トルク不足の場合）には、ステップ S P 4において、位相を進める。また、ステップ S P 3において入力電流が位相遅らせ判定レベルよりも小さいと判定された場合（位相が進みすぎの場合）には、ステップ S P 5において、位相を遅らせる。

そして、ステップ S P 3において入力電流が位相遅らせ判定レベル以上であると判定された場合、ステップ S P 4の処理が行われた場合、またはステップ S P 5の処理が行われた場合には、そのまま元の処理に戻る。

第 1 7図はトルク不足の検出に伴う位相捕正処理を説明する図である。負荷トルクが増加し、モータ電流が所定の電流値（位相進ませ判定レベル）を越えた場合には、第 1比較器 4 cからの比較結果信号に応答して位相捕正部 4 eにより位相を所定値だけ進めるべく位相指令を出力し、位相の遅れすぎを防止する（第 1 7図中 A 1参照）。この結果、モータトルクが増加し、モータ電流が減少する。

また、逆に、負荷トルクが減少し、モータ電流が所定の電流値（位相遅らせ判定レベル）を下回った場合には、第 2比較器 4 dからの比較結果信号に応答して位相補正部 4 eにより位相を所定値だけ遅らせるべく位相指令を出力し、位相の進みすぎを防止する（第 1 7図中 A 2参照）。この結果、位相の進みすぎによるモータトルクの不足を防止することができる。

したがって、位相をモータトルクが不足しない範囲に設定でき、 S R モータの失速を確実に防止することができる。

また、 S Rモータ入力電流もしくは電力変換部入力電流を最小にすれば、モータ効率は最大になる。したがって、入力電流を最小にする制御を採用することにより、最大効率制御を達成することができる。

第 1 8'図は最大効率制御を行うべく位相補正を行う位相補正部の構成の一例を示すブロック図である。

この位相捕正部は、前回の S Rモータ入力電流もしくは電力変換部入力電流を保持する前回値保持部 4 f と、今回の S Rモータ入力電流もしくは電力変換部入力電流と現在の S Rモータ入力電流もしくは電力変換部入力電流との大小を判定する比較器 4 g と、比較器 4 gからの比較結果信号および前回の捕正極性を入力として位相補正処理を行い、位相指令を出力する位相補正部 4· hと、位相補正部 4 hから出力される位相指令を入力として前回の位相捕正の極性（例えば、位相を進ませる場合が +極性であり、位相を遅らせる場合が一極性である）を記憶し、この極性を再び位相補正部 4 hに供給する前回捕正極性記憶部 4 i とを有している。

第 1 9図は第 1 8図の位相補正部の処理を説明するフローチヤ一トである。

ステップ S P 1において、現在の入力電流、前回の入力電流、および位相捕正の極性を入力し、ステップ S P 2において、前回の入力電流が現在の入力電流よりも小さいか否かを判定し、前回の入力電流が現在の入力電流よりも小さいと判定された場合には、ステップ S P 4において、前回の位相補正の極性が遅れの極性であるか否かを判定する。

そして、ステップ S P 2において前回の入力電流が現在の入力電流以上であると判定された場合には、ステップ S P 3において、前回の位相補正の極性と同じ極性で所定値だけ位相を変化させる。また、ステップ S P 4において前回の位相捕正の極性が遅れの極性でないと判定された場合には、ステップ S P 5において、所定値だけ位相を遅らせる。逆に、ステップ S P 4において前回の位相補正の極性が遅れの極性であると判定された場合には、ステップ S P 6において、所定値だけ位相を進ませる。

ステップ S P 3の処理、ステップ S P 5の処理、またはステップ S P 6の処理が行われた場合には、ステップ S P 7において、現在の入力電流を前回の入力電流として記億するとともに、現在の位相捕正の極性を前回の位相捕正の極性として記億し、そのまま元の処理に復帰する。第 2 0図は位相補正による最大効率制御動作を説明する図である。第 2 0図はモータ効率、入力電流と位相との関係を示している。第 1 9図に示すフローチャートの処理を行えば、例えば、前回入力電流と比較して、現在の入力電流が小さければ、位相補正により電流低減（効率向上）がなされていると判定し、前回と同じ極性で位相補正処理を行う。これにより、第 2 0図中に示す矢印 A 1の方向に位相が変化し、電流振幅が滅少する。そして、電流最小点をやがて越え、前回入力電流と比較して、現在の入力電流が大きくなると、位相捕正極性を切り替え、第 2 0図中に示す矢印 A 2の方向に位相を制御する。すなわち、電流最小点に対応した位相を越えれば、捕正する位相極性が切り替えられ、電流最小点（効率最大点）近傍の位相（最適位相）に位相を調整する制御が行われる。

なお、 .ここでは、位相遅れ領域を起点にして制御の動作を説明したが、位相進み領域を起点にしても同様の動作となり、電流最小点（効率最大点）近傍の位相（最適位相）に位相を調整する制御が行われる。

したがって、第 1 9図に示すフローチヤ一トの処理を行うことにより、位相が最適位相からずれた場合に、その位相を最適位相に近付けるように補正し、ひいては最大効率制御を達成することができる。

なお、第 1 5図から第 2 0図に示す位相捕正処理は、第' 8図に示す制御マイコンで行ってもよいし、外付けの回路により行ってもよい。

第 2 1図はこの発明の S Rモータ制御装置の他の実施態様を詳細に示す電気回'路図である。

直流電源 6の端子間に、スイッチングトランジスタ T r u +、 S Rモータ 2の u相の固定子巻線 2 u、スイッチングトランジスタ T r u —をこの順に直列接続し、スイッチングトランジスタ T r v 十、 S Rモータ 2の V相の固定子巻線 2 v、スイッチングトランジスタ T r v —をこの順に直列接続し、スイッチングトランジスタ T r w +、 S Rモータ 2の w相の固定子巻線 2 w、スイッチングトランジスタ T r w—をこの順に直列接続している。そして'、スイッチングトランジスタ T r u十、 S R モータ 2の u相の固定子卷線 2 uと並列に保護用のダイォ一ド D i u— を接続し、 S Rモータ 2の u相の固定子巻線 2 u、スイッチングトランジスタ T r u —と並列に保護用のダイォード D i u +を接続し、スィッチングトランジスタ T r v十、 S Rモータ 2の V相の固定子巻線 2 Vと並列に保護用のダイォ一ド D i V —を接続し、 S Rモータ 2の V相の固定子巻線 2 v、スイッチングトランジスタ T r v —と並列に保護用のダィォード D i V +を接続し、スイッチングトランジスタ T r w十、 S R モータ 2の w相の固定子巻線 2 wと並列に保護用のダイォ一ド D i w— を接続し、 S Rモータ 2の w相の固定子卷線 2 w、スイッチングトランジスタ T r w—と並列に保護用のダイォード D i w +を接続している。また、 S Rモータ 2の u相の固定子巻線 2 uにおける通電電流を力レントトランスなどの電流検出器 8 uにより検出して第 1 の基準信号発生回路 3 uに供給し、 S Rモータ 2の V相の固定子巻線 2 Vにおける通電電流を力レントトランスなどの電流検出器 8 Vにより検出して第 2の基準信号発生回路 3 Vに供給し、 S Rモータ 2の w相の固定子巻線 2 wにおける通電電流を力レントトランスなどの電流検出器 8 wにより検出して第 3の基準信号発生回路 3 wに供給している。そして、第 1の基準信号発生回路 3 uからの第 1基準信号、第 2の基準信号発生回路 3 Vからの第 2基'準信号、および第 3の基準信号発生回路 3 wからの第 3基準信号を O Rゲート 3 aを介して制御マイコン 7に供給している。また、図示していないが、この制御マイコン 7には、外部からの速度指令および位相指令（通電開始位相および通電終了位相）が与えられている。さらに、制御マイコン 7から出力されるオンオフ制御信号をスィツチングトランジスタ T r u十、スイッチングトランジスタ T r u―、スィッチングトランジスタ T r v十、スイッチングトランジスタ T r v —、スイツチングトランジスタ T r W +、スイッチングトランジスタ T r w—のベ —ス端子に供給している。

