JPH11230168A - 磁気軸受制御装置 - Google Patents
磁気軸受制御装置Info
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- JPH11230168A JPH11230168A JP10046296A JP4629698A JPH11230168A JP H11230168 A JPH11230168 A JP H11230168A JP 10046296 A JP10046296 A JP 10046296A JP 4629698 A JP4629698 A JP 4629698A JP H11230168 A JPH11230168 A JP H11230168A
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- F16C—SHAFTS; FLEXIBLE SHAFTS; ELEMENTS OR CRANKSHAFT MECHANISMS; ROTARY BODIES OTHER THAN GEARING ELEMENTS; BEARINGS
- F16C2300/00—Application independent of particular apparatuses
- F16C2300/40—Application independent of particular apparatuses related to environment, i.e. operating conditions
- F16C2300/62—Application independent of particular apparatuses related to environment, i.e. operating conditions low pressure, e.g. elements operating under vacuum conditions
Abstract
(57)【要約】
【課題】 状態検出器で使用する周波数を低減しても、
安定に制御対象を磁力により浮上できる磁気軸受制御装
置を提供する。 【解決手段】 磁力発生源となる電磁石２１と、電磁石
にパルス幅変調された制御電流を供給する電力増幅器１
４と、電力増幅器に入力する信号を増幅する信号増幅器
１３と、電磁石の磁力により制御される制御対象の状態
を検出する状態検出器１２とを備えた磁気軸受制御装置
において、信号増幅器１３と電力増幅器１４との間に、
状態検出器１２で使用する周波数帯域の信号成分を除去
する除去器３０を備えた。
安定に制御対象を磁力により浮上できる磁気軸受制御装
置を提供する。 【解決手段】 磁力発生源となる電磁石２１と、電磁石
にパルス幅変調された制御電流を供給する電力増幅器１
４と、電力増幅器に入力する信号を増幅する信号増幅器
１３と、電磁石の磁力により制御される制御対象の状態
を検出する状態検出器１２とを備えた磁気軸受制御装置
において、信号増幅器１３と電力増幅器１４との間に、
状態検出器１２で使用する周波数帯域の信号成分を除去
する除去器３０を備えた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、磁気軸受制御装置
に係り、特に磁力発生源となる電磁石のコイルに、制御
対象の変位等の状態を検出して、パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）された制御電流を供給することで磁力を制御し、制
御対象を能動的に制御する磁気軸受制御装置に関する。
に係り、特に磁力発生源となる電磁石のコイルに、制御
対象の変位等の状態を検出して、パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）された制御電流を供給することで磁力を制御し、制
御対象を能動的に制御する磁気軸受制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、ロータを電磁石の磁力を用いて非
接触で浮上支持する磁気軸受が普及しつつある。このよ
うな磁気軸受で回転軸が支持された回転機械は、軸受の
摩耗が無く、又潤滑油等を必要としないので、軸受のメ
ンテナンスフリー化、高速回転化、騒音の低減化、等の
面で大変大きな利点がある。
接触で浮上支持する磁気軸受が普及しつつある。このよ
うな磁気軸受で回転軸が支持された回転機械は、軸受の
摩耗が無く、又潤滑油等を必要としないので、軸受のメ
ンテナンスフリー化、高速回転化、騒音の低減化、等の
面で大変大きな利点がある。
【０００３】又、例えば半導体製造装置等のように極め
て高度の清浄な環境で使用する回転機器の軸受としても
好適である。これは磁気軸受が潤滑油を必要とせず、又
軸受の摩耗粉も発生しないため、半導体ウエハ等にコン
タミネーションが生じることを防止できるからである。
このため、磁気軸受は清浄空間、真空等を必要とする分
野に好適であり、特に真空中においては、通常の軸受で
は接触部の摩擦係数が非常に大きくなるため、非接触支
持を可能とする磁気軸受が好適である。
て高度の清浄な環境で使用する回転機器の軸受としても
好適である。これは磁気軸受が潤滑油を必要とせず、又
軸受の摩耗粉も発生しないため、半導体ウエハ等にコン
タミネーションが生じることを防止できるからである。
このため、磁気軸受は清浄空間、真空等を必要とする分
野に好適であり、特に真空中においては、通常の軸受で
は接触部の摩擦係数が非常に大きくなるため、非接触支
持を可能とする磁気軸受が好適である。
【０００４】図７は、能動型磁気軸受制御装置の一般的
な構成例を示す。例えば回転軸をその周囲に配置された
電磁石の磁力で浮上支持する場合には、制御対象は回転
軸であり、この基準位置からの変位ｘが状態検出器、こ
の場合は変位センサ１１で検出される。検出された変位
ｘは、加減算器で目標位置ｘ0と比較され、その差分信
号Δｘが補償器１２に入力される。
な構成例を示す。例えば回転軸をその周囲に配置された
電磁石の磁力で浮上支持する場合には、制御対象は回転
軸であり、この基準位置からの変位ｘが状態検出器、こ
の場合は変位センサ１１で検出される。検出された変位
