JP3197731B2 - 電源回路及び増幅回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は電源回路及び増幅回路に
関し、更に詳しく言えば、オーディオアンプの高効率化
のための電源回路及び増幅回路の改善を目的とする。

【０００２】

【従来の技術】以下で、従来例に係るオーディオアンプ
について図９〜図１４を参照しながら説明する。従来例
に係るオーディオアンプにおいては、その高効率化を図
ることが懸案であった。従来のオーディオアンプには、
図９に示すような回路が一般に用いられていた。この回
路は、最終段のトランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）がプッシュ
プル回路を構成し、それらのベースに前段からのオーデ
ィオ信号を入力し、これを正電源（＋Ｖｃｃ），負電源
（−Ｖｃｃ）からの電力で増幅してスピーカ（ＳＰ）を
駆動するようにしたものである。

【０００３】このような回路構成では、最終段のトラン
ジスタ（Ｑ１，Ｑ２）は常に最大出力を取り出せる大き
さの電源電圧（＋Ｖｃｃ，−Ｖｃｃ）で駆動されている
ため大レベルはもとより、小レベル入力時において、最
終段のトランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）における大きな電力
損失が生じてしまうという欠点があった。そこで、この
ような問題を解決する回路として、図１０に示すような
ＰＷＭ（Pulse Width Modulation: パルス幅変調）アン
プが提案されている。この回路は、プリアンプからのオ
ーディオ信号をＰＷＭ回路（１）に入力して、そのオー
ディオ信号波形の各時点の信号レベルに応じたデューテ
ィを有するＰＷＭ信号を作成し、これで出力段のＣＭＯ
Ｓインバータを構成するＭＯＳ型トランジスタ（Ｑ１
０，Ｑ２０）をスイッチング駆動して、正電源（＋Ｖｃ
ｃ），負電源（−Ｖｃｃ）からスピーカ（ＳＰ）に電力
を供給するようにしたものである。

【０００４】このような構成であれば、ＭＯＳ型トラン
ジスタ（Ｑ１０，Ｑ２０）がスイッチング駆動されるた
め、効率の著しい改善を図ることができる。また、同じ
目的で図１１に示すような回路も提案されている。この
回路は、プリアンプ（３）及び出力段のトランジスタ
（Ｑ１，Ｑ２）によって増幅されたオーディオ信号（以
下増幅信号と称する）の状態に応じてトランジスタ（Ｑ
１，Ｑ２）の電源電圧（＋Ｖｃ，−Ｖｃ）を変化させる
回路であって、オフセット電源（４）で増幅信号に一定
のオフセット電圧を上乗せし、コンパレータ（７）の反
転入力部に入力したのちにコンパレータ（７）の出力に
よってチョッパ電源（８）を駆動することにより、図１
２に示すように、増幅信号に一定の電圧が上乗せされた
オフセット電圧に追従するような電源電圧を供給するこ
とができる。

【０００５】従って、小レベル入力時には電源電圧（＋
Ｖｃ，−Ｖｃ）を低下させ、大レベル入力時には電源電
圧（＋Ｖｃ，−Ｖｃ）を上昇させることができるので、
小レベル入力時の最終段のトランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）
における電力損失を抑制することができ、効率の向上を
図ることができる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来例
に係る図１０の増幅回路によると、トランジスタ（Ｑ
１，Ｑ２）から出力されるＰＷＭ信号をオーディオ信号
に復調するために、スピーカ（ＳＰ）の手前にフィルタ
回路（２）が挿入される。このため、アンプの立ち上が
り速度（スルーレート）が遅く、オーディオ入力信号の
大振幅への急峻な立ち上がりには追従できず、また、Ｐ
ＷＭ信号のキャリア成分が完全に除去されずに、増幅回
路の出力からスピーカ（ＳＰ）に接続される信号線に乗
って周辺に輻射されてしまうので、周辺の機器などに電
波障害などの悪影響を及ぼすという問題が生じる。

