JPH11252933A - 負荷の作動回路 - Google Patents
負荷の作動回路Info
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- JPH11252933A JPH11252933A JP10326264A JP32626498A JPH11252933A JP H11252933 A JPH11252933 A JP H11252933A JP 10326264 A JP10326264 A JP 10326264A JP 32626498 A JP32626498 A JP 32626498A JP H11252933 A JPH11252933 A JP H11252933A
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Abstract
圧形ガス放電ランプ)の作動回路を提供する。 【解決手段】 供給電力から負荷ELに対する高周波出
力電力を発生するために電圧制御形スイッチング要素T
1、T2を有する自由振動する発振器を有する作動回路
において、自由振動発振を始動させるための始動回路A
LSがスイッチング要素T1、T2の制御端子における
駆動回路AS1、AS2とスイッチング要素の基準電位
との間に接続されている始動コンデンサC5を有する。
Description
に供給するための高周波電力を発生する負荷、特に低電
圧形ガス放電ランプの作動回路に関する。そのために発
振器回路自体は供給電力(たとえば整流された電源電
力)を供給される。その際に特に電圧制御形スイッチン
グ要素、たとえば電界効果トランジスタから成るハーフ
ブリッジを有する発振器回路が考察される。このような
作動回路はなかんずく低電圧形ガス放電ランプ用の電子
安定器に応用される。
要な観点は、発振器の自由振動発振を作動開始の際に始
動させる必要性によるものである。しばしば、自由振動
発振を発生するため、たとえば正帰還された制御変圧器
が発振器のスイッチング要素を駆動するために使用され
る。しかし正帰還効果は発振器作動中に初めて自ずから
生じ、始動の際にいわば外部刺激により最初に発生され
なければならない。
発生する始動回路に対する公知の解決策はドイツ特許出
願公開第 195 48 506 号公報に記載されている。その際
に供給電力のスイッチオンの後にコンデンサが抵抗を経
て、ダイアックのブレークダウン電圧に到達するまで充
電される。そのブレークダウンはコンデンサに蓄積され
ている電荷の一部分をハーフブリッジ発振器の電界効果
トランジスタの駆動回路のなかに放電させる。他の詳細
は上記公報に記載されている。
された始動回路を有する冒頭に記載されている種類の作
動回路を提供することである。
れば、供給電力から負荷に対する高周波出力電力を発生
するために電圧制御形スイッチング要素を有する自由振
動する発振器を備えた負荷、特に低電圧形ガス放電ラン
プの作動回路において、自由振動発振を始動させるため
の始動回路がスイッチング要素の制御端子における駆動
回路とスイッチング要素の基準電位との間に接続されて
いる始動コンデンサを有する。
用されたダイアックが従来の解決策の主要な欠点を呈す
るという認識に基づいている。すなわち、ダイアックは
作動回路のなかに使用されている他の構成要素に比較し
て平均よりも高い故障率を示し、従ってダイアックによ
って構成されている電子安定器または他の作動回路の不
必要に高い故障率を生じる。
クの使用が省略される。その代わりに、ここでは始動コ
ンデンサと呼ばれるコンデンサが設けられている。始動
コンデンサは、その端子を通る充電の増大の際にスイッ
チング要素の基準電位が、たとえば電力供給枝路におい
て、電力供給のスイッチオンの後に発振器の駆動回路ま
たはそのスイッチング要素の1つを、当該スイッチング