ｘは、加減算器で目標位置ｘ0と比較され、その差分信
号Δｘが補償器１２に入力される。
【０００５】補償器１２は、実際位置ｘと目標位置ｘ0
との差分Δｘをゼロとするように、制御対象を任意の目
標位置に安定に支持するための出力信号を生成する制御
回路であり、ＰＩＤ（比例積分微分）制御回路等により
構成されている。補償器１２の出力は、信号増幅器１３
に入力され、ここで信号が次段のパルス幅変調回路を含
む電力増幅器の入力として、適当な大きさに増幅され、
また振幅制限器（リミッタ）により振幅が制限される。
との差分Δｘをゼロとするように、制御対象を任意の目
標位置に安定に支持するための出力信号を生成する制御
回路であり、ＰＩＤ（比例積分微分）制御回路等により
構成されている。補償器１２の出力は、信号増幅器１３
に入力され、ここで信号が次段のパルス幅変調回路を含
む電力増幅器の入力として、適当な大きさに増幅され、
また振幅制限器（リミッタ）により振幅が制限される。
【０００６】電力増幅器１４は、信号増幅器１３の出力
に従った制御電流を生成し、電磁石１５に供給する。電
力増幅器１４は、パルス幅変調回路を含み、パルス幅変
調された制御電流を電磁石１５のコイルに供給する。電
磁石１４では、この制御電流に対応した磁気吸引力を制
御対象１６である例えば回転軸に及ぼし、この実際浮上
位置ｘを目標位置ｘ0に近づける。このようなフィード
バック制御により、制御対象１６に外力が加わり外乱が
生じても、制御対象１５である回転軸は、目標位置ｘ0
に安定に浮上位置決めされる。
に従った制御電流を生成し、電磁石１５に供給する。電
力増幅器１４は、パルス幅変調回路を含み、パルス幅変
調された制御電流を電磁石１５のコイルに供給する。電
磁石１４では、この制御電流に対応した磁気吸引力を制
御対象１６である例えば回転軸に及ぼし、この実際浮上
位置ｘを目標位置ｘ0に近づける。このようなフィード
バック制御により、制御対象１６に外力が加わり外乱が
生じても、制御対象１５である回転軸は、目標位置ｘ0
に安定に浮上位置決めされる。
【０００７】このような磁気軸受制御装置において、制
御対象１６の状態を検出する状態検出器１１としては、
通常、回転軸の目標位置からの変位ｘを検出する変位セ
ンサが用いられる。代表的な変位センサとしてインダク
タンス式の変位センサがある。これは磁性材のコアにコ
イルを巻回したもので、回転軸側にターゲットとしての
磁性材を備え、この磁性材の変位に対応してコイルのイ
ンダクタンスが変化することを利用して、変位を計測す
るセンサである。
御対象１６の状態を検出する状態検出器１１としては、
通常、回転軸の目標位置からの変位ｘを検出する変位セ
ンサが用いられる。代表的な変位センサとしてインダク
タンス式の変位センサがある。これは磁性材のコアにコ
イルを巻回したもので、回転軸側にターゲットとしての
磁性材を備え、この磁性材の変位に対応してコイルのイ
ンダクタンスが変化することを利用して、変位を計測す
るセンサである。
【０００８】図８は、上述の信号増幅器１３とパルス幅
変調回路を含む電力増幅器１４部分の詳細を示す。信号
増幅器１３は、補償器出力が入力信号として入力され、
振幅制限器２５、加減算器２７、信号増幅器２８、振幅
制限器２９等から構成され、バイアス電流設定用直流信
号発生器２６の出力が加減算器２７に入力されるように
構成されている。電力増幅器１４は、比較器（コンパレ
ータ）３１と三角波信号発生器３２とからなるパルス幅
変調回路と、その出力信号を電力増幅する増幅器３５と
から構成されている。
変調回路を含む電力増幅器１４部分の詳細を示す。信号
増幅器１３は、補償器出力が入力信号として入力され、
振幅制限器２５、加減算器２７、信号増幅器２８、振幅
制限器２９等から構成され、バイアス電流設定用直流信
号発生器２６の出力が加減算器２７に入力されるように
構成されている。電力増幅器１４は、比較器（コンパレ
ータ）３１と三角波信号発生器３２とからなるパルス幅
変調回路と、その出力信号を電力増幅する増幅器３５と
から構成されている。
【０００９】増幅器３５の出力電流は制御電流として電
磁石２１のコイルに供給され、これにより磁力が制御対
象である回転軸２２に作用し、回転軸２２の浮上位置が
状態検出器であるインダクタンス型の変位センサ２３に
より検出される。電磁石コイルに供給される制御電流
は、電流検出器３６で検出され、パルス幅変調信号の周
波数成分に相当する高域領域を除去するフィルタ13を介
して、その低周波成分が信号増幅器１３の加減算器２７
にフィードバックされる。
磁石２１のコイルに供給され、これにより磁力が制御対
象である回転軸２２に作用し、回転軸２２の浮上位置が
状態検出器であるインダクタンス型の変位センサ２３に
より検出される。電磁石コイルに供給される制御電流
は、電流検出器３６で検出され、パルス幅変調信号の周
波数成分に相当する高域領域を除去するフィルタ13を介
して、その低周波成分が信号増幅器１３の加減算器２７
にフィードバックされる。
【００１０】ところで、上述したようにパルス幅変調回
路の前段には、補償器出力信号の増幅及び振幅制限を行
うリミッタなどからなる信号増幅器１３が挿入されてい
るが、これは、誘導性の負荷である電磁石コイルを高速
に駆動するために、補償器出力に対してパルス幅変調回
路入力が１０〜１００倍程度の比較的大きなゲインを必
要とするからである。
路の前段には、補償器出力信号の増幅及び振幅制限を行
うリミッタなどからなる信号増幅器１３が挿入されてい
るが、これは、誘導性の負荷である電磁石コイルを高速
に駆動するために、補償器出力に対してパルス幅変調回
路入力が１０〜１００倍程度の比較的大きなゲインを必
要とするからである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、信号増
幅器１３の入力信号は、加減算器２７、信号増幅器２８
及び振幅制限器２９を通ることにより、その波形が矩形
波状に変形するという問題がある。図９はこの状態を示
す。即ち（ａ）は入力信号波形を示し、１ｋＨｚの正弦
波入力信号を示す。これに対して、（ｂ）は電磁石コイ
ルに流れる制御電流波形を示し、図示するように１ｋＨ