【０００７】さらに、図１１に示すような回路による
と、増幅信号が急峻に立ち上がったようなときに、トラ
ンジスタ（Ｑ１，Ｑ２）への電力供給が追従できなくな
ってしまう。即ち図１３に示すように、増幅信号を半波
クリップしてオフセットを加えたオフセット電圧にチョ
ッパ電源の出力を追従させるが、増幅信号がグランドレ
ベルを横切る時、急激な電圧変化が必要となる。この電
圧変化は増幅信号が大振幅になる程、また周波数が高い
程、急激になる。しかしチョッパ電源の出力にはチョー
クコイルとコンデンサによるフィルター回路があり、こ
れがオフセット電圧への追従性の限界を決定しているた
め、上記電圧変化が急激である場合、追従しきれず、結
果として図１３中の歪みの時間帯（ＨＴ）でアンプの出
力がクリップしてしまう問題がある。

【０００８】また、アンプの出力段のプッシュプルを構
成するトランジスタで、信号が振れている極性と反射側
のトランジスタ、例えば図１１で増幅信号が負側に振れ
ているとき、Ｑ１は殆ど電流を負荷に供給しない。この
時オフセット電圧は図１３に示すように、極めて低い一
定電圧になる。しかしオーディオ信号が高周波な場合に
は、増幅信号がピークに成ったときにチョークコイルと
コンデンサに蓄えられたエネルギーの消費が間に合わ
ず、図１４に示すように、増幅信号が反対側に振れても
チョッパ電源の出力には残留電圧が残る。この残留電圧
は増幅信号の周波数に依存するため、結果的に上記のＨ
Ｔの信号に対する位相は周波数に応じて変化する。

【０００９】この様に従来の回路では増幅信号が急激に
変化するときに、チョッパ電源の電圧が追従しきれず、
増幅信号の周波数に応じた位相で増幅信号がクリップす
るという問題点があった。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は上記従来の欠点
に鑑み成されたもので、図１に示すように、信号（Ｚ
Ｓ）を出力する駆動対象（１５）に電源電圧（＋Ｖｃ）
を供給する電源回路であって、前記信号（ＺＳ）の勾配
を検出し、前記勾配の位相を前記信号（ＺＳ）の周波数
に応じて変化させて加工信号（ＫＳ）を生成し、オフセ
ット電圧生成部（１２）に出力する勾配検出部（１１）
と、前記加工信号（ＫＳ）と前記信号（ＺＳ）と一定電
圧とを加算処理してオフセット電圧（Ｖａ）を生成し、
電圧供給部（１８）に出力するオフセット電圧生成部
（１２）と、前記オフセット電圧（Ｖａ）に追従する電
源電圧（＋Ｖｃ）を前記駆動対象（１５）に供給する電
圧供給部（１８）を具備することを特徴とする電源回路
や、図２に示すように、入力信号（ＡＳ）を増幅し、増
幅信号（ＺＳ）として出力する信号増幅部（１５）と、
前記増幅信号（ＺＳ）の勾配を検出し、前記勾配の位相
を前記増幅信号（ＺＳ）の周波数に応じて変化させて加
工信号（ＫＳ）を生成し、オフセット電圧生成部（１
２）に出力する勾配検出部（１１）と、前記加工信号
（ＫＳ）と前記増幅信号（ＺＳ）と一定電圧とを加算処
理してオフセット電圧（Ｖａ）を生成し、電圧供給部
（１８）に出力するオフセット電圧生成部（１２）と、
前記オフセット電圧（Ｖａ）に追従する電源電圧（＋Ｖ
ｃ）を前記駆動対象（１５）に供給する電圧供給部（１
８）を有することを特徴とする増幅回路によって、周辺
の機器などに電波障害などの悪影響を及ぼすことなく、
また、急峻なオーディオ信号の立ち上がりにもトランジ
スタ（Ｑ１，Ｑ２）への電力供給が追従しつつ、信号
（ＺＳ）の状態に対応して高効率化がなされたオーディ
オアンプの提供を可能たらしめるものである。

【００１１】

【作 用】本発明に係る第１の電源回路によれば、図１
に示すように、勾配検出部（１１）と、オフセット電圧
生成部（１２）と、電圧供給部（１８）とを具備してい
る。すなわち、勾配検出部（１１）によって駆動対象
（１５）から出力される信号（ＺＳ）の勾配が検出さ
れ、信号（ＺＳ）の周波数に応じて検出された勾配の位
相が変化されて加工信号（ＫＳ）が生成され、オフセッ
ト電圧生成部（１２）によって、加工信号（ＫＳ）と信
号（ＺＳ）と一定電圧が加算処理されてオフセット電圧
（Ｖａ）が生成され、電圧供給部（１８）によって、オ
フセット電圧（Ｖａ）に追従するような電源電圧（＋Ｖ
ｃ）が駆動対象（１５）に供給される。