要素の第1のスイッチング過程を生じさせる立場に置く
課題を有する。その際に特に、電圧制御形スイッチング
要素では非常に高い電流が必要でなく、単に特定の電圧
が必要であることを顧慮すべきである。電圧制御形スイ
ッチング要素はそのスイッチオンまたはスイッチオフ過
程に関して基本的に定められた閾値電圧を有する。すな
わち、本発明が前記のように避けるべきダイアックのブ
レークダウン過程はスイッチング要素の電圧閾値への近
接およびその超過により補われ得る。この過程は電力供
給のスイッチオンの際に充電される始動コンデンサによ
り直接的または間接的に生ぜしめられる。
される複合した駆動回路の電位が全体として始動コンデ
ンサによりずらされることにより行われ得る。しかし、
複合した駆動回路を設けることは無条件に必要ではな
く、それどころか最も簡単な場合にはここに自由振動発
振に対する正帰還装置の(たとえば制御変圧器の二次巻
線の)ただ一つの接続点も最小限の意味での“駆動回
路”として設けられていてよく、その場合には始動コン
デンサに与えられる電圧が実際上直接的に電圧制御形ス
イッチング要素の制御端子で取り出される。駆動回路に
対するこの簡単な“最小バージョン”は、制御変圧器の
場合には、一次巻線が既にスイッチング要素の駆動のた
めの正しい位相遅れを与えられることにより実現され得
よう。
サが簡単かつ価値のある構成要素として使用され、それ
によって前記の欠点を有するダイアックが不要になる。
定器において公知のようなハーフブリッジ回路である。
しい例は特に電界効果トランジスタ、なかんずくMOS
FETまたはIGBT(“絶縁ゲートバイポーラトラン
ジスタ”)である。
コンデンサと充電に適した電位(たとえば電力供給枝
路)との間に接続されている充電抵抗を介して行われ、
この充電抵抗は、発振作動中に始動回路をわずかしか乱
さないように、比較的高抵抗に選ばれていなければなら
ない。
の、さもなければ事情によっては可能な安定な状態を避
けるため、たとえば、始動コンデンサを充電するために
使用される接続点を、そこに電位の確かな発振または変
動が存在するように選ぶと有利である。そのためにたと
えば整流器を介して作動回路を電源に接続する場合に
は、充電抵抗は整流器の電源入力側で交流電圧端子に接
続されていてよい。しかしここで、電源交流電圧が全く
存在しないとき、たとえば電池電源作動の際、なかんず
く有意義である他の解決策も見い出され得る。その場合
には前記の変動または発振が特にたとえばフリップフロ
ップのような双安定要素を介して発生され得る。しかし
し本発明による作動回路に関してなかんずく応用として
考慮の対象になる低電圧形ガス放電ランプ用の電子安定
器は一般に交流電源作動用に構成されている。
電コンデンサに対して並列に設けることも有利である。
放電抵抗はその放電を特に発振器の定常発振の際にサポ
ートする。それはなかんずく、交流電源作動の際に整流
器およびこれにより充電される大形電解コンデンサが使
用されるときに、作動の確実性を高めるためにときに有
意義である。この観点は、整流器が電解コンデンサを後
充電せず、それによって被整流側と交流電源側との間の
電位結合が存在しない作動相に関する。被整流側のこの
“浮動”状態では整流器のなかのシフトキャパシタンス
の影響が交流電源側および被整流側を接続する充電抵抗
における電位関係、従ってその放電機能を乱し得る。
に始動コンデンサをサイクリックに放電させるための放
電ダイオードが設けられている。この放電ダイオード
は、それが実際の始動過程の際に最初に阻止し、それに
よって始動コンデンサの充電を許すように接続されてい
る。作動回路の自由振動する発振がともかく作動し始め
ていれば、放電ダイオードの他方の端子側に発振周波数
で、始動コンデンサを放電ダイオードを介してサイクリ
ックに放電させる電位状態が生ずる。他の電位状態では