ｚの矩形波状の波形となる。この原因としては、加減算
器２７においてその入力信号と電流フィードバック信号
との位相差が発生し、この差分を含む出力信号が信号増
幅器２８で増幅され、信号増幅器の電源電圧（±１５
Ｖ）で飽和することなどにより、パルス幅変調器３１の
入力信号が本来の正弦波ではなく、矩形波状の信号とな
ってしまうためと考えられる。
幅器１３の入力信号は、加減算器２７、信号増幅器２８
及び振幅制限器２９を通ることにより、その波形が矩形
波状に変形するという問題がある。図９はこの状態を示
す。即ち（ａ）は入力信号波形を示し、１ｋＨｚの正弦
波入力信号を示す。これに対して、（ｂ）は電磁石コイ
ルに流れる制御電流波形を示し、図示するように１ｋＨ
ｚの矩形波状の波形となる。この原因としては、加減算
器２７においてその入力信号と電流フィードバック信号
との位相差が発生し、この差分を含む出力信号が信号増
幅器２８で増幅され、信号増幅器の電源電圧（±１５
Ｖ）で飽和することなどにより、パルス幅変調器３１の
入力信号が本来の正弦波ではなく、矩形波状の信号とな
ってしまうためと考えられる。
【００１２】このため、電磁石コイルに流れる電流は、
ｎ次の高調波を多数含んだ電流となり、その周波数スペ
クトル分布は図９（ｃ）に示すようになる。図示するよ
うに、１ｋＨｚの基本波成分に対して、ｎ次の高調波が
発生し、その高調波が存在している帯域は図中丸印で示
すように１０ｋＨｚを越えている。尚、１００ｋＨｚ付
近のスペクトルは、パルス幅変調回路の基本波周波数に
よるものである。
ｎ次の高調波を多数含んだ電流となり、その周波数スペ
クトル分布は図９（ｃ）に示すようになる。図示するよ
うに、１ｋＨｚの基本波成分に対して、ｎ次の高調波が
発生し、その高調波が存在している帯域は図中丸印で示
すように１０ｋＨｚを越えている。尚、１００ｋＨｚ付
近のスペクトルは、パルス幅変調回路の基本波周波数に
よるものである。
【００１３】尚、入力信号が５００Ｈｚである場合の入
力信号波形、電磁石コイルの電流波形、及び周波数スペ
クトル分布を、それぞれ図１０（ａ）、（ｂ）、（ｃ）
に示す。この場合においても１ｋＨｚと同様に、正弦波
の入力信号は、矩形波状の制御電流波形となり、その周
波数スペクトル分布は多数のｎ次高調波を含み、１０ｋ
Ｈｚを越える高域の周波数領域にまで分布することにな
る。特に問題となるのが図中で丸印で囲む部分の１０ｋ
Ｈｚ近辺の帯域である。
力信号波形、電磁石コイルの電流波形、及び周波数スペ
クトル分布を、それぞれ図１０（ａ）、（ｂ）、（ｃ）
に示す。この場合においても１ｋＨｚと同様に、正弦波
の入力信号は、矩形波状の制御電流波形となり、その周
波数スペクトル分布は多数のｎ次高調波を含み、１０ｋ
Ｈｚを越える高域の周波数領域にまで分布することにな
る。特に問題となるのが図中で丸印で囲む部分の１０ｋ
Ｈｚ近辺の帯域である。
【００１４】この磁気軸受制御装置で使用される周波数
使用領域の区分を図１１に示す。図示するように、帯域
は数ｋＨｚ以下の変位量検出領域（制御電流の制御領
域）であり、本来の制御電流が使用する周波数領域であ
る。即ち、磁気軸受である電磁石の電磁力により浮上支
持された回転軸は、この周波数領域で動作する。
使用領域の区分を図１１に示す。図示するように、帯域
は数ｋＨｚ以下の変位量検出領域（制御電流の制御領
域）であり、本来の制御電流が使用する周波数領域であ
る。即ち、磁気軸受である電磁石の電磁力により浮上支
持された回転軸は、この周波数領域で動作する。
【００１５】又、帯域は、インダクタンス式変位セン
サの使用領域である。これは、インダクタンス式変位セ
ンサは、一例として１０ｋＨｚを基本周波数とし、イン
ダクタンスの変化によりこの基本周波数を振幅（ＡＭ）
変調して、これを検波することにより、ターゲットの変
位を検出するものである。このため、１０ｋＨｚ近辺の
周波数帯域に周波数スペクトルが分布する。そして、帯
域は９０ｋＨｚ以上の帯域であり、これはパルス幅変
調（ＰＷＭ）回路の基本周波数として９０ｋＨｚを用い
ているので、パルス幅変調（ＰＷＭ）波形の基本波及び
その高調波による周波数帯域である。
サの使用領域である。これは、インダクタンス式変位セ
ンサは、一例として１０ｋＨｚを基本周波数とし、イン
ダクタンスの変化によりこの基本周波数を振幅（ＡＭ）
変調して、これを検波することにより、ターゲットの変
位を検出するものである。このため、１０ｋＨｚ近辺の
周波数帯域に周波数スペクトルが分布する。そして、帯
域は９０ｋＨｚ以上の帯域であり、これはパルス幅変
調（ＰＷＭ）回路の基本周波数として９０ｋＨｚを用い
ているので、パルス幅変調（ＰＷＭ）波形の基本波及び
その高調波による周波数帯域である。
【００１６】図１２は、図９又は図１０に示す制御電流
の周波数スペクトル分布に変位センサの使用帯域の周波
数スペクトル分布を重ねたものである。図示するように
インダクタンス型変位センサの使用領域が電磁石コイル
の制御電流のｎ次高調波成分の領域に重なり、結果とし
て変位センサ出力に高調波ノイズが乗ることになり、回
転軸の浮上位置の制御を損ねてしまい、浮上させること
が困難となる場合も生じる。
の周波数スペクトル分布に変位センサの使用帯域の周波
数スペクトル分布を重ねたものである。図示するように
インダクタンス型変位センサの使用領域が電磁石コイル
の制御電流のｎ次高調波成分の領域に重なり、結果とし
て変位センサ出力に高調波ノイズが乗ることになり、回
転軸の浮上位置の制御を損ねてしまい、浮上させること
が困難となる場合も生じる。
【００１７】本発明は上述した事情に鑑みて為されたも
ので、状態検出器の基本波周波数として比較的低い周波
数を用いても、安定に制御対象を磁力により浮上できる
磁気軸受制御装置を提供することを目的とする。
ので、状態検出器の基本波周波数として比較的低い周波
数を用いても、安定に制御対象を磁力により浮上できる
磁気軸受制御装置を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明の磁気軸受制御装
置は、磁力発生源となる電磁石と、該電磁石にパルス幅
変調された制御電流を供給する電力増幅器と、該電力増