したがって、制御マイコン 7が位相 · 振幅補正部 4および波形制御部 5を構成することになる。また、前記各保護用ダイオードは、インダクタンスに貯えられた磁気エネルギーを固定子巻線に保持し、もしくは電源回生するためのものである。

次いで、第 2 1図に示す S Rモータ制御装置の作用を説明する。

なお、 S Rモータの u相、 V相、 w相における作用は同様であるから、以下には、 u相についてのみ説明する。

インバータ回路（電力変換部 1 ) の u相におけるスイッチング動作と巻線電流.とは、第 2 2図中（A) (B) (C) に示すように、 3通りの状態の何れかをとることになる。

第 2 2図中（A) は、スイッチングトランジスタ T r u十、スィッチングトランジスタ T r u—が共にオンの状態であり、スイッチングトランジスタ T r u +、スイッチングトランジスタ T r u—を通して S Rモータ 2の u相の固定子巻線 2 u両端に直流電源 6が印加される。

第 2 2図中（B) は、スイッチングトランジスタ T r u のみがオンの状態であり、固定子巻線 2 uのインダクタンス効果によって、スイツチングトランジスタ T r u—、ダイオード D i u +、 S Rモータ 2の u 相の固定子巻線 2 uで構成される閉ループに巻線電流 i が流れ続け、固定子卷線 2 u両端の電圧は 0 となる。

第 2 2図中（C) は、スイッチングトランジスタ T r u十、スィッチングトランジスタ T r u _が共にオフになった状態であり、固定子巻線 2 uのインダクタンス効果によって、ダイオード D i u +、およびダイオード D i u—が共にオンし、直流電源 6が第 2 2図中（A) の場合と逆極性になるように固定子巻線 2 uに印加され、巻線電流 i を急激に减少させる（磁気エネルギーが電源に回生する）。巻線電流 i が 0になるとダイォード D i u十、およびダイォード D i u一が共にオフする。また、スイッチングトランジスタ T r u +のみがオンの状態は、この実施態様ではこのスィツチング状態を用いないため特には図示していないが、第 2 2図中（B) におけるスイッチングトランジスタ T r u—、ダイォード D i u十、 S Rモータ 2の u相の固定子巻線 2 uで構成される閉ループに代えて、ダイオード D i u―、スイッチングトランジスタ T r u +、 S Rモータ 2の u相の固定子卷線 2 uで構成される閉ループに卷線電流 i が流れ続け、固定子巻線 2 u両端の電圧は 0となる。よつて、この状態を含めて考えると、インバ一タ回路（電力変換部 1 ) の 1 相当たりのスィッチング状態は 4通りある。

この結果、第 2 2図中（A) の場合には、巻線抵抗による電圧降下を無視でき、これによる磁束の減衰がないとすると、固定子巻線の磁束鎖交数； Lが L Kとなり、第 2 2図中（B) の場合には、固定子巻線の磁束鎖交数 λが 0 となり、第 2 2図中（C) の場合には、固定子巻線の磁束鎖交数 λがー VD C ' AT+ Kとなる。ただし、 ΔΤは各スィッチング状態（第 2 2図中（A) または第 2 2図中（C) } を保持する時間であり、； L Kは磁束鎖交数の初期値（各スイッチング状態に切り替えた時点の磁束鎖交数）である。

すなわち、第 2 2図中（A) のスイッチング状態を所定時間保持し、所定の磁束鎖交数 L *に達した後に、第 2 2図中（B) のスイッチング状態とすることにより、固定子卷線の磁束鎖交数えを所望値に制御することができ、ひいては S Rモータ 2を安定に駆動し続けることができる。なお、（ 1 ) 巻線電流を検出し、巻線抵抗での電圧降下を算出し、この成分を捕償し、もしくは、（ 2 ) 磁束鎖交数を S Rモータの固定子の極に別途装着したサーチコイルなどにより検出し、フィードバック制御すれば、より正確な磁束鎖交数の制御が達成できる。

第 2 3図は第 2 1図の制御マイコン 7の構成を示すプロック図である。なお、位相捕正部については前述の第 1 5図から第 20図の何れかで構成すればよいので、ここでの説明は省略する。

この制御マイコン 7は、外部割込みによりスタートされる周期測定タイマ 7 a と、フリーランタイマで構成された速度制御周期タイマ 7 b と、周期測定タイマ 7 a のタイマ値を入力として速度演算を行い、現在速度を算出する速度演算部 7 dと、現在速度、位相捕正部 4から出力される通電開始位相、外部から与えられる通電終了位相を入力としてタイマ値の演算を行うタイマ値演算部 7 e と、タイマ値演算部 7 eにより演算されたタイマ値がセットされ、かつ外部割込みによりスタートされる第 1 タイマ 7 f と、タイマ値演算部 7 eにより演算されたタイマ値がセットされ、かつ第 1タイマ 7 f のカウントアップによりスタートされる第 2 タイマ 7 g と、速度制御周期タイマ 7 bによる速度制御割込みに応答し、かつ現在速度および外部から与えられた速度指令を入力として両者の偏差に対して P I演算（比例演算 ·積分演算）を行い、磁束鎖交数指令を出力する P Γ演算部 7 hと、第 1タイマ 7 f のカウントァ'ップに応答して励磁モードを更新するモード更新部 7 i と、？ 1演算部7 11からの磁束鎖交数指令を入力として固定子巻線に電圧 V D Cを印加する時間を演算するデューティ演算部 7 mと、第 1タイマ 7 f による位相制御割込み、第 2タイマ 7 gによる通電時間制御割込みに応答し、かつデューティ演算部 7 mからの電圧印加時間を入力として、上アームのスィツチングトランジスタ T r u十、 T r v +、 T r w +および下アームのスィッチングトランジスタ T r u —、 T r v —、 T r w—のオンオフ制御信号の出力を行う波形出力部 7 j とを有している。

なお、前記タイマ値演算部 7 eは、現在速度および位相補正部 4から出力される通電開始位相を入力として第 1タイマ 7 ίにセッ卜すべき第 1タイマ値の演算を行う第 1タイマ値演算部 7 e 1 と、現在速度および外部から与えられる通電終了位相を入力として第 2タイマ 7 gにセット O 99/38249

57 すべき第 2タイマ値の演算を行う第 2タイマ値演算部 7 e 2 とを有している。前記波形出力部 7 j は、デューティ演算部 7 mから出力される印加時間入力として、もしくは第 2タイマ 7 gによる通電時間制御割込みに応答して、上アームのスイッチングトランジスタ T r u十、 T r v十、 T r w +のオンオフ制御信号の出力を行う T r +オンオフ制御部 7 j 3 と、第 1タイマ 7 f による位相制御割込み、第 2タイマ 7 gによる通電時間制御割込みに応答して、下アームのスィツチングトランジスタ T r u—、 T r v—、 T r w—のオンオフ制御信号の出力を行う T r—オンオフ制御部 7 j 2とを有している。

前記モード更新部 7 i は、第 3表に示すように、 3つの励磁モードのそれぞれに対応させて上アームのスイッチングトランジスタ T r u +、 T r v +、 T r w +およぴ下アームのスイッチングトランジスタ T r u 一、 T r v—、 T r w—のオンオフ状態が設定されている。なお、第 3 表において、スイッチングトランジスタのオン状態が" 1 " で、オフ状態が" 0 " で示されている。