放電ダイオードは阻止する。この放電ダイオードは好ま
しくは始動コンデンサの駆動回路側端子と、スイッチン
グ要素の供給枝路とは反対側の端子すなわちブリッジ回
路の際にはブリッジの中央点タップとの間に接続されて
いる。
れる用語“駆動回路”の具体的な構成については種々の
可能性が考えられる。特にハーフブリッジの確実で低損
失の作動に非常に適していることが判明している2つの
好ましい構成例は下記の構成である。第1の構成例で
は、抵抗と自由振動発振のために必要な正帰還のための
制御変圧器の二次巻線とから成る直列回路の駆動回路の
なかにコンデンサが並列に接続され、その際に直列回路
およびコンデンサは共通に当該のスイッチング要素の制
御端子に接続されている。第2の構成例では、コンデン
サに同じく並列に接続されているコイルが追加され、こ
のコイルがコンデンサと共に振動回路を形成する。機能
の仕方、利点および両構成例に対する他の変形例は文献
(ドイツ特許出願公開第41 29 430 号公報ならびに前記
のドイツ特許出願公開第41 29 430号公報)に記載され
ており、その開示内容を参照によりここに組み入れたも
のとする。
めのスイッチオン前に予め定めるため、たとえば抵抗を
1つのスイッチング要素の供給枝路とは反対側の端子と
供給枝路との間に設けることができる。無擾乱の正常作
動のためにもちろん高抵抗値のこのような抵抗により、
当該の供給枝路とは反対側の端子の電位は休止状態で供
給枝路の電位にある。すなわち特定のスイッチング要素
に始動過程の際に最初に電圧が、すなわち本質的にすべ
ての(整流された)供給電圧がかかっていない。
具体的な実施例を説明する。その際に開示される詳細は
示されている組み合わせとは異なる組み合わせにおいて
も、または個々にも本発明にとって重要である。
形ガス放電ランプ用の電子安定器のなかの作動回路を示
す。その際にヒューズSIを介して整流器GLが交流電
源電圧を供給され、この整流器が電解コンデンサC1に
給電し、またはその電圧を保つ。電解コンデンサC1か
ら2つの給電枝路がフィルタを介して取り出される。こ
のフィルタは一方の枝路のコイルL1と両枝路を接続す
るコンデンサC2とから成っている。
し、作動回路の被整流側の基準電位を定める。図面中で
上側の給電枝路はそれにくらべて正の電位の給電枝路で
ある。両給電枝路の間に2つのMOSFETトランジス
タT1およびT2から成るハーフブリッジが接続されて
おり、その際にそれぞれ負の側に接続されているソース
端子を有するNチャネルトランジスタが使用されてい
る。ハーフブリッジの中心点タップと正の給電枝路との
間に、負荷に直列なランプチョークコイルL2と、低電
圧形ガス放電ランプELと、負荷に直列な結合コンデン
サC7とから成る負荷回路が接続されている。さらに負
荷に並列に、2つの共振コンデンサC8、C9と、ラン
プ点弧のためのPTC抵抗KLとから成る回路が設けら
れている。
のスイッチング負荷を軽減するため上側のハーフブリッ
ジトランジスタT2に並列にコンデンサC6が接続され
ている。
SFETトランジスタT1およびT2のソース端子とそ
れぞれのゲート端子との間にそれぞれ駆動回路AS1ま
たはAS2が接続されている。しかし下側のハーフブリ
ッジトランジスタT1では駆動回路AS1は以下に一層
詳細に説明される始動回路ALSを介してトランジスタ
T1のソース端子と接続されている。駆動回路AS1お
よびAS2は同一に構成され、コイルL3またはL4と
コンデンサC3またはC4との並列回路と、制御変圧器
(その一次巻線が前記ランプチョークコイルL2であ
る)の二次巻線HW1またはHW2と抵抗R3またはR
4との直列回路とから成っている。二次巻線の巻線方向
は、HW1、HW2およびL2における点により示され
ているように、互いに逆向きである。
り、また前記のドイツ特許出願公開第 195 48 506 号公