幅器に入力する信号を増幅する信号増幅器と、前記電磁
石の磁力により制御される制御対象の状態を検出する状
態検出器とを備えた磁気軸受制御装置において、前記信
号増幅器と電力増幅器との間に、前記状態検出器で使用
する周波数帯域の信号成分を除去する除去器を備えたこ
とを特徴とする。
置は、磁力発生源となる電磁石と、該電磁石にパルス幅
変調された制御電流を供給する電力増幅器と、該電力増
幅器に入力する信号を増幅する信号増幅器と、前記電磁
石の磁力により制御される制御対象の状態を検出する状
態検出器とを備えた磁気軸受制御装置において、前記信
号増幅器と電力増幅器との間に、前記状態検出器で使用
する周波数帯域の信号成分を除去する除去器を備えたこ
とを特徴とする。
【００１９】上述した本発明の構成によれば、信号増幅
器とパルス幅変調回路との間に、状態検出器で使用する
周波数帯域の信号成分を除去する除去器を備えたことか
ら、電磁石に供給する制御電流に状態検出器で使用する
周波数帯域の信号成分が存在しなくなる。これにより、
状態検出器がノイズにより誤作動するという問題点が防
止され、安定した且つ高速応答性を有する磁気軸受制御
装置の動作が得られる。
器とパルス幅変調回路との間に、状態検出器で使用する
周波数帯域の信号成分を除去する除去器を備えたことか
ら、電磁石に供給する制御電流に状態検出器で使用する
周波数帯域の信号成分が存在しなくなる。これにより、
状態検出器がノイズにより誤作動するという問題点が防
止され、安定した且つ高速応答性を有する磁気軸受制御
装置の動作が得られる。
【００２０】前記パルス幅変調回路は、三角波基準信号
と入力信号とを比較する比較器からなり、前記除去器を
前記比較器の前段に接続することが好ましい。これによ
りパルス幅変調回路の前段で状態検出器が使用する周波
数成分に対して、ノイズとして作用する周波数成分を除
去することができる。
と入力信号とを比較する比較器からなり、前記除去器を
前記比較器の前段に接続することが好ましい。これによ
りパルス幅変調回路の前段で状態検出器が使用する周波
数成分に対して、ノイズとして作用する周波数成分を除
去することができる。
【００２１】又、状態検出器はインダクタンス型の変位
センサであることが好ましい。これにより能動型の磁気
軸受制御装置の変位センサとして一般的なインダクタン
ス型の変位センサが使用でき、且つその変位センサの基
本波周波数を比較的低くして使用できる。
センサであることが好ましい。これにより能動型の磁気
軸受制御装置の変位センサとして一般的なインダクタン
ス型の変位センサが使用でき、且つその変位センサの基
本波周波数を比較的低くして使用できる。
【００２２】又、除去器はバンドエリミネートフィルタ
であることが好ましい。これにより状態検出器の基本波
周波数成分のｎ次高調波成分を効果的に、且つ簡単な構
成で除去することができる。
であることが好ましい。これにより状態検出器の基本波
周波数成分のｎ次高調波成分を効果的に、且つ簡単な構
成で除去することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図１乃至図７を参照しながら説明する。尚、各図中同
一符号は同一又は相当部分を示す。
て図１乃至図７を参照しながら説明する。尚、各図中同
一符号は同一又は相当部分を示す。
【００２４】図１に、本発明の一実施形態の磁気軸受制
御装置の信号増幅器及び電力増幅器部分の構成を示す。
この実施形態においては、磁力発生源となる電磁石２１
と、電磁石の磁力により浮上位置が制御される回転軸２
２とから磁気軸受が構成されており、１個の電磁石に対
応する制御装置部分のみが図示されている。そして電磁
石２１の磁力により制御される回転軸２２の浮上位置を
検出するインダクタンス型の変位センサ２３を備えてお
り、この変位センサの検出出力は、図示しない補償器に
入力され、そこで回転軸を目標浮上位置に保持するため
の制御信号が出力されることは上述したとおりである。
御装置の信号増幅器及び電力増幅器部分の構成を示す。
この実施形態においては、磁力発生源となる電磁石２１
と、電磁石の磁力により浮上位置が制御される回転軸２
２とから磁気軸受が構成されており、１個の電磁石に対
応する制御装置部分のみが図示されている。そして電磁
石２１の磁力により制御される回転軸２２の浮上位置を
検出するインダクタンス型の変位センサ２３を備えてお
り、この変位センサの検出出力は、図示しない補償器に
入力され、そこで回転軸を目標浮上位置に保持するため
の制御信号が出力されることは上述したとおりである。
【００２５】この補償器出力信号は振幅制限器（リミッ
タ）２５に入力され、信号の振幅範囲が上下の一定範囲
内に制限される。そしてこの出力信号は、バイアス電流
設定用直流信号発生器２６の直流信号に加減算器２７で
加算処理され、バイアス電圧が付与される。そして信号
増幅器２８により利得が１０〜１００倍程度に増幅され
る。
タ）２５に入力され、信号の振幅範囲が上下の一定範囲
内に制限される。そしてこの出力信号は、バイアス電流
設定用直流信号発生器２６の直流信号に加減算器２７で
加算処理され、バイアス電圧が付与される。そして信号
増幅器２８により利得が１０〜１００倍程度に増幅され
る。
【００２６】実際には、図２に示すように、直流信号発
生器２６と加減算器２７と信号増幅器２８とは演算増幅
器を用いて一体的に構成されており、加算、増幅、信号
振幅の制限等が行われる。振幅制限器（リミッタ）２５
は、演算増幅器とツェナーダイオードと抵抗分割回路と
から構成されるもので、一定範囲以上の入力電圧に対し
てその振幅を一定値に制限するものである。バイアス電
流設定用直流信号発生器２６は、ボリューム等を用いた
可変抵抗の直流電圧信号発生回路である。加減算器２７
は、演算増幅器２８ａの−側の入力端子が相当し、この
端子に上述の直流信号発生器２６の出力電圧、振幅制限
器（リミッタ）２５の出力信号、及び電磁石電流のフィ
ードバック信号である電流フィードバック器３９の出力
信号線がそれぞれ接続されている。信号増幅器２８は、
演算増幅器２８ａと抵抗との結合により形成される。
又、振幅制限器（リミッタ）２９は、ツェナーダイオー