第 3表

次いで、第 2 4図から第 2 7図に示すフロ一チヤ一トを参照して制御マイコンの作用を説明する。

第 2 4図のフローチヤ一トの処理は、基準信号が入力される毎に行われる。

ステップ S P 1において、周期測定タイマ値および位相指令（通電開始位相）を入力し、ステップ S P 2において、次回の周期測定のために周期測定タイマ 7 aをリセッ卜して再スタートし、ステップ S P 3において、周期測定結果（周期測定タイマ値）から現在速度を演算して記憶し、ステップ S P 4において、現在速度および位相指令から通電切り替え時間（電流を流す相を変更するタイミング）を演算して、演算結果をタイマ値として第 1 タイマ 7 f にセットし、ステップ S P 5において、第 1タイマ 7 f をスタートし、そのまま元の処理に戻る。

第 2 5図のフローチャートの処理は、第 1タイマ 7 f がカウントアツプすることにより行われる。

ステップ S P 1において、第 1タイマ 7 f を停止し、ステップ S P 2 において、通電終了位相指令を入力し、ステップ S P 3において、励磁モードに応じて下アームのスイッチングトランジスタをオンにするとともに、磁束鎖交数指令から上アームのスィツチングトランジスタのオン時間を演算し、波形出力部 7 j に記憶し、ステップ S P 4において、励磁モードを更新し、ステップ S P 5において、記憶された現在速度と通電終了位相指令とから通電終了時間を演算して、演算結果をタイマ値として第 2タイマ 7 gにセットし、ステップ S P 6において、第 2タイマ 7 gをスタートし、そのまま元の処理に戻る。

第 2 6図のフローチャートの処理は、第 2タイマ 7 gがカウントアツプすることにより行われる。

第 2 7図のフローチヤ一トの処理は、速度制御周期タイ了 7 bによる速度制御割込みに応答して行われる。

ステップ S P 1において、現在速度および速度指令を入力し、ステツプ S P 2において、現在速度と速度指令との速度偏差を演算し、ステツプ S P 3において、速度偏差に対して P I演算を行って磁束鎖交数指令を演算し、記憶して、そのまま元の処理に戻る。

第 2 8図に示す各部の信号波形を参照してさらに説明する。

第 2 8図中（A) に示すように基準信号が発生すれば、第 2 8図中 (B) に示すように、第 1タイマ 7 f がスタートし、通電開始位相と実際の速度とから定められた所定時間が経過して第 1タイマ 7 f がカウントアツプすれば、第 2 8図中（C) に示すように、第 2タイマ 7 gがスタ一トする。また、第 2 8図中（D) に示すように、励磁モードが切り替えられ、選択された励磁モ一ドに従ってスイッチングトランジスタのオンオフ制御を行う {第 2 8図中（E) (F) (G) (H) ( I ) ( J ) 参照 } 。さらに、第 2タイマ 7 gには、通電終了位相と実際の速度とから定められた所定時間がセットされており、第 2タイマ 7 gがカウントァップすることにより、上アームおよび下アームのスィツチングトランジスタのオフ制御を行う。

第 2 9図は基準信号発生部の具体的構成のさらに他の例を示す電気回路図である。なお、第 2 9図は u相の基準信号発生部のみを示している。

この基準信号発生部は、巻線電流を検出すべく固定子巻線 2 uと直列に接続した抵抗 4 1 と、この抵抗 4 1の端子間電圧を入力として、スィツチングに伴う電流リプルを除去するローパスフィルタ回路 4 2と、口 - 60 -

—パスフィルタ回路 4 2から出力される巻線電流検出信号と所定の基準レベル I * (直流電源 4 3により設定される基準レベル I *) とを比較し、 " 0" または" 1 " のデジタル信号を出力するヒステリシスコンパレータ 44と、このデジタル信号を伝送するフォト力ブラ 4 5 と、フォトカブラ 4 5により伝送されるデジタル信号の立ち下がりエツジを検出して基準信号を出力するワンショットマルチバイブレ一タ 4 6 とを有している。なお、ローパスフィルタ回路 4 2、ヒステリシスコンパレータ 44およ.びフォト力ブラ 4 5の発光部が基準信号発生回路に含まれ、フォトカプラ 4 5の受光部およびワンショットマルチバイブレータ 4 6力 S 波形制御回路（波形制御部）に含まれている。

この基準信号発生部の作用を各部の信号波形を示す第 3 0図を参照しながら説明する。なお、固定子巻線の端子間電圧が 0の期間の巻線抵抗などによる磁束の減衰が無視でき、磁束鎖交数は一定であると仮定している。

第 3 0図中（A) に A 1で示すように電圧 VD Cが印加されると、磁束鎖交数は、第 3 0図中（A) に A 2で示すように、式 =VD C · Δ T + λ Kに基づいて上昇し、所定時間で λ ΐに達し、固定子卷線の端子間電圧が 0の期間は磁束鎖交数一定制御がなされる。そして、通電終了位相になると、上アームおよぴ下ァ一ムのスイッチングトランジスタが共にオフとなり、磁束鎖交数は所定時間経過後に 0 となる。

また、第 3 0図中（Β) に巻線電流を示すように、磁束鎖交数が λ 1 に達するまで {第 3 0図中（Β) の J点までの間 } 卷線電流が増加し、磁束鎖交数を一定に保持している間は、回転子の回転位置の変化（第 3 0図中（B) の J点から K点への変化）とともに巻線電流が減少する。このように変化する卷線電流と所定の基準レベル I *とをヒステリシスコンパレータ 44により比較して、第 3 0図中（C) の C 1に示すように、比較結果としてのデジタル信号を出力する。そして、この比較結果をワンショットマルチパイブレータ 4 6に供給することにより、前記比較結果の立ち下がりエツジを適当なパルス幅の信号に変換して基準信号 {第 3 0図中（C ) の C 2参照 } として出力する。なお、第 3 0図中 ( B ) における Jは巻線電流（モータ電流）の増加が完了した時点を示し、 Kは巻線両端に逆電圧を印加する開始時点を示している。

第 3 1図は、基準信号と回転子位置との絶対位相に対応する巻線電流と磁束鎖交数との関係を示す図である。

第 3 1図から分かるように、巻線電流が I *であり、磁束鎖交数指令がえ 0である場合には、基準信号が示す位置角が β 0であり、磁束鎖交数指令が； L 1である場合には、基準信号が示す位置角が 3 1である。すなわち、磁束鎮交数指令が； I 0から； L 1に変化すれば、基準信号が示す位置角も /3 0から |3 1に変化する。したがって、前記基準位置発生部は、回転子の位置検出機能を達成することができない。

また、第 3 1図の J K 0で示す領域の面積を W τ とし、第 2 2図中 ( Α ) の状態から第 2 2図中（Β ) の状態、第 2 2図中（Β ) の状態から第 2 2図中（C ) の状態への一連のスイッチング動作中に回転子が移動した角度を厶 Θ とすれば、その平均出力トルク Τは、

T = W て厶 6

で与えられる。

すなわち、負荷トルクに応じて巻線の磁束鎖交数 Iは、 τが所定値になるように制御されるのであるから、第 2 9図の回路も、回転子の回転位置を検出する機能はない。

以上の各実施態様においては、 S Rモータにより駆動する負荷については特には説明していない。しかし、上記の各実施態様の説明から明らかなように、'回転子の位置を検出する必要がなく、したがって位置検出器を設ける必要もないのであるから、ハーメチック構造の圧縮機の駆動源として簡単に適用することができるほか、安価な位置検出器を設けることができない他の用途などにも簡単に適用することができる。

また、上記の実施態様では、固定子の極数が 6、回転子の極数が 4のものについて示している；^、その他の極数の組合せの S Rモータについても同様に適用することができる。