【００１２】このため、検出された信号（ＺＳ）の勾配
の位相を信号（ＺＳ）の周波数に応じて変化させること
によってオフセット電圧（Ｖａ）を生成し、このような
オフセット電圧（Ｖａ）に追従するような電源電圧（＋
Ｖｃ）を駆動対象（１５）に供給することができるの
で、従来電源供給の追従が困難であった信号（ＺＳ）の
変化が急峻な場合でも、余裕をもって信号（ＺＳ）に追
従する電源電圧（＋Ｖｃ）を駆動対象（１５）に供給す
ることができ、信号（ＺＳ）の状態に対応した、効率の
良い電源電圧の供給が可能になる。

【００１３】また、本発明に係る第２の電源回路によれ
ば、本発明の第１の電源回路において、電圧供給部（１
８）が、駆動制御部（１３）と電圧生成部（１４）と帰
還回路（ＦＢ）とからなり、駆動制御部（１３）がオフ
セット電圧（Ｖａ）と電源電圧（＋Ｖｃ）とを比較処理
して電圧生成部（１４）を駆動制御するコンパレータ
（１３Ａ，１３Ｂ）を有し、電圧生成部（１４）が駆動
対象（１５）に電源電圧（＋Ｖｃ）を供給するチョッパ
電源回路を有している。

【００１４】このため、例えば電圧生成部（１４）の出
力である電源電圧（＋Ｖｃ）がオフセット電圧（Ｖａ）
よりも小さい場合は電源電圧（＋Ｖｃ）が上昇し、逆に
電源電圧（＋Ｖｃ）がオフセット電圧（Ｖａ）よりも大
きい場合には電源電圧（＋Ｖｃ）が下降するというよう
に電源電圧の供給を、常にオフセット電圧（Ｖａ）に追
従するように制御することができる。

【００１５】これにより、検出された勾配の位相を信号
（ＺＳ）の周波数に応じて変化させることによって生成
されるオフセット電圧（Ｖａ）に追従するような電源電
圧（＋Ｖｃ）を駆動対象（１５）に供給することができ
るので、従来電源供給の追従が困難であった信号（Ｚ
Ｓ）の変化が急峻な場合でも、余裕をもって信号（Ｚ
Ｓ）に追従する電源電圧（＋Ｖｃ）を駆動対象（１５）
に供給することができ、信号（ＺＳ）の状態に対応し
た、効率の良い電源電圧の供給が可能になる。

【００１６】さらに、本発明に係る第３の電源回路によ
れば、本発明に係る第２の電源回路において、勾配検出
部（１１）がＣなる容量を有するコンデンサ（Ｃ）とＲ
なる抵抗値を有する抵抗（Ｒ）とが直列接続され、該接
続部が出力となり、コンデンサ（Ｃ）の他方の端子が入
力になることで構成される回路を有し、かつ ｆ＝１／（２πＲＣ） なる値ｆが信号（ＺＳ）の最大周波数の０．５倍以上２
倍以下の範囲になる条件を満たすような容量Ｃと抵抗値
Ｒを選択している。

【００１７】このため、信号（ＺＳ）が低周波の場合に
は加工信号（ＫＳ）が信号（ＺＳ）の理想的な微分とな
り、例えば信号（ＺＳ）が１ｋＨｚのときには勾配検出
された信号の位相が９０°程度信号（ＺＳ）からずれて
極めてレベルの小さい加工信号（ＫＳ）が生成される。
また、信号（ＺＳ）が高周波のとき、例えば信号（Ｚ
Ｓ）が２０ｋＨｚ程度のときには、信号（ＺＳ）の勾配
を検出した信号の位相が４５°程度信号（ＺＳ）からず
れて比較的レベルの大きい加工信号（ＫＳ）が生成され
る。

【００１８】これにより、信号（ＺＳ）が低周波のとき
には、オフセット電圧に追従する電源電圧が信号（Ｚ
Ｓ）に接触してしまう危険性の高い、信号（ＺＳ）のグ
ランド近辺で加工信号（ＫＳ）の最大値をとるようにす
ることができる。しかし低周波の時は、電圧変化は比較
的ゆるやかであるため、電源電圧と信号の接触の危険性
は小さく、従って加工信号の最大値は小さくて良い。