ドと演算増幅器２８ａとにより構成される。
生器２６と加減算器２７と信号増幅器２８とは演算増幅
器を用いて一体的に構成されており、加算、増幅、信号
振幅の制限等が行われる。振幅制限器（リミッタ）２５
は、演算増幅器とツェナーダイオードと抵抗分割回路と
から構成されるもので、一定範囲以上の入力電圧に対し
てその振幅を一定値に制限するものである。バイアス電
流設定用直流信号発生器２６は、ボリューム等を用いた
可変抵抗の直流電圧信号発生回路である。加減算器２７
は、演算増幅器２８ａの−側の入力端子が相当し、この
端子に上述の直流信号発生器２６の出力電圧、振幅制限
器（リミッタ）２５の出力信号、及び電磁石電流のフィ
ードバック信号である電流フィードバック器３９の出力
信号線がそれぞれ接続されている。信号増幅器２８は、
演算増幅器２８ａと抵抗との結合により形成される。
又、振幅制限器（リミッタ）２９は、ツェナーダイオー
ドと演算増幅器２８ａとにより構成される。
【００２７】比較器３１は、三角波信号発生器３２の出
力と入力信号とを比較することで、パルス幅変調信号を
生成する。図３は、パルス幅変調回路の具体例を示す図
であり、三角波基準信号と入力信号を比較器３１により
比較して、パルス幅変調波形を形成する回路を示してい
る。図３（ａ）に示すように比較器（コンパレータ）３
１に、入力信号である変調波と三角波である被変調波と
が入力され、パルス幅変調（ＰＷＭ）波形が形成され
る。この形成は、図３（ｂ）に示すように、変調波（入
力信号）が被変調波（三角波）と交わる間を断続的に直
流出力することで得られ、これを出力トランジスタ
Ｑ1，Ｑ2で増幅することにより、パルス幅変調された信
号が形成される。
力と入力信号とを比較することで、パルス幅変調信号を
生成する。図３は、パルス幅変調回路の具体例を示す図
であり、三角波基準信号と入力信号を比較器３１により
比較して、パルス幅変調波形を形成する回路を示してい
る。図３（ａ）に示すように比較器（コンパレータ）３
１に、入力信号である変調波と三角波である被変調波と
が入力され、パルス幅変調（ＰＷＭ）波形が形成され
る。この形成は、図３（ｂ）に示すように、変調波（入
力信号）が被変調波（三角波）と交わる間を断続的に直
流出力することで得られ、これを出力トランジスタ
Ｑ1，Ｑ2で増幅することにより、パルス幅変調された信
号が形成される。
【００２８】パルス幅変調（ＰＷＭ）動作の基本的な条
件は、比較器３１において、比較する三角波の振幅Ｖｂ
と、非変調信号振幅Ｖａとの関係が、例えば三角波信号
Ｖｂが入力信号Ｖａよりも大であるということを条件と
して＋Ｖccを出力し、その逆の場合には−Ｖccを出力す
る。ここで三角波の発信周波数は、上述したのと同様に
９０ｋＨｚが採用されている。
件は、比較器３１において、比較する三角波の振幅Ｖｂ
と、非変調信号振幅Ｖａとの関係が、例えば三角波信号
Ｖｂが入力信号Ｖａよりも大であるということを条件と
して＋Ｖccを出力し、その逆の場合には−Ｖccを出力す
る。ここで三角波の発信周波数は、上述したのと同様に
９０ｋＨｚが採用されている。
【００２９】この比較器３１の信号入力とリミッタ２９
との間に状態検出器で使用する周波数帯域を除去する除
去器３０が挿入されている。この除去器３０はバンドエ
リミネートフィルタ（ＢＥＦ）、又はローパスフィルタ
（ＬＰ）などから構成されている。比較器３１の出力は
オプトアイソレータを介して電力増幅器３５に入力さ
れ、ここで電磁石２１のコイルに供給する制御電流が形
成される。
との間に状態検出器で使用する周波数帯域を除去する除
去器３０が挿入されている。この除去器３０はバンドエ
リミネートフィルタ（ＢＥＦ）、又はローパスフィルタ
（ＬＰ）などから構成されている。比較器３１の出力は
オプトアイソレータを介して電力増幅器３５に入力さ
れ、ここで電磁石２１のコイルに供給する制御電流が形
成される。
【００３０】制御電流の大きさは、電流検出器３６で検
出され、電流フィードバック器３９により、加減算器２
７にフィードバックされ減算処理される。電流フィード
バック器３９は、電磁石コイルに流れる励磁電流の低周
波成分を検出し、信号増幅器２８の入力側にフィードバ
ックするもので、電流検出増幅器２８ａ、ローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）２８ｂ、オフセット調整器２８ｃ、ゲイ
ン調整器２８ｄ等から構成されている。ここでローパス
フィルタ（ＬＰＦ）２８ｂは、パルス幅変調（ＰＷＭ）
スイッチング周波数成分を除去するためのものである。
出され、電流フィードバック器３９により、加減算器２
７にフィードバックされ減算処理される。電流フィード
バック器３９は、電磁石コイルに流れる励磁電流の低周
波成分を検出し、信号増幅器２８の入力側にフィードバ
ックするもので、電流検出増幅器２８ａ、ローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）２８ｂ、オフセット調整器２８ｃ、ゲイ
ン調整器２８ｄ等から構成されている。ここでローパス
フィルタ（ＬＰＦ）２８ｂは、パルス幅変調（ＰＷＭ）
スイッチング周波数成分を除去するためのものである。
【００３１】図４は、パルス幅変調回路の前段に挿入し
たバンドエリミネートフィルタの特性を示す。この実施
形態においては、９．５５ｋＨｚにおいて−３１ｄＢ程
度の減衰量が得られるものが用いられている。このバン
ドエリミネートフィルタ３０は、状態検出器であるイン
ダクタンス型変位センサ２３の基本周波数近傍の周波数
領域と一致させている。
たバンドエリミネートフィルタの特性を示す。この実施
形態においては、９．５５ｋＨｚにおいて−３１ｄＢ程
度の減衰量が得られるものが用いられている。このバン
ドエリミネートフィルタ３０は、状態検出器であるイン
ダクタンス型変位センサ２３の基本周波数近傍の周波数
領域と一致させている。
【００３２】従って、この除去器３０によりインダクタ
ンス型変位センサの基本周波数成分近辺の周波数領域の
信号が除去される。上述したように信号増幅器２８及び
振幅制限器２９の出力波形は、入力信号波形に対してか
なり歪んだｎ次の高調波成分を多数含んだ矩形波状の波