報にも記載されている。この公報およびその他の関連す
る従来技術が以下の詳細な説明のために参照される。
LSがまとめられている。しかしハーフブリッジの中心
点タップと正の給電枝路との間の抵抗R2も基本的にこ
の始動回路に属している。この始動回路のなかには先ず
始動コンデンサC5が下側のブリッジトランジスタT1
の駆動回路AS1と負の給電枝路との間に位置してい
る。それに対して並列に放電抵抗R5が接続されてい
る。始動コンデンサC5に対して直列にハーフブリッジ
の中心点タップへの接続経路のなかに放電ダイオードD
1がその陽極を始動コンデンサC5の側に向けて接続さ
れており、また充電抵抗R1が整流器GLの入力側の交
流電圧端子への接続経路のなかに接続されている。
わち整流器GLへの電源交流電圧の供給の後に、抵抗R
2はハーフブリッジの中心点タップを正の給電枝路の電
位に保つ。それによって下側のブリッジトランジスタT
1に実際上電解コンデンサC1の全直流電圧がかかる。
以下で始動コンデンサC5における電圧UC5が駆動回路
AS1の電圧すなわちコンデンサC3における電圧を加
算されてブリッジトランジスタT1のソース端子とゲー
ト端子との間に図面中でUGSとして与えられることは重
要である。
帰還が行われていないので、またハーフブリッジの中心
点における電位振動が生じていないので、駆動回路AS
1およびAS2は最初は出力信号を与えず、従って始動
回路ALSが最初のスイッチング過程を生じさせなけれ
ばならない。この例の場合にはブリッジトランジスタT
1の初回のスイッチオンは交流電源の相線から充電抵抗
R1を介して始動コンデンサC5の充電により行われ
る。始動コンデンサC5における電圧UC5がブリッジト
ランジスタT1のゲート端子とソース端子との間の最初
のスイッチオンのために必要な閾値電圧に到達すると
(最初は駆動回路AS1が能動的でないので電圧UC5お
よびUGSは合致する)、トランジスタT1および負荷回
路を通る電流の流れが開始する。
誘導電流を二次巻線HW1およびHW2のなかに制御変
圧器の巻数比に相応して発生することによって、正帰還
メカニズムを始動させる。確かに、いま導通しているト
ランジスタT1が放電ダイオードD1と一緒に−ブリッ
ジ中心点電位を下げ−始動コンデンサC5を放電させる
が、二次巻線HW1のなかの誘導電流が抵抗R3を介し
てコンデンサC3を充電し、それによってトランジスタ
T1をスイッチオンされた状態に保つ。すなわち始動コ
ンデンサC5における電圧UC5によるブリッジトランジ
スタT1の最初の駆動がトランジスタT1のなかに十分
な導通性を発生しているかぎり、いま正帰還メカニズム
を介して自由振動発振が始まり、数周期を経て整定状態
に達する。
中心点における電位振動がサイクリックに放電ダイオー
ドD1を経て始動コンデンサC5を放電させ、それによ
って電圧UC5を比較的小さく保つ。図1に示されている
実施例では充電抵抗R1は整流器GLの入力側の交流電
源相線に接続されている。このことは下記の背景を有す
る。たとえば負荷電流がランプELのなかに存在する理
由から、電圧UC5がブリッジトランジスタT1のスイッ
チオン閾値電圧に等しく、それによって全放電電流が放
電ダイオードD1およびブリッジトランジスタT1を経
て、始動コンデンサC5を充電し充電抵抗R1を経て流
れる電流を定常的な状態の到達後に補償する時点で短時
間切れ、それによって正帰還が中断されるときに生じ得
る多くの交流電源電圧半波にわたり定常的な状態が確実
に避けられなければならない。この安定状態ではブリッ
ジ中心点電位はトランジスタT1のわずかな導通により
既に負の給電枝路の電位に下げられており、それによっ
て電解コンデンサC1における電圧は負荷回路のコンデ
ンサC7、C8およびC9における全電圧にほぼ相当す
る。トランジスタT1におけるドレイン‐ソース間電圧