【００１９】また、信号（ＺＳ）が高周波のときには、
オフセット電圧に追従する電源電圧が信号（ＺＳ）に接
触してしまう危険性の高い、信号（ＺＳ）の中幅近辺で
加工信号（ＫＳ）の最大値をとるようにすることができ
る。オフセット電圧（Ｖａ）は、上記のような加工信号
（ＫＳ）に基づいて生成されるので、信号（ＺＳ）の周
波数の高低に係わらず、信号（ＺＳ）が電源電圧に接触
して駆動対象への電源供給が追随出来なくなることを抑
止できるオフセット電圧（Ｖａ）を生成できる。

【００２０】従って、検出された勾配の位相を信号（Ｚ
Ｓ）の周波数に応じて変化させることによって生成され
るオフセット電圧（Ｖａ）に追従するような電源電圧
（＋Ｖｃ）を駆動対象（１５）に供給することができる
ので、従来電源供給の追従が困難であった信号（ＺＳ）
の変化が急峻な場合でも、余裕をもって信号（ＺＳ）に
追従する電源電圧（＋Ｖｃ）を駆動対象（１５）に供給
することができ、信号（ＺＳ）の状態に柔軟に対応し
た、効率の良い電源電圧の供給が可能になる。

【００２１】また、本発明に係る第１の増幅回路によれ
ば、図２に示すように信号増幅部（１５）と、勾配検出
部（１１）と、オフセット電圧生成部（１２）と、駆動
制御部（１３）と、電圧供給部（１８）とを具備してい
る。すなわち、勾配検出部（１１）によって信号増幅部
（１５）から出力される増幅信号（ＺＳ）の勾配が検出
され、増幅信号（ＺＳ）の周波数に応じて検出された勾
配の位相が変化されて加工信号（ＫＳ）が生成され、オ
フセット電圧生成部（１２）によって、加工信号（Ｋ
Ｓ）と増幅信号（ＺＳ）と一定電圧が加算処理されてオ
フセット電圧（Ｖａ）が生成され、電圧供給部（１８）
によって、オフセット電圧（Ｖａ）に追従するような電
源電圧（＋Ｖｃ）が信号増幅部（１５）に供給される。

【００２２】このため、検出された増幅信号（ＺＳ）の
勾配の位相を増幅信号（ＺＳ）の周波数に応じて変化さ
せることによってオフセット電圧（Ｖａ）を生成し、こ
のようなオフセット電圧（Ｖａ）に追従するような電源
電圧（＋Ｖｃ）を信号増幅部（１５）に供給することが
できるので、従来電源供給の追従が困難であった増幅信
号（ＺＳ）の変化が急峻な場合でも、余裕をもって増幅
信号（ＺＳ）に追従する電源電圧（＋Ｖｃ）を信号増幅
部（１５）に供給することができ、増幅信号（ＺＳ）の
状態に対応した、効率の良い電源電圧の供給が可能にな
る。

【００２３】さらに、本発明に係る第２の増幅回路によ
れば、本発明の第１の増幅回路において、電圧供給部
（１８）が、駆動制御部（１３）と電圧生成部（１４）
と帰還回路（ＦＢ）とからなり、駆動制御部（１３）が
オフセット電圧（Ｖａ）と電源電圧（＋Ｖｃ）とを比較
処理する第１のコンパレータ（１３Ａ）及び該第１のコ
ンパレータ（１３Ａ）の比較処理結果に基づいて電圧生
成部（１４）を駆動制御する第２のコンパレータ（１３
Ｂ）を有し、電圧生成部（１４）が信号増幅部（１５）
に電源電圧（＋Ｖｃ）を供給するチョッパ増幅回路を有
している。

【００２４】このため、例えば電圧生成部（１４）の出
力である電源電圧（＋Ｖｃ）がオフセット電圧（Ｖａ）
よりも小さい場合は電源電圧（＋Ｖｃ）が上昇し、逆に
電源電圧（＋Ｖｃ）がオフセット電圧（Ｖａ）よりも大
きい場合には電源電圧（＋Ｖｃ）が下降するというよう
に電源電圧の供給を、常にオフセット電圧（Ｖａ）に追
従するように制御することができる。