第 4 6図はこの発明の S Rモータ制御装置のさらに他の実施態様を示す図であ.り、電圧形ィンバータを主回路に構成した場合の制御装置構成を概略的に示している。

この S Rモータ制御装置は、直流電圧源 1 0 0を電圧形インバータ 1 0 1の入力端子に接続し、電圧形ィンバ一タ 1 0 1の出力端子を S Rモ —タの各相の卷線 1 0 2に接続している。そして、 S Rモータの各相の巻線 1 0 2に流れる電流を力レントトランスなどの電流検出器 1 0 3により検出し、 '検出した電流をィンバータ制御部 1 1 0に供給し、ィンバ —タ制御部 1 1 0からスィツチング指令を出力して電圧形ィンバータ 1 0 1に供給する。

この構成の S Rモータ制御装置の作用は次のとおりである。

直流電圧源 1 0 0の出力電圧が電圧形ィンバータ 1 0 1のトランジスタにより S Rモータの各相の巻線 1 0 2に適宜接続され、一定電圧が印加される。この結果、この一定電圧と巻線インピーダンスとに応じた電流が該当する巻線 1 0 2に流れるので、この電流を電流検出器 1 0 3により検出し、ィンバ一タ制御部 1 1 0においてこの検出した電流値を指令電流振幅と比較演算し、この比較演算結果に基き、インバータ電圧指令を得、電圧形インバ一タ 1 0 1のトランジスタをパルス幅変調（P W M) 制御して、第 4 7図中に実線で示すように印加する平均電圧を制御することができる。ただし、ィンバータ制御部 1 1 0においてィンバ一タ電圧指令を算出して直流電圧源 1 0 0に供給し、第 4 7図中に破線で示すように直流電圧源 1 0 0の出力電圧を制御するようにしてもよレ、。

第 4 8図はこの発明の S Rモ一タ制御装置のさらに他の実施態様を示す図であり、電流形インバ一タを主回路に構成した場合の制御装置構成を概略的に示している。

この S Rモータ制御装置は、直流電流源 2 0 0を電流形ィンバータ 2 0 1の入.力端子に接続し、電流形ィンバータ 2 0 1 の出力端子を S Rモ —タの各相の卷線 1 0 2に接続している。そして、 S Rモータの各相の巻線 1 0 2に印加する電圧を検出し、検出した電圧をインバータ制御部 2 1 0に供給し、ィンバ一タ制御部 2 1 0からスィツチング指令を出力して電流形ィンバータ 2 0 1に供給するとともに、電流値指令を出力して直流電流源 2 0 0に供給している。

この構成の S Rモータ制御装置の作用は次のとおりである。

直流電流源 2 0 0の出力電流が電流形ィンバ一タ 2 0 1のトランジスタにより S Rモータの各相の巻線 1 0 2に適宜接続され、所定電流が供給される。この結果、この所定電流と卷線インピーダンスとに応じた電圧が該当する巻線 1 0 2に発生するので、この電圧を検出し、インバ一タ制御部 2 1 0においてこの検出した電圧値を指令電圧値と比較演算し、この比較演算結果に基き、インバ一タ電流指令を得、電流形インバータ 1 0 1のトランジスタをパルス幅変調（P WM) 制御するとともに、直流電流源 2 0 0を制御して、供給する電流を制御することができる。したがって、巻線電流を検出する必要がなくなる。

第 4 4図は試作した S Rモータの回転位置による各相の自己インダクタンスの変化を示す図である。ただし、第 4 4図には 1相分のみを示している。第 44図から明らかなように、アンァライン近傍では巻線電流により、インダクタンスが変化せず（すなわち、磁気飽和の影響がなく）、したがって、 d L ( Θ ) Z d Θの変化も殆どなく、それぞれ定数となる。なお、第 44図の回転位置に対するィンダクタンスの変化は S Rモータの極幅や極数により異なるが、アンァライン近傍で巻線電流による磁気飽和の影響がないことは変わらない。

第 4 5図は（ 6) 式、（ 7) 式により上記試作 S Rモータをそれぞれ制御した時の速度一トルク特性を示している。なお、捕正係数 C v (ω) は第 1表に示すように設定し、微少時間 Δ tを 8 0 μ s、ィンバ一タ直流電圧を 2 8 0 V (—定）とし、インバータトランジスタの電流容量の制約から出力電流実効値を最大 1 0 Αとしている。

第 4 5図より第 1表のような簡単な捕正係数を用いることにより、ィンバ一タ位相の進み過ぎによるトルク発生効率の低下を防止でき、高速運転エリアを拡大できることが分かる。

第 4 9図から第 5 2図は、それぞれ S Rモータの駆動波形を示す図である。ここで、第 4 9図は、回転数を 1 8 0 0 r p mに設定するとともに、負荷'トルクを 1 0 k g c mに設定した場合のエンコーダ信号力ゥント値、基準信号、磁束鎖交数、卷線電流の波形を示し、第 5 0図は、回転数を 1 8 0 0 r p mに設定するとともに、負荷トルクを 2 0 k g e m に設定した場合のェンコ一ダ信号カウント値、基準信号、磁束鎖交数、巻線電流の波形を示し、第 5 1図は、回転数を 5 4 0 0 r p mに設定するとともに、負荷トルクを 1 5 k g c mに設定し、しかも補正係数 C V (ω) を採用した場合のエンコーダ信号カウント値、基準信号、磁束鎖交数、卷線電流の波形を示し、第 5 2図は、回転数を 5 4 0 0 r p mに設定するとともに、負荷トルクを 1 5 k g c mに設定し、しかも補正係数 C v (ω) を採用していない場合のエンコーダ信号カウント値、基準信号、磁束鎖交数、巻線電流の波形を示している。

第 4 9図と第 5 0図の矢印部分の時間軸に着目すると、エンコーダ信号をカウントし得た波形が示す回転位置角に対して基準信号の立ち上がり部分が負荷トルク（電流振幅）に応じて変化しているが、本発明による位相制御が行われ、転流のタイミング（通電相切り替えのタイミング）はほとんど変化していないことがわかる。

高速回転時の波形、第 5 1図と第 5 2図の矢印部分の時間軸に着目すると、捕正係数を用いない場合にはエンコーダ信号を力ゥントした波形が示す回転位置角に対し、巻線電流の転流タイミング（通電相切り替えのタイミング）が進んでいることがわかる。これにより捕正係数を用いない場合にはトルク発生率が低下し、電流振幅も大きくなっていることが第 5 1図と第 5 2図を比較してわかる。

第 5 3図はィンバータ制御部 1 1 0の要部の構成を詳細に示すブロック図である。 'なお、電圧型ィンバ一タ 1 0 1は第 2図もしくは第 2 1図の構成と同一であり、基準信号は、前記の各実施態様と同様にして得られるのであるから、詳細な説明を省略する。