はそのときゲート・ソース間電圧UGSに実際上等しい。
このような状態では、充電抵抗R1を経て流れる始動コ
ンデンサC5の充電電流の電源周波数振動がコンデンサ
C5を、図1に記入されている電圧UGLが負になるとき
に、充電抵抗R1を経て再び放電させることにより保証
されている新たな始動の試みが必要である。それにより
新たに始動の試みが行われる。
の際には、すなわち電解コンデンサC1が後充電されな
いときには、充電抵抗R1により始動コンデンサC5の
放電に困難が生じる。従って追加的な放電抵抗R5が設
けられている。その機能は既に説明された。これによっ
ていずれの場合にも行われる始動コンデンサC5の放電
により前記のメカニズムで繰り返される始動の試みが保
証される。
動過程は他の仕方で図2にトランジスタT1のゲート・
ソース間電圧UGS、始動コンデンサC5における電圧U
C5、ブリッジトランジスタT1(その開閉区間を経て)
を通る電流IT1およびランプチョークコイルL2を通る
電流IL2により示されている。時間軸は左から右へ延
び、電圧および電流のための異なる零点が図面の左縁に
記入されている。
時間目盛上では充電過程、すなわち電圧UC5の時間的上
昇は認識可能でない。図面は電圧UC5およびUGSの同時
の上昇の後に、電流IT1の突変的な上昇として現れるト
ランジスタT1のスイッチオン閾値電圧の超過により開
始する。その際に短い電流ピークがトラペッツコンデン
サC6の速い充電の結果として生ずるが、IT1の上昇は
その後も継続する。トランジスタ電流IT1の上昇はある
意味で電圧UC5の落ち込みとして表われる。その際に電
圧UC5の時間的経過に、放電過程の時間的に比較的早い
減少、すなわち増大するトランジスタ電流IT1によりト
ランジスタT1のなかの開閉区間のオーム抵抗に生ずる
電圧降下に基づいてUC5の軽い再上昇が示されている。
従って、この軽い再上昇の形態は定性的に電流IT1の同
時点での形態に相当する。
ランプチョークコイル電流IL2がトランジスタT1の導
通開始により、すなわちIT1により開始されるかを示
す。説明される正帰還メカニズムは既にトランジスタ電
流IT1の上昇の際に駆動回路の作動開始、すなわち駆動
回路AS1によるトランジスタT1の再スイッチオフお
よびそれに続く駆動回路AS2によるトランジスタT2
のスイッチオンを生ぜしめる。それに応じてトランジス
タT1における電圧UGSが負の値に向かって振動し、こ
のことは再びランプチョークコイル電流IL2の振動開始
を表す。その後の時間経過において電圧UGSの振動する
発振も負荷またはランプチョークコイル電流IL2の振動
する発振も認識される。
2の落ち込みは、たとい定性的には類似しているとして
も、第1の落ち込みよりも明らかに強い。この効果の定
量的な増大は正帰還メカニズムにより純粋に生ぜしめら
れる第2または第1のスイッチオン過程の際のブリッジ
トランジスタT1の非常に明らかな導通に起因する。す
なわちブリッジ中心点の電位は、MOSFET T1の
ボディダイオードの順方向電圧がいまランプチョークコ
イルL2からの著しい電流の流れを生ぜしめるために、
負の給電枝路の基準電位以下に低下する。
電流IL2に基づく正帰還メカニズムが二次巻線HW1お
よびHW2のなかの誘導電流を介して既に最初の始動開
始の際に、トランジスタT1を通る電流の流れと結び付
けられる始動コンデンサC5の放電にもかかわらず、ブ
リッジトランジスタT1の良好なスイッチオンを生ずる
ことである。
は定性的には同一に機能する。図1の回路との相違点と
して、いまはブリッジトランジスタT2が先のNチャネ
ルMOSFETの代わりにPチャネルMOSFETであ
る。それに相応して抵抗R2がいまはブリッジ中心点と
負の給電枝路との間に位置している。さらに駆動回路A
S2がブリッジ中心点ではなく正の上側の給電枝路に接