【００２５】これにより、検出された勾配の位相を増幅
信号（ＺＳ）の周波数に応じて変化させることによって
生成されるオフセット電圧（Ｖａ）に追従するような電
源電圧（＋Ｖｃ）を信号増幅部（１５）に供給すること
ができるので、従来電源供給の追従が困難であった増幅
信号（ＺＳ）の変化が急峻な場合でも、余裕をもって増
幅信号（ＺＳ）に追従する電源電圧（＋Ｖｃ）を信号増
幅部（１５）に供給することができ、増幅信号（ＺＳ）
の状態に対応した、効率の良い電源電圧の供給が可能に
なる。

【００２６】また、本発明に係る第３の増幅回路によれ
ば、本発明に係る第２の増幅回路において、勾配検出部
（１１）がＣなる容量を有するコンデンサ（Ｃ）とＲな
る抵抗値を有する抵抗（Ｒ）とが直列接続され、該接続
部が出力となり、コンデンサ（Ｃ）の他方の端子が入力
になることで構成される回路を有し、かつ ｆ＝１／（２πＲＣ） なる値ｆが信号（ＺＳ）の最大周波数の０．５倍以上２
倍以下の範囲になる条件を満たすような容量Ｃと抵抗値
Ｒを選択している。

【００２７】このため、増幅信号（ＺＳ）が低周波の場
合には加工信号（ＫＳ）が増幅信号（ＺＳ）の理想的な
微分となり、例えば増幅信号（ＺＳ）が１ｋＨｚのとき
には勾配検出された信号の位相が９０°程度増幅信号
（ＺＳ）からずれた極めてレベルの小さい加工信号（Ｋ
Ｓ）が生成される。また、増幅信号（ＺＳ）が高周波の
とき、例えば増幅信号（ＺＳ）が２０ｋＨｚ程度のとき
には、増幅信号（ＺＳ）の勾配を検出した信号の位相が
４５°程度増幅信号（ＺＳ）からずれた比較的レベルの
大きい加工信号（ＫＳ）が生成される。

【００２８】これにより、増幅信号（ＺＳ）が低周波の
ときには、オフセット電圧に追従する電源電圧が増幅信
号（ＺＳ）に接触してしまう危険性の高い、増幅信号
（ＺＳ）のグランド近辺で加工信号（ＫＳ）の最大値を
とるようにすることができる。しかし低周波のときは、
電圧変化は比較的ゆるやかであるため、電源電圧と信号
の接触の危険性は小さく、従って加工信号の最大値は小
さくて良い。

【００２９】また、増幅信号（ＺＳ）が高周波のときに
は、オフセット電圧に追従する電源電圧が増幅信号（Ｚ
Ｓ）に接触してしまう危険性の高い、増幅信号（ＺＳ）
の中幅近辺で加工信号（ＫＳ）の最大値をとるようにす
ることができる。オフセット電圧（Ｖａ）は、上記のよ
うな加工信号（ＫＳ）に基づいて生成されるので、増幅
信号（ＺＳ）の周波数の高低に係わらず、増幅信号（Ｚ
Ｓ）が電源電圧に接触して信号増幅部への電源供給が追
随出来なくなることを抑止できるオフセット電圧（Ｖ
ａ）を生成できる。

【００３０】従って、検出された勾配の位相を増幅信号
（ＺＳ）の周波数に応じて変化させることによって生成
されるオフセット電圧（Ｖａ）に追従するような電源電
圧（＋Ｖｃ）を信号増幅部（１５）に供給することがで
きるので、従来電源供給の追従が困難であった増幅信号
（ＺＳ）の変化が急峻な場合でも、余裕をもって増幅信
号（ＺＳ）に追従する電源電圧（＋Ｖｃ）を信号増幅部
（１５）に供給することができ、増幅信号（ＺＳ）の状
態に柔軟に対応した、効率の良い電源電圧の供給が可能
になる。

【００３１】

【実施例】以下で本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。以下に本発明の実施例に係る電源回路
及び増幅回路について図３〜図８を参照しながら説明す
る。なお、本発明の実施例に係る電源回路は、本実施例
に係る増幅回路の一部であって、＋側の電源回路（１
７）及び−側の電源回路（１６）とからなる。

【００３２】本発明の実施例に係る増幅回路は、高効率
を図ったオーディオアンプであって、図３に示すように
＋側の電源回路（１７）、−側の電源回路（１６）、プ
リアンプ（１５Ａ）及びパワーアンプ（１５Ｂ）からな
る。なお、本実施例においては、＋側の電源回路（１
７）のみについて説明する。−側の電源回路（１６）
は、＋側と同様に構成されて、負電源（−Ｖｃｃ）によ
って駆動され、その動作は＋側と対称になっている。