形となっている。このため、その周波数スペクトル分布
においては、図９又は図１０に示すようにその高調波成
分がインダクタンス型変位センサの基本周波数成分と重
なる領域にまで分布してしまうことは上述したとおりで
ある。従って、バンドエリミネートフィルタ３０によ
り、この信号増幅器出力の高調波成分が除去され、その
出力信号はその周波数帯域の成分を含まないものとな
る。このように状態検出器で使用する周波数成分が除去
された信号がパルス幅変調され、電力増幅器３５から電
磁石２１のコイルに制御電流として供給される。これに
より、状態検出器であるインダクタンス型変位センサ２
３は、この周波数帯域の成分を検出することなく、正常
に回転軸２２の変位の検出が可能となる。
ンス型変位センサの基本周波数成分近辺の周波数領域の
信号が除去される。上述したように信号増幅器２８及び
振幅制限器２９の出力波形は、入力信号波形に対してか
なり歪んだｎ次の高調波成分を多数含んだ矩形波状の波
形となっている。このため、その周波数スペクトル分布
においては、図９又は図１０に示すようにその高調波成
分がインダクタンス型変位センサの基本周波数成分と重
なる領域にまで分布してしまうことは上述したとおりで
ある。従って、バンドエリミネートフィルタ３０によ
り、この信号増幅器出力の高調波成分が除去され、その
出力信号はその周波数帯域の成分を含まないものとな
る。このように状態検出器で使用する周波数成分が除去
された信号がパルス幅変調され、電力増幅器３５から電
磁石２１のコイルに制御電流として供給される。これに
より、状態検出器であるインダクタンス型変位センサ２
３は、この周波数帯域の成分を検出することなく、正常
に回転軸２２の変位の検出が可能となる。
【００３３】これにより、図１２に示すような電磁石の
制御電流のｎ次高調波成分と状態検出器の基本波成分と
が重なってしまうという問題が解決され、それぞれの使
用周波数帯域は、図１１に示すように分離されて存在す
ることになる。これによりインダクタンス型変位センサ
による誤動作が防止され、安定な回転軸の浮上制御が可
能となる。
制御電流のｎ次高調波成分と状態検出器の基本波成分と
が重なってしまうという問題が解決され、それぞれの使
用周波数帯域は、図１１に示すように分離されて存在す
ることになる。これによりインダクタンス型変位センサ
による誤動作が防止され、安定な回転軸の浮上制御が可
能となる。
【００３４】図５は、除去器をパルス幅変調回路の入力
部に挿入した場合の実験結果を示し、１ｋＨｚの（ａ）
は正弦波入力信号を示し、（ｂ）は電磁石コイルの電流
波形を示し、（ｃ）は電磁石コイルの電流の周波数スペ
クトル分布を示す。（ｂ）に示すように、電磁石コイル
の制御電流は矩形波の角部分がとれ、丸みを帯びた波形
となり、正弦波の波形に近づいている。又（ｃ）に示す
ように、その１０ｋＨｚ近辺の帯域において、この周波
数成分が大幅に減少していることが判る。
部に挿入した場合の実験結果を示し、１ｋＨｚの（ａ）
は正弦波入力信号を示し、（ｂ）は電磁石コイルの電流
波形を示し、（ｃ）は電磁石コイルの電流の周波数スペ
クトル分布を示す。（ｂ）に示すように、電磁石コイル
の制御電流は矩形波の角部分がとれ、丸みを帯びた波形
となり、正弦波の波形に近づいている。又（ｃ）に示す
ように、その１０ｋＨｚ近辺の帯域において、この周波
数成分が大幅に減少していることが判る。
【００３５】図６は、同様に５００Ｈｚの正弦波を入力
した場合を示す。これにおいては、（ｂ）に示すように
電磁石コイルの電流波形はより丸みを帯びており、
（ｃ）に示すようにその周波数スペクトル分布は１ｋＨ
ｚ以上の帯域において大幅に高調波スペクトル成分が減
少し、ほとんど存在していないことが判る。
した場合を示す。これにおいては、（ｂ）に示すように
電磁石コイルの電流波形はより丸みを帯びており、
（ｃ）に示すようにその周波数スペクトル分布は１ｋＨ
ｚ以上の帯域において大幅に高調波スペクトル成分が減
少し、ほとんど存在していないことが判る。
【００３６】例えば、キャン封止磁気軸受のように、薄
いステンレス材の板を介して電磁石の磁力を回転軸に作
用させる場合には、インダクタンス式変位センサの基本
波周波数としては、渦電流損等を避けるために、なるべ
く低い周波数帯域を使用する必要がある。そのため、図
１１で示す帯域と帯域とが比較的接近し、これによ
り磁気浮上できないほどのノイズが電力増幅器の高周波
数領域に発生し、回転軸の磁気浮上に重大な支障が生じ
るという問題が生じた。本発明によれば、インダクタン
ス型変位センサで使用する周波数帯域の制御電流高調波
成分が除去されるので、１０ｋＨｚ程度の比較的低い周
波数帯域の使用が可能となる。
いステンレス材の板を介して電磁石の磁力を回転軸に作
用させる場合には、インダクタンス式変位センサの基本
波周波数としては、渦電流損等を避けるために、なるべ
く低い周波数帯域を使用する必要がある。そのため、図
１１で示す帯域と帯域とが比較的接近し、これによ
り磁気浮上できないほどのノイズが電力増幅器の高周波
数領域に発生し、回転軸の磁気浮上に重大な支障が生じ
るという問題が生じた。本発明によれば、インダクタン
ス型変位センサで使用する周波数帯域の制御電流高調波
成分が除去されるので、１０ｋＨｚ程度の比較的低い周
波数帯域の使用が可能となる。
【００３７】尚、以上の実施の形態においては、−３０
ｄＢ程度のバンドエリミネートフィルタを挿入した場合
であるが、このバンドエリミネートフィルタを複数段挿
入し、減衰量を増加し、減衰帯域を広くすることによ
り、より完全なｎ次高調波成分の低減が可能である。
又、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を用いることにより、
同様の効果が期待できる。
ｄＢ程度のバンドエリミネートフィルタを挿入した場合
であるが、このバンドエリミネートフィルタを複数段挿
入し、減衰量を増加し、減衰帯域を広くすることによ
り、より完全なｎ次高調波成分の低減が可能である。
又、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を用いることにより、