このィシバータ制御部 1 1 0は、基準信号が供給されることに伴う外部割込みによりスタートされる周期測定タイマ 1 1 O a と、フリーランタイマで構成された電流制御周期タイマ 1 1 0 c と、周期測定タイマ 1 1 0 a のタイマ値を入力として速度演算を行い、現在速度を算出する速度演算部 1 1 0 dと、現在速度、および後述する位相捕正部 1 1 0 mから出力される通電開始位相を入力としてタイマ値の演算を行うタイマ値演算部 1 1 0 e と、タイマ値演算部 1 1 0 eにより演算されたタイマ値がセッ卜され、かつ外部割込みによりスタートされる第 1タイマ 1 1 0 f と、外部割込みに応答し、かつ現在速度および外部から与えられた速度指令を入力として両者の偏差に対して P I演算（後に詳述する）を行レ、、電流振幅指令を出力する速度制御用の P I演算部 1 1 0 hと、第 1 タイマ 1 1 0 f のカウントァップに応答して励磁モードを更新するモ一ド更新部 1 1 0 i と、電流制御周期タイマ 1 1 0 cによる電流制御割込みに応答して、モ一タ電流をデジタルデータに変換するアナ口グーデジタル変換部（AZD変換部） 1 1 0 kと、速度制御用の P I演算部 1 1 0 hから出力される電流振幅指令とデジタルデータに変換されたモータ電流とを入力として P I演算を行い、ィンバータ出力電圧指令を出力する電流制御用の P I演算部 1 1 0 nと、電流制御用の P I演算部 1 1 0 nからの出力信号（デジタルデータに変換されたモータ電流）を入力として電流変化量を検出する電流変化量検出部 1 1 0 p と、検出された電流変化量を入力として、ィンバータ出力電圧より定めた電流変化量指令と比較し、位相補正を行わせるべく通電開始位相を出力する位相捕正部 1 1 0mと、第 1タイマ 1 1 0 f による位相制御割込みに応答し、かつィンバータ出力電圧指令を入力として、上アームのスイッチングトランジスタ T r u十、 T r v +、 T r w +のオンオフ制御信号の出力、および下アームのスイッチングトランジスタ T r u—、 T r v—、 T r w— のオンオラ制御信号の出力を行う波形出力部 1 1 0 j とを有している。なお、波形出力部 1 1 0 j は、 T r +オンオフ制御部 1 1 0 j 1 と T r 一オンオフ制御部 1 1 ◦ j 2 を有しており、前記ィンバ一タ出力電圧指令は T r +オンオフ制御部 1 1 0 j 1のみに供給されている。

また、第 1タイマ 1 1 0 f のカウントァップ毎にモード更新部 1 1 0 iではオンオフ制御するスィツチングトランジスタの組合せを適宜更新し、速度制御用の P I演算部 1 1 0 hは外部からの基準信号を割込み信号とし、電流制御用の P I演算部 1 1 0 nは内部タイマからの信号を割込み信号として、それぞれ処理を実行する。なお、第 1 タイマ 1 1 0 f の計時は外部からの基準信号を起点に行われる。次いで、前記 P I演算を説明する。

指令値を x *、現在値を x、偏差を ε 、比例ゲインを Κ Ρ、積分ゲインを K_tとすれば、指令値 uは、以下のように与えられる。

アナ口グ回路の場合

E = X *— Xであり、 U = K P ' ∑ + K . · ί s d tで与えられる。マイコンの場合

サンプル点 n (制御演算周期）毎に、速度型のアルゴリズムでは、

£ n = X n — n

厶 U K P · ( E £ η- + Κ . - £ η

U n = U n - l + A U n

を実行することにより、指令値 Uを算出することができる。なお、サフィックス n、および n— lはサンプル点における所量を表している。また、位置型のアルゴリズムでは、

£ n = X n — X n

Δ I n = Δ I „ - l + K I · £ n

Δ I n-! =厶 I _n

を実行することにより、指令値 Uを算出することができる。

前記モード更新部 1 1 0 i は、第 4表に示すように、 3つの励磁モ一ドのそれぞれに対応させて上アームのスィツチングトランジスタ T r U 十、 T r V十、 T r w +のオンオフ状態、およぴ下アームのスィッチングトランジスタ T r u—、 T r v—、 T r w—のオンオフ状態が設定されている。なお、第 4表において、スイッチングトランジスタのオン状態が" 1 " で、オフ状態が" 0 " で、 PWM制御によりオンオフが反復されている状態が" X " で、それぞれ示されている。 68 第 4表

次いで、第 5 4図から第 5 9図に示すフローチヤ一トを参照してインバータ制御部 1 1 0の作用を説明する。

第 5 4図のフローチヤ一トの処理は、基準信号が入力される毎に行われる。

ステップ S P 1において、周期測定タイマ値および位相指令（通電開始位相）を入力し、ステップ S P 2において、次回の周期測定のために周期測定タイマ 1 1 0 aをリセットして再スタートし、ステップ S P 3 において、周期測定結果（周期測定タイマ値）から現在速度を演算して記憶し、ステップ S P 4において、現在速度および位相指令から通電切り替え時間（電流を流す相を変更するタイミング）を演算して、演算結果をタイマ値として第 1タイマ 1 1 0 f にセットし、ステップ S P 5において、第 1 タイマ 1 1 0 f をスタートし、ステップ S P 6において、速度制御処理を行い、ステップ S P 7において、位相捕正処理を行い、そのまま元の処理に戻る。

第 5 5図のフローチャートは、第 54図のステップ S P 6の処理を言羊細に説明するものである。ステップ S P Iにおいて、現在速度および速度指令（指令速度）を入力し、ステップ S P 2において、現在速度と速度指令値とや偏差を演算し、ステップ S P 3において、速度偏差に対して P I演算を行うことにより電流振幅指令を演算し、記憶し、そのまま元の処理に戻る。

第 5 6図のフローチャートは、第 5 4図のステップ S P 7の処理を詳細に説明するものである。

ステップ S P 1において、電流変化量の大きさを入力し、ステップ S P 2にお.いて、入力された電流変化量の大きさが変化量指令値よりも大きいか否かを判定する。そして、入力された電流変化量の大きさが変化量指令値よりも大きいと判定された場合には、ステップ S P 3において、通電開始位相を所定位相だけ遅らせ、逆に、入力された電流変化量の大きさが変化量指令値以下であると判定された場合には、ステップ S P 4 において、通電開始位相を所定位相だけ進める。そして、ステップ S P 3の処理、またはステップ S P 4の処理が行われた場合には、そのまま元の処理に戻る。なお、遅らせられ、あるいは進められた通電開始位相は通電開始位相指令として記憶される。

第 5 7図のフローチヤ一トの処理は、第 1タイマ 1 1 0 f がカウントアップすることにより行われる。

ステップ S P 1において、第 1 タイマ 1 1 0 f および電流制御周期タイマ 1 1 0 cを停止し、ステップ S P 2において、励磁モ一ドを更新し、ステップ S P 3において、励磁モードに応じてスィツチングトランジスタのスイッチングパターンを記憶し、ステップ S P 4において、制御変数である電流制御用の P I演算部 1 1 O nの積分項、電流変化量検出部 1 1 0 pの処理回数を適宜初期化（◦に設定）し、ステップ S P 5において、電流制御周期タイマ 1 1 0 cをスタートさせ、ステップ S P 6において、電流制御処理を実行すべく、電流制御周期タイマ割込みをソフトウエアトリガにより発生させ、そのまま元の処理に戻る。なお、記億したスィツチングパターンは、ハードウエア的に適宜対応するスィツチングトランジスタをオンオフすべく出力される。

第 5 8図のフローチヤ一トの処理は、電流制御周期タイマ 1 1 0 c力ら予め定めた電流制御周期毎に割込み信号が発せられることにより行われる。

ステップ S P 1において、記憶された電流振幅指令を入力するとともに、励磁モードに対応した（第 4表で PWM制御を示す " X" の相に対応した）巻線の電流を AZD変換部 1 1 0 kを通して検出し、ステツプ S P 2において、現在の電流検出値と電流振幅指令とから電流偏差を演算し、ステップ S P 3において、電流偏差に対して P I演算を行って電圧振幅指令（PWMデューティ）を演算し、 PWM処理を行うタイマに記憶し、ステップ S P 4において、電流変化量検出処理を行い、そのまま元の処理に戻る。なお、 PWM処理は、記憶された PWMデュ一ティに基きハードウェア的に行われる。