【００３３】＋側の電源回路（１７）は、図３に示すよ
うに、定電圧発生回路（１０），勾配検出部（１１），
オフセット電圧生成部（１２），第１のコンパレータ
（１３Ａ），第２のコンパレータ（１３Ｂ）及びチョッ
パ電源回路（１４）からなり、信号増幅部の一例を構成
するパワーアンプ（１５Ｂ）の最終段のトランジスタ
（ＴＲ１１）のコレクタに係る電源電圧（＋Ｖｃ）を供
給するものである。

【００３４】定電圧発生回路（１０）は、当該増幅回路
に必要な定電圧を発生する回路であって、例えば、第２
のコンパレータ（１３Ｂ）の非反転入力部すなわちトラ
ンジスタ（ＴＲ１４２）のベースに一定電圧を供給して
いる。勾配検出部（１１）は、コンデンサ（Ｃ），抵抗
（Ｒ）からなる微分回路（１１Ａ）と、トランジスタ
（ＴＲ１１０），抵抗（Ｒ１１１，Ｒ１１２）からなる
回路である。

【００３５】その機能は、パワーアンプ（１５Ｂ）から
出力された増幅信号（ＺＳ）の勾配を微分回路（１１
Ａ）で検出し、増幅信号（ＺＳ）の周波数に応じて増幅
信号（ＺＳ）の勾配の位相を変化させて加工信号（Ｋ
Ｓ）を生成するものであって、更に詳しくいえば、微分
回路（１１Ａ）の出力に応じてトランジスタ（ＴＲ１１
０）のベース電位が変動することでそのコレクタ電流が
変化し、その変化に応じてトランジスタ（ＴＲ１１０）
のコレクタに接続されたトランジスタ（ＴＲ１２１）の
ベース電位を変化させている。

【００３６】具体的には、微分回路（１１Ａ）を構成す
る抵抗（Ｒ）の抵抗値であるＲと、コンデンサ（Ｃ）の
容量であるＣは、 ｆ＝１／（２πＲＣ） なる値がオーディオ信号である増幅信号（ＺＳ）の最大
周波数〔２０ｋＨｚ〕の０．５倍以上２倍以下の範囲、
すなわち１０ｋＨｚ〜４０ｋＨｚの範囲になる条件を満
たすように設定されており、本実施例では ｆ＝２０ｋＨｚ なる値になるように、Ｒ，Ｃを設定している。その理由
について、以下で図５，図６を参照しながら簡単に説明
する。

【００３７】図５に、図６に示すような一般的な微分回
路の入力信号の角周波数（ω）を変化させたときの出力
信号の位相と振幅の軌跡を示す。なお、図５において横
軸は実軸であり、縦軸は虚軸である。図６で、入力信号
（ｖi ）の角周波数（ω）が、ω0 ＝（１／ＲＣ）なる
値をとるω0 に比して十分小さいとき、換言すれば ｆ＝１／（２πＲＣ） なる値ｆが入力信号（ｖi ）の最大周波数ｆmax に比し
て十分大きくなるような条件、具体的には５倍〜７倍程
度になる条件を満たすように微分回路のＲ，Ｃを設定し
たとき、出力信号（ｖo ）の振幅すなわち図５における
原点からの距離は角周波数（ω）に比例し、位相のずれ
すなわち実軸からの角度は約９０°となり、理想的な微
分に近くなる。この場合に、出力信号（ｖo ）の、入力
信号（ｖi）に対する位相は殆ど周波数特性を持たな
い。従って出力信号（ｖo ）の波形は入力信号（ｖi ）
の周波数の高低によらず、常に入力信号（ｖi ）と９０
°ずれていることになる。

【００３８】また、入力信号の角周波数（ω）が、ω0
〔ω0 ＝（１／ＲＣ）〕に近いとき、換言すれば ｆ＝１／（２πＲＣ） なる値ｆが入力信号（ｖi ）の最大周波数ｆmax に十分
近づくような条件、具体的には０．５倍〜２倍程度にな
る条件を満たすように微分回路のＲ，Ｃを設定したと
き、出力信号（ｖo ）の振幅と、周波数との比例関係は
くずれ、位相は＋９０°よりも少なくなり、かつ周波数
依存性がでてくる。図５に示すように、丁度入力信号
（ｖi ）の角周波数（ω）がω0 に一致すると、位相の
ずれは４５°になる。