同様の効果が期待できる。
【００３８】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、磁
気軸受制御装置の信号増幅器と電力増幅器のパルス幅変
調回路との間に、状態検出器で使用する周波数帯域の信
号成分を除去する除去器を備えることにより、電磁石制
御電流の高調波成分が状態検出器の使用周波数帯域と重
なることを防止することができる。これにより、安定な
磁力による回転軸の浮上保持が可能となる。
気軸受制御装置の信号増幅器と電力増幅器のパルス幅変
調回路との間に、状態検出器で使用する周波数帯域の信
号成分を除去する除去器を備えることにより、電磁石制
御電流の高調波成分が状態検出器の使用周波数帯域と重
なることを防止することができる。これにより、安定な
磁力による回転軸の浮上保持が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態の磁気軸受制御装置の要部
を示す説明図である。
を示す説明図である。
【図２】図１の信号増幅器及び電力増幅器の回路構成の
詳細を示す説明図である。
詳細を示す説明図である。
【図３】パルス幅変調回路の説明図であり、（ａ）はそ
の回路構成を示し、（ｂ）はその動作原理を示す。
の回路構成を示し、（ｂ）はその動作原理を示す。
【図４】図１に示す除去器の周波数特性を示す図であ
る。
る。
【図５】（ａ）は１ｋＨｚの正弦波入力信号の波形を示
し、（ｂ）はその電磁石制御電流の波形を示し、（ｃ）
はその電磁石制御電流の周波数スペクトル分布を示す図
である。
し、（ｂ）はその電磁石制御電流の波形を示し、（ｃ）
はその電磁石制御電流の周波数スペクトル分布を示す図
である。
【図６】（ａ）は５００Ｈｚの正弦波入力信号の波形を
示し、（ｂ）はその電磁石制御電流の波形を示し、
（ｃ）はその電磁石制御電流の周波数スペクトル分布を
示す図である。
示し、（ｂ）はその電磁石制御電流の波形を示し、
（ｃ）はその電磁石制御電流の周波数スペクトル分布を
示す図である。
【図７】一般的な能動型磁気軸受制御装置の構成を示す
図である。
図である。
【図８】従来の磁気軸受制御装置の要部を示す説明図で
ある。
ある。
【図９】（ａ）は１ｋＨｚの正弦波入力信号の波形を示
し、（ｂ）はその電磁石制御電流の波形を示し、（ｃ）
はその電磁石制御電流の周波数スペクトル分布を示す図
である。
し、（ｂ）はその電磁石制御電流の波形を示し、（ｃ）
はその電磁石制御電流の周波数スペクトル分布を示す図
である。
【図１０】（ａ）は５００Ｈｚの正弦波入力信号の波形
を示し、（ｂ）はその電磁石制御電流の波形を示し、
（ｃ）はその電磁石制御電流の周波数スペクトル分布を
示す図である。
を示し、（ｂ）はその電磁石制御電流の波形を示し、
（ｃ）はその電磁石制御電流の周波数スペクトル分布を
示す図である。
【図１１】磁気軸受制御装置における周波数の使用帯域
を示す図であり、は電磁石制御電流の使用帯域、は
状態検出器の使用帯域、はパルス幅変調波の使用帯域
を示す。
を示す図であり、は電磁石制御電流の使用帯域、は
状態検出器の使用帯域、はパルス幅変調波の使用帯域
を示す。
【図１２】電磁石制御電流の周波数使用帯域と状態検出
器の周波数使用帯域とが重なってしまった場合の状態を
示す図である。
器の周波数使用帯域とが重なってしまった場合の状態を
示す図である。
１１，２３ 状態検出器（インダクタンス型変位セン
サ） １２ 補償器 １３ 信号増幅器 １４ 電力増幅器 １５，２１ 電磁石 １６，２２ 制御対象（回転軸） ２５、２９ 振幅制限器（リミッタ） ２６ 直流信号発生器 ２７ 加減算器 ２８ 信号増幅器 ３０ 除去器（バンドエリミネートフィルタ） ３１ 比較器（コンパレータ） ３２ 三角波信号発生器 ３５ 増幅器 ３６ 電流検出器 ３９ 電流フィードバック器
サ） １２ 補償器 １３ 信号増幅器 １４ 電力増幅器 １５，２１ 電磁石 １６，２２ 制御対象（回転軸） ２５、２９ 振幅制限器（リミッタ） ２６ 直流信号発生器 ２７ 加減算器 ２８ 信号増幅器 ３０ 除去器（バンドエリミネートフィルタ） ３１ 比較器（コンパレータ） ３２ 三角波信号発生器 ３５ 増幅器 ３６ 電流検出器 ３９ 電流フィードバック器
Claims (4)
- 【請求項１】 磁力発生源となる電磁石と、該電磁石に
パルス幅変調された制御電流を供給する電力増幅器と、
該電力増幅器に入力する信号を増幅する信号増幅器と、
前記電磁石の磁力により制御される制御対象の状態を検
出する状態検出器とを備えた磁気軸受制御装置におい
て、 前記信号増幅器と電力増幅器との間に、前記状態検出器
で使用する周波数帯域の信号成分を除去する除去器を備
えたことを特徴とする磁気軸受制御装置。 - 【請求項２】 前記電力増幅器は、パルス幅変調回路を
備え、該パルス幅変調回路は、三角波基準信号と入力信
号とを比較する比較器から構成され、前記除去器を前記
比較器の前段に接続したことを特徴とする請求項１記載
の磁気軸受制御装置。 - 【請求項３】 前記状態検出器は、インダクタンス型の
変位センサであることを特徴とする請求項１又は２に記
載の磁気軸受制御装置。 - 【請求項４】 前記除去器は、バンドエリミネートフィ
ルタであることを特徴とする請求項１又は２に記載の磁
気軸受制御装置。
Priority Applications (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04629698A JP3701115B2 (ja) | 1998-02-12 | 1998-02-12 | 磁気軸受制御装置 |
| TW088101430A TW438943B (en) | 1998-02-12 | 1999-01-30 | Magnetic bearing controlling device |
| KR1020007008833A KR100583686B1 (ko) | 1998-02-12 | 1999-02-12 | 자기 베어링 장치 |
| PCT/JP1999/000600 WO1999041510A2 (en) | 1998-02-12 | 1999-02-12 | Magnetic bearing controller |