第 5 9図のフローチャートは、第 5 8図のフローチャートのステップ S P 4を詳細に説明するものである。

ステップ S P 1において、処理回数を入力し、ステップ S P 2において、処理回数を 1だけインクリメントし、ステップ S P 3において、処理回数が 3以上であるか否かを判定し、処理回数が 2以下である場合には、ステップ S P 4において、処理回数が 1であるか否かを判定する。処理回数が 1であると判定された場合には、ステップ S P 5において、印加電圧を V Iに記憶し、そのまま元の処理に戻る。逆に、ステップ S P 4において処理回数が 1でないと判定された場合には、ステップ S P 6において、検出電流を現在電流変化量として記憶し、ステップ S P 7 において、記憶した印加電圧 V 1から電流変化量指令を演算し、記憶し、そのまま元の処理に戻る。もちろん、ステップ S P 3において処理回数が 3以上であると判定された場合には、そのまま元の処理に戻る。

第 6 0図は電流変化量の検出を説明するために、線電流波形、インバータ出力電圧波形、平均印加電圧波形を、電流制御周期タイマ 1 1 0 c から予め定めた電流制御周期毎に発せられる割込み信号と、処理回数と共に示す図である。なお、図において、 VD Cは直流電圧源の出力電圧、 t Wはデュ一ティ、 Tは PWM制御周期である。

第 5 9.図のフローチャート、および第 6 0図の波形図から分かるように、 1回目の処理でインバ一タ出力電圧（印加電圧） V Iを検出して記憶し、 2回目の処理で線電流 Δ i Lを検出して処理することにより、 1 回目に印加された電圧に応じて生じた電流変化量を検出することができる。

第 6 1図は第 5 4図から第 5 9図のフローチヤ一トの処理が行われた場合の各部の信号波形を示す図である。

第 6 1図中（A) に示すように基準信号が与えられた場合に、第 6 1 図中（B) に示すように第 1タイマ 1 1 0 f が動作し、第 1タイマ 1 1

O f の力'ゥントアップ（矢印の終端を参照）に応答して、第 6 1図中 (C) に示すように励磁モードが更新され、第 6 1図中（D) 〜（ I ) に示すように各スィツチングトランジスタがオンオフ制御される。

第 6 1図（ J ) は、位相指令（通電開始位相）が図中 A点において進み方向に制御された様子を示し、これに応じて第 1タイマ 1 1 0 f の設定値が変化し、波形位相が制御された状態を第 6 1図（A) 〜（ I ) で表している。

上記の構成を採用することにより、第 4 5図に示す速度一トルク特性を得ることができた。

第 6 2図はィンバ一タ制御部 1 1 0の要部の構成を詳細に示す更に別のブロック図である。なお、電圧形インバータの構成や基準信号は、前記の各実施態様と同様にして得られるのであるから、詳細な説明を省略する。

第 5 2図との相違は速度制御により位相を、電流変化量に基づき電流振幅をそれぞれ制御する点で、電流振幅を小さくすることにより、速度制御部ではトルクを増すべく、位相を進め、また、電流振幅を大きくすることで速度制御部はトルクを減らすべく、位相を遅らせる様に制御が動作し、電流変化量が指令に追従したときに、振幅、位相が共に第 5 2図の制御と同じ定常値となる。以下第 6 2図について詳述する。

このインバ一タ制御部 2 1 0は、基準信号が供給されることに伴う外部割込みによりスタートされる周期測定タイマ 2 1 0 a と、 7.リーランタイマで構成された電流制御周期タイマ 2 1 0 c と、周期測定タイマ 2 1 0 aのタイマ値を入力として速度演算を行い、現在速度を算出する速度演算部 2 1 0 と、外部割込みに応答し、かつ現在速度および外部から与えられた速度指令を入力として両者の偏差に対して P I演算を行い、通電開始位相指令を出力する速度制御用の P I演算部 2 1 0 hと、 P I 演算部 2 1 0 hから出力される通電開始位相を入力としてタイマ値の演算を行うタイマ値演算部 2 1 0 e と、タイマ値演算部 2 1 0 eにより演算されたタイマ値がセットされ、かつ外部割込みによりスタートされる第 1タイマ 2 1 0 f と、第 1タイマ 2 1 0 f のカウントァップに応答して励磁モードを更新するモード更新部 2 1 0 i と、電流制御周期タイマ 2 1 0 cによる電流制御割込みに応答して、モータ電流をデジタルデータに変換するアナログ一デジタル変換部（A / D変換部） 2 1 0 k と、後述する振幅補正部 2 1 O mから出力される電流振幅指令とデジタルデ —タに変換されたモータ電流とを入力として p I演算を行い、インバータ出力電圧指令を出力する電流制御用の P I演算部 2 1 0 nと、電流制御用の P I演算部 2 1 0 nからの出力信号（デジタルデータに変換されたモータ電流）を入力として電流変化量を検出する電流変化量検出部 2 1 0 pと、検出された電流変化量を入力として、ィンバ一タ出力電圧より定めた電流変化量指令と比較し、振幅補正を行わせるべく電流振幅指令を出力する振幅補正部 2 1 0 mと、第 1タイマ 2 1 0 f による位相制御割込みに応答し、かつインバ一タ出力電圧指令を入力として、上ァームのスイッチングトランジスタ T r u十、 T r v +、 T r w +のオンォフ制御信号の出力、および下アームのスィツチングトランジスタ T r u 一、 T r v—、 T r w—のオンオフ制御信号の出力を行う波形出力部 2 1 0 j とを有している。なお、波形出力部 2 1 0 j は、 T r +オンオフ制御部 2 1 0 j 1 と T r 一オンオフ制御部 2 1 ◦ j 2 とを有レ.ており、前記ィンバータ出力電圧指令は T r +オンオフ制御部 2 1 0 j 1のみに供給されている。

また、第 1.タイマ 2 1 0 f のカウントアップ毎にモード更新部 2 1 0 iではオンオフ制御するスィツチングトランジスタの組合せを適宜更新し、速度制御用の P I演算部 2 1 0 hは外部からの基準信号を割込み信号とし、電流制御用の P I演算部 2 1 O nは内部タイマからの信号を割込み信号として、それぞれ処理を実行する。なお、第 1 タイマ 2 1 0 f の計時は外部からの基準信号を起点に行われる。

前記モード更新部 2 1 0 i は、第 5表に示すように、 3つめ励磁モ一ドのそれぞれに対応させて上アームのスィツチングトランジスタ T r u 十、 T r V十、 T r w +のオンオフ状態、および下アームのスィッチングトランジスタ T r u―、 T r v—、 T r w_のオンオフ状態が設定されている。なお、第 5表において、スイッチングトランジスタのオン状態が" 1 " で、オフ状態が" 0" で、 PWM制御によりオンオフが反復されている状態が" X " で、それぞれ示されている。 74 第 5表

次いで、第 6 3図から第 6 8図に示すフ口一チャートを参照してインバータ制御部 2 1 ◦の作用を説明する。

第 6.3図のフローチヤ一トの処理は、基準信号が入力される毎に行われる。

ステップ S'P 1において、周期測定タイマ値および位相指令（通電開始位相指令）を入力し、ステップ S P 2において、次回の周期測定のために周期測定タイマ 2 1 O aをリセットして再スタートし、ステップ S P 3において、周期測定結果（周期測定タイマ値）から現在速度を演算して記億し、ステップ S P 4において、現在速度および位相指令から通電切り替え時間（電流を流す相を変更するタイミング）を演算して、演算結果をタイマ値として第 1タイマ 2 1 0 f にセットし、ステップ S P 5において、第 1タイマ 2 1 O f をスタートし、ステップ S P 6におレヽて、速度制御処理を行い、ステップ S P 7において、振幅補正処理を行レ、、そのまま元の処理に戻る。

第 6 4図のフローチャートは、第 6 3図のステップ S P 6の処理を詳細に説明するものである。

ステップ S P 1において、現在速度および速度指令（指令速度）を入力し、ステップ S P 2において、現在速度と速度指令値との偏差を演算し、ステップ S P 3において、速度偏差に対して P I演算を行うことにより通電開始位相指令を演算し、記憶し、そのまま元の処理に戻る。第 6 5図のフローチャートは、第 6 3図のステップ S P 7の処理を詳細に説明するものである。