続されている。それにより始動回路はこの実施例では駆
動回路2と正の給電枝路との間に接続されていてよい。
充電抵抗R2はここでは他の交流電源相線に接続されて
いる。放電ダイオードの極性は適合されている、すなわ
ち逆にされている。さらにこの例ではコンデンサC6は
ブリッジ中心点と負の下側給電枝路との間に接続されて
いる。しかし、それは同じく良好に、先の個所に接続さ
れていてもよいであろう。機能の仕方は先に説明した実
施例のそれと同じであり、ここに改めて説明する必要は
ない。
図4に示されているように、抵抗R3、R4と制御変圧
器(その一次巻線が前記のランプチョークコイルL2で
ある)の二次巻線HW1、HW2とから成る直列回路
と、単に1つのコンデンサC3、C4とから成る並列回
路とから構成されていてもよい。その他の点では回路構
成は図1に示されている回路と同一である。
は次の通りである。 C5:100nF R1:330kΩ R5:47kΩ D1:1N4005
間的経過を明らかにするための典型的なオシロスコープ
表示を示す概略図。
っている回路図。
っている回路図。
Claims (10)
- 【請求項1】 供給電力から負荷(EL)に対する高周
波出力電力を発生するために電圧制御形スイッチング要
素(T1、T2)を有する自由振動する発振器を備えた
負荷(EL)の作動回路において、自由振動発振を始動
させるための始動回路(ALS)がスイッチング要素
(T1、T2)の制御端子における駆動回路(AS1、
AS2)とスイッチング要素の基準電位との間に接続さ
れている始動コンデンサ(C5)を有することを特徴と
する負荷の作動回路。 - 【請求項2】 発振器がハーフブリッジ(T1、T2)
であることを特徴とする請求項1記載の作動回路。 - 【請求項3】 電圧制御形スイッチング要素(T1、T
2)が電界効果トランジスタまたはIGBTトランジス
タであることを特徴とする請求項1または2記載の作動
回路。 - 【請求項4】 充電抵抗(R1)が始動コンデンサ(C
5)と電力供給枝路との間に接続されていることを特徴
とする請求項1記載の作動回路。 - 【請求項5】 充電抵抗(R1)が発振器電力供給部の
なかの整流器(GL)の電源入力側に接続されているこ
とを特徴とする請求項4記載の作動回路。 - 【請求項6】 始動コンデンサ(C5)に対して並列に
放電抵抗(R5)が接続されていることを特徴とする請
求項1記載の作動回路。 - 【請求項7】 放電ダイオード(D1)が始動コンデン
サ(C5)の駆動回路側端子とスイッチング要素(T
1、T2)の供給枝路とは反対側の端子との間に発振作
動中に始動コンデンサ(C5)をサイクリックに放電さ
せるために接続されていることを特徴とする請求項1記
載の作動回路。 - 【請求項8】 駆動回路(AS1、AS2)が、抵抗
(R3、R4)と発振器の制御変圧器の二次巻線(HW
1、HW2)との直列回路と、コンデンサ(C3、C
4)とから成りスイッチング要素(T1、T2)の制御
端子に接続されている並列回路から構成されていること
を特徴とする請求項1記載の作動回路。 - 【請求項9】 コンデンサ(C3、C4)に並列に、コ
ンデンサ(C3、C4)と共に振動回路を形成するコイ
ル(L3、L4)が接続されていることを特徴とする請
求項8記載の作動回路。 - 【請求項10】 抵抗(R2)が発振器の中点タップと
供給枝路との間に始動の際の発振器の電位状態を定める
ために接続されていることを特徴とする請求項1記載の
作動回路。
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JPH11252933A true JPH11252933A (ja) | 1999-09-17 |
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