| US09/600,116 US6346757B1 (en) | 1998-02-12 | 1999-02-12 | Magnetic bearing controller |
| DE69908100T DE69908100T2 (de) | 1998-02-12 | 1999-02-12 | Steuerungsvorrichtung eines magnetlagers |
| EP02027525A EP1308640A1 (en) | 1998-02-12 | 1999-02-12 | Magnetic bearing controller |
| EP99932518A EP1062435B1 (en) | 1998-02-12 | 1999-02-12 | Magnetic bearing controller |
| US10/034,123 US6657345B2 (en) | 1998-02-12 | 2002-01-03 | Magnetic bearing controller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04629698A JP3701115B2 (ja) | 1998-02-12 | 1998-02-12 | 磁気軸受制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11230168A true JPH11230168A (ja) | 1999-08-27 |
| JP3701115B2 JP3701115B2 (ja) | 2005-09-28 |
Family
ID=12743262
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04629698A Expired - Lifetime JP3701115B2 (ja) | 1998-02-12 | 1998-02-12 | 磁気軸受制御装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6346757B1 (ja) |
| EP (2) | EP1308640A1 (ja) |
| JP (1) | JP3701115B2 (ja) |
| KR (1) | KR100583686B1 (ja) |
| DE (1) | DE69908100T2 (ja) |
| TW (1) | TW438943B (ja) |
| WO (1) | WO1999041510A2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005502004A (ja) * | 2001-09-06 | 2005-01-20 | ソシエテ・ドゥ・メカニーク・マグネティーク | 同期擾乱の自動的補償のために使用される装置および方法 |
| JP2014137116A (ja) * | 2013-01-17 | 2014-07-28 | Shimadzu Corp | 磁気軸受装置および真空ポンプ |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3701115B2 (ja) * | 1998-02-12 | 2005-09-28 | 株式会社荏原製作所 | 磁気軸受制御装置 |
| JP2002089559A (ja) * | 2000-09-12 | 2002-03-27 | Ebara Corp | 磁気軸受装置 |
| DE10104419A1 (de) * | 2001-02-01 | 2002-08-08 | Schlafhorst & Co W | Vorrichtung zur Lageregelung eines berührungslos gelagerten schnelldrehenden Rotors |
| DE10123138B4 (de) * | 2001-04-30 | 2007-09-27 | Berlin Heart Ag | Verfahren zur Lageregelung eines permanentmagnetisch gelagerten rotierenden Bauteils |
| JP4476694B2 (ja) * | 2003-06-25 | 2010-06-09 | 株式会社荏原製作所 | 磁気軸受装置および磁気軸受装置を備えた流体機械 |
| JP2005140190A (ja) * | 2003-11-05 | 2005-06-02 | Koyo Seiko Co Ltd | 電力増幅装置および磁気軸受 |
| US7119520B2 (en) * | 2004-03-03 | 2006-10-10 | Honeywell International, Inc. | Energy storage flywheel test control system |
| EP1903228B1 (en) * | 2005-07-05 | 2015-11-04 | Ebara Corporation | Magnetic bearing device and magnetic bearing method |
| DE102005032184A1 (de) * | 2005-07-09 | 2007-01-18 | Saurer Gmbh & Co. Kg | Verfahren zum Betreiben eines elektromotorischen Antriebs |
| DE102006022349B4 (de) | 2006-05-12 | 2016-11-17 | Ematec Consulting Gmbh | Prüfeinrichtung zur tribologischen Untersuchung von Werkstoffen |
| JP5025505B2 (ja) * | 2008-01-24 | 2012-09-12 | 株式会社荏原製作所 | 磁気軸受装置 |
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