ステップ S P 1において、電流変化量の大きさを入力し、ステップ S P 2において、入力された電流変化量の大きさが変化量指令値よりも大きいか否かを判定する。そして、入力された電流変化量の大きさが変化量指令値よりも大きいと判定された場合には、ステップ S P 3において、電流振幅を所定振幅だけ増加させ、逆に、入力された電流変化量の大きさが変化量指令値以下であると判定された場合には、ステップ S P 4において、電流振幅を所定振幅だけ減少させる。そして、ステップ S P 3 の処理、またはステップ S P 4の処理が行われた場合には、そのまま元の処理に戻る。なお、増加させられ、あるいは減少させられた電流振幅は電流振幅指令として記憶される。

第 6 6図のフローチヤ一トの処理は、第 1 タイマ 2 1 O f がカウントァップす'ることにより行われる。

ステップ S P 1において、第 1タイマ 2 1 0 f および電流制御周期タイマ 2 1 0 cを停止し、ステップ S P 2において、励磁モードを更新し、ステップ S P 3 において、励磁モードに応じてスイッチングトランジスタのスイッチングパターンを記憶し、ステップ S P 4において、制御変数である電流制御用の P I演算部 2 1 0 nの積分項、電流変化量検出部 2 1 0 pの処理回数を適宜初期化（◦に設定）し、ステップ S P 5において、電流制御周期タイマ · 2 1 0 cをスタートさせ、ステップ S P 6において、電流制御処理を実行すべく、電流制御周期タイマ割込みをソフトウエアトリガにより発生させ、そのまま元の処理に戻る。なお、記億 - 76 - したスィツチングパターンは、ハードウエア的に適宜対応するスィツチングトランジスタをオンオフすべく出力される。

第 6 7図のフローチヤ一トの処理は、電流制御周期タイマ 2 1 0 c力ら予め定めた電流制御周期毎に割込み信号が発せられることにより行われる。

ステップ S P 1において、記憶された電流振幅指令を入力するとともに、励磁モードに対応した（第 5表で P WM制御を示す " X " の相に対応した）巻線の電流を A / D変換部 2 1 0 kを通して検出し、ステツプ S P 2において、現在の電流検出値と電流振幅指令とから電流偏差を演算し、ステップ S P 3において、電流偏差に対して P I演算を行って電圧振幅指令（P WMデュ一ティ）を演算し、 P WM処理を行うタイマに記憶し、ステップ S P 4において、電流変化量検出処理を行い、そのまま元の処理に戻る。なお、 P WM処理は、記憶された P WMデュ一ティに基きハー'ドウエア的に行われる。

第 6 8図のフローチャートは、第 6 7図のフローチャートのステップ S P 4を詳細に説明するものである。

この処理により実行される電流変化量検出の様子は第 6 0図と同じである。

第 6 9図は第 6 3図から第 6 8図のフローチヤ一トの処理が行われた場合の各部の信号波形を示す図である。

第 6 9図中（A) に示すように基準信号が与えられた場合に、第 6 9 図中（B) に示すように第 1タイマ 2 1 0 f が動作し、第 1 タイマ 2 1 O f の力.ゥントアップ（矢印の終端を参照）に応答して、第 6 9図中 (C) に示すように励磁モードが更新され、第 6 9図中（D) 〜（ I ) に示すように各スイッチングトランジスタがオンオフ制御される。

第 6 9図（ J ) は、振幅指令が図中 A点において減少するように制御された様子を示し、これに応じて速度制御部から供給される第 1タイマ 1 1 0 f の設定値が位相を進ませるように変化し、波形位相が制御された状態を第 6' 9図（A) 〜 ( I ) で表わしている。産業上の利用の可能性この発明の制御方法、制御装置を採用することにより、 S Rモータの回転子に位置検出器を設けることなく、 S Rモータの安定な制御を達成できるとともに、 S Rモータが安価であるという利点を十分に発揮することができる。

Claims

請求の範囲

1. インバータ（ 1 ) ( 1 0 1 ) (2 0 1 ) によりスィッチトリラクタンスモータ（ 2) の各相の固定子巻線（ 2 u) ( 2 V ) ( 2 w) にパルス状の電圧もしくは電流を供給してスィッチトリラクタンスモ一タ ( 2) を駆動するスィツチトリラクタンスモータの制御方法において、スィッチトリラクタンスモータ（ 2) の回転子の回転位置に拘束されな.い基準信号を発生し、基準信号に基づいて順トルクを発生すベく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバータ ( 1 ) ( 1 0 1 ) ( 2 0 1) を制御することを特徴とするスィッチトリラクタンスモータの制御方法。

2. 基準信号を基準とし、かつ速度制御演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにインバ一タ（ 1 ) を制御する請求項 1に記載のスィッチ'トリラクタンスモータの制御方法。

3. 基準信号を基準とし、かつ効率制御演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにインバ一タ（ 1 ) を制御する請求項 1に記載のスィッチトリラクタンスモータの制御方法。

4. 基準信号を基準とし、かつ速度制御演算結果および効率制御演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにインバータ（ 1 ) を制御する請求項 1に記載のスィッチトリラクタンスモータの制御方法。

5. インバータ（ 1 ) の出力電流波形を制御する請求項 1から請求項 4の何れかに記載のスィツチトリラクタンスモータの制御方法。

6. インバータ（ 1 ) の出力電圧波形を制御する請求項 1から請求項 4の何れかに記載のスィツチトリラクタンスモータの制御方法。

7. インバータ（ 1 ) によりスィッチトリラクタンスモータ（ 2) の各相の固定子巻線（ 2 u) ( 2 V ) ( 2 w) にパルス状の電圧もしくは電流を供給してスィッチトリラクタンスモータ（ 2) を駆動するスィツチトリラクタンスモータの制御装置において、

スィッチトリラクタンスモータ（ 2) の回転子の回転位置に拘束されない基準信号を発生する基準信号発生手段（ 3) と、基準信号に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにインバータ（ 1 ) ( 1 0 1 ) ( 2 0 1 ) を制御する位相制御手段（ 5 ) ( 1 1 0) (2 1 0) とを含むことを特徴とするスィツチトリラクタンスモータの制御装置。

8. 前記位相制御手段（ 5) は、基準信号を基準とし、かつ速度制御演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにインバータ（ 1) を制御するものである請求項 7に記載のスィツチトリラクタンスモータの制御装置。

9. 前記位相制御手段（ 5) は、基準信号を基準とし、かつ効率制御演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにインバータ（ 1 ) を制御するものである請求項 7に記載のスィツチトリラクタンスモータの制御装置。

1 0. 前記位相制御手段（ 5) は、基準信号を基準とし、かつ速度制御演算結果および効率制御演算結果に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにィンバータ ( 1 ) を制御するものである請求項 7に記載のスィツチトリラクタンスモータの制御装置。

1 1. 前記位相制御手段（ 5) は、インバータ（ 1 ) の出力電流波形を制御するものである請求項 7から請求項 1 0の何れかに記載のスィツチトリラクタンスモータの制御装置。

1 2. 前記位相制御手段（5) は、インバ一タ（ 1 ) の出力電圧波形を制御するものである請求項 7から請求項 1 0の何れかに記載のスィツチトリラクタンスモータの制御装置。

1 3. 前記基準信号発生手段（ 3) は、スィッチトリラクタンスモ —タ（ 2) の固定子巻線（2 u) ( 2 v) ( 2 w) の端子間電圧を積分する積分手段（ 3 1 ) と、積分結果を所定の基準値と比較して比較結果を得る比較手段（ 3 2 ) ( 3 3 ) と、比較結果信号のエッジに応答して基準信号を出力する出力手段（ 3 5) とを含むものである請求項 7から請求項 1 2の何れかに記載のスィツチトリラクタンスモータの制御装置。

1 4. 前記基準信号発生手段（ 3) は、スィッチト .リラクタンスモータ（2) の固定子卷線（2 u) ( 2 v) ( 2 w) を挟んで直列接続されたインバ一タ（ 1 ) の 1対のスイッチング素子の一方（T r u +) (T r V +) · (T r w+) のゲート信号を積分する積分手段（ 3 1 ) と、積分結果を所定の基準値と比較して比較結果を得る比較手段（ 3 2 ) ( 3 3) と、比較結果信号のエッジに応答して基準信号を出力する出力手段（ 3 5 ) と、インバータ（ 1 ) の 1対のスイッチング素子の他方 (T r u -) (T r v -) ( T r w—）のゲート信号を制御信号として基準信号の出力、出力阻止および積分手段（ 3 1 ) の初期化を行うゲート手段（ 3 6 ) ( 3 7 ) とを含むものである請求項 7から請求項 1 2の何れかに記載のスィツチトリラクタンスモータの制御装置。

1 5. 前記基準信号発生手段（ 3) は、スィッチトリラタタンスモ —タ（2) の固定子巻線（2 u) ( 2 v) ( 2 w) と直列接続した巻線電流検出用の抵抗手段（4 1 ) と、抵抗手段（4 1 ) の端子間電圧を入力として、スイッチングに伴う電流リプルを除去するローパスフィルタ手段（4 2) 'と、口一パスフィルタ手段（4 2) からの出力信号を所定の基準値と比較して比較結果を得る比較手段（4 3) ( 44) と、比較結果信号のエッジに応答して基準信号を出力する出力手段' (4 6) とを含むものである請求項 7から請求項 1 2の何れかに記載のスィツチトリラクタンスモータの制御装置。

1 6. 前記スィッチトリラクタンスモータ（ 2 ) は、ハーメチック構造の圧縮機を駆動するものである請求項 7から請求項 1 5の何れかに記載のスィツチトリラクタンスモータの制御装置。

1 7. · 基準信号を基準とし、かつ電流変化量もしくは電圧変化量の検出値に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにインバータ（ 1 0 1 ) ( 2 0 1 ) を制御する，請求項 1に記載のスィツチトリラクタンスモータの制御方法。

1 8. 電流変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのィンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均巻線電圧から'電流に比例して発生する卷線抵抗の電圧降下および電流と回転角速度に比例.して発生する電圧降下を差し引いた電圧とにより定まる電流変化量に追従するようにインバータ（ 1 0 1 ) の位相を制御する請求項 1 7に記載のスイツチトリラクタンスモータの制御方法。

1 9. 電流変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのィンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均卷線電圧とにより定まる電流変化量に追従するようにインバータ（ 1 0 1 ) の位相を制御する請求項 1 7に記載のスィツチトリラクタンスモータの制御方法。

20. 電流変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのィンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均卷線電圧に対して捕正係数を乗算して得た電圧とにより定まる電流変化量に追従するようにィンバ —タ（ 1 0 1 ) の位相を制御する請求項 1 7に記載のスイシチトリラクタンスモータの制御方法。

2 1 . 電圧変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのィンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均卷線電流とにより定まる平均電圧に対して電流に比例して発生する巻線抵抗の電圧降下および電流と回転角速度に比例して発生する電圧降下を加算した電圧に追従するようにインバータ（2 0 1 ) の位相を制御する請求項 1 7に記載のスィッチトリラクタンスモータの制御方法。

2 2 . 電圧変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのィンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電圧に追従するようにインパータ（2 0 1 ) の位相を制御する請求項 1 7に記載のスィツチトリラクタンスモータの制御方法。

2 3 . 電圧変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのィンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電圧に対して補正係数を乗算して得た電圧に追従するようにィンバータ ( 2 0 1 ) の位相を制御する請求項 1 7に記載のスィッチトリラクタンスモ一タの制御方法。

2 4 . 励磁期間中に予め定めた期間に検出した電流変化量もしくは平均印加電圧により求まるインダクタンスを所定のィンダクタンスとすベくインバータ（ 1 0 1 ) ( 2 0 1 ) の位相を制御する請求項 1 7に記載のスィッチトリラクタンスモータの制御方法。

2 5 . 予め定めた期間を転流直後から計時することにより検出する請求項 1 7から請求項 2 4の何れかに記載のスィツチトリラクタンスモータの制御方法。

2 6. 前記位相制御手段（ 1 1 0) ( 2 1 0) は、基準信号を基準とし、かつ電流変化量もしくは電圧変化量の検出値に基づいて順トルクを発生すべく前記パルス状の電圧もしくは電流の位相を設定するためにインバータ（ 1 0 1 ) ( 20 1) を制御するものである請求項 7に記載のスィツチトリラクタンスモータの制御装置。

2 7. 前記位相制御手段（ 1 1 0) は、電流変化量の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均巻線電圧から電流に比例して発生する巻線抵抗の.電圧降下および電流と回転角速度に比例して発生する電圧降下を差し引いた電圧とにより定まる電流変化量に追従するようにインバ一タ（ 1 0 1 ) の位相を制御するものである請求項 2 6に記載のスィツチトリラクタンスモータの制御装置。

2 8. 前記位相制御手段（ 1 1 0) ( 2 1 0) は、電流変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均巻線電圧とにより定まる電流変化量に追従するようにインバータ（ 1 0 1 ) ( 20 1) の位相を制御するものである請求項 2 6に記載のスィツチトリラクタンスモ一タの制御装置。

29. 前記位相制御手段（ 1 1 0) ( 2 1 0) は、電流変化量の検出値が、スィッチトリラクタンスモータのィンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと、励磁期間中に予め定めた期間に印加された平均卷線電圧に対して捕正係数を乗算して得た電圧とにより定まる電流変化量に追従するようにインバータ（ 1 0 1 ) (2 0 1 ) の位相を制御するものである請求項 2 6に記載のスィツチトリラクタンスモータの制御装置。

3 0. 前記位相制御手段（2 1 0) は、電圧変化量の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるインダクタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均卷線電流とにより定まる平均電圧に対して電流に比例して発生する巻線抵抗の電圧降下および電流と回転角速度に比例して発生する電圧降下を加算した電圧に追従するようにインバ一タ（ 2 0 1 ) の位相を制御するものである請求項 2 6に記載のスィツチトリラクタンスモータの制御装置。

3 1. 前記位相制御手段（2 1 0) は、電圧変化量の検出値が、スイッチトリラクタンスモータのインダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電圧に追従するようにインバ一タ（2 0 1) の位相を制御するものである請求項 2 6に記載のスィッチトリラクタンスモータの制御装置。

3 2. 前記位相制御手段（2 1 0) は、電圧変化量の検出値が、スィツチトリラタタンスモータのィンダクタンスがほぼ最小となる角度近傍におけるィンダクタンスと励磁期間中に予め定めた期間に通電された平均巻線電流とにより定まる平均電圧に対して捕正係数を乗算して得た電圧に追従するようにインバータ（20 1 ) の位相を制御するものである請求項 2 6に記載のスィツチトリラクタンスモータの制御装置。

3 3. 前記位相制御手段（ 1 1 0) (2 1 0) は、励磁期間中に予め定めた期間に検出した電流変化量もしくは平均印加電圧により求まるインダクタンスを所定のインダクタンスとすべくインバータ（ 1 0 1 ) ( 2 0 1 ) の位相を制御するものである請求項 2 6に記載のスィツチトリラクタンスモータの制御装置。

34. 前記位相制御手段（ 1 1 0) ( 2 1 0) は、予め定めた期間を転流直後から計時することにより検出するものである請求項 2 6から請求項 3 3の何れかに記載のスィツチトリヺクタンスモータの制御装置。