【００３９】本実施例の勾配検出部（１１）の微分回路
（１１Ａ）では、上述のとおり、 ｆ＝１／（２πＲＣ） なる値がオーディオ信号の最大周波数２０ｋＨｚに一致
するような条件をとっているので、例えば入力信号であ
る増幅信号（ＺＳ）の周波数が１ｋＨｚのときには出力
信号である加工信号（ＫＳ）と増幅信号（ＺＳ）との位
相のずれが＋９０°となり、１０ｋＨｚのときには位相
のずれが＋６０°となる。また、２０ｋＨｚのときには
位相のずれが＋４５°となる。

【００４０】従って、加工信号（ＫＳ）と増幅信号（Ｚ
Ｓ）との位相のずれ及び振幅が、増幅信号（ＺＳ）の周
波数に応じて変化するので、増幅信号（ＺＳ）の状態に
応じて柔軟に対応する加工信号（ＫＳ）を生成し、のち
にオフセット電圧（Ｖａ）を生成して、それに追従する
ように電源電圧（＋Ｖｃ）を生成することで、増幅信号
（ＺＳ）の状態に応じて柔軟に対応することができる。
その詳細については、のちに図７，図８を参照しながら
説明する。

【００４１】オフセット電圧生成部（１２）は、トラン
ジスタ（ＴＲ１２１，ＴＲ１２２），抵抗（Ｒ１２１〜
Ｒ１２４）からなる回路である。その機能は、パワーア
ンプ（１５Ｂ）の出力である増幅信号（ＺＳ）に一定電
圧を上乗せし、かつ上乗せされた増幅信号（ＺＳ）と、
加工信号（ＫＳ）とを加算して第１のコンパレータ（１
３Ａ）の非反転入力部に出力している。

【００４２】詳述すれば、抵抗（Ｒ１２３，Ｒ１２４）
がトランジスタ（ＴＲ１２２）のベースに接続され、か
つ抵抗（Ｒ１２３）がコレクタに接続されてなるトラン
ジスタ回路によって、増幅信号（ＺＳ）に一定電圧を上
乗せし、トランジスタ（ＴＲ１１０）のコレクタ電流の
変動に伴うトランジスタ（ＴＲ１２１）のベース電位の
変動分と、一定電圧が上乗せされた増幅信号（ＺＳ）と
が加算された図３のＡ点の電位〔以下これをオフセット
電圧（Ｖａ）と称する〕を第１のコンパレータ（１３
Ａ）の非反転入力部であるトランジスタ（ＴＲ１３２）
のベースに出力している。

【００４３】第１のコンパレータ（１３Ａ）及び第２の
コンパレータ（１３Ｂ）は、駆動制御部（１３）の一実
施例を構成するものである。第１のコンパレータ（１３
Ａ）は、トランジスタ（ＴＲ１３１〜ＴＲ１３３），抵
抗（Ｒ１３１〜Ｒ１３３）及びコンデンサ（Ｃ１３０）
からなる回路である。

【００４４】その機能は、チョッパ電源回路（１４）の
出力である電源電圧（＋Ｖｃ）とオフセット電圧生成部
（１２）からのオフセット電圧（Ｖａ）とを比較し、第
２のコンパレータ（１３Ｂ）の動作制御をしている。更
に詳しく言えば、電源電圧（＋Ｖｃ）よりもオフセット
電圧（Ｖａ）の方が低い場合にはトランジスタ（ＴＲ１
３１），抵抗（Ｒ１３１，Ｒ１３２）及びコンデンサ
（Ｃ１３０）からなる定電流生成回路からの定電流がト
ランジスタ（ＴＲ１３２）に流れ、逆に電源電圧（＋Ｖ
ｃ）よりもオフセット電圧（Ｖａ）の方が高い場合に
は、定電流の殆どがトランジスタ（ＴＲ１３３）に流
れ、トランジスタ（ＴＲ１３３）のコレクタ電流でトラ
ンジスタ（ＴＲ１４１）のベース電圧を制御することで
第２のコンパレータ（１３Ｂ）の駆動制御をしている。

【００４５】第２のコンパレータ（１３Ｂ）は、トラン
ジスタ（ＴＲ１４１，ＴＲ１４２），抵抗（Ｒ１４１，
Ｒ１４２）からなる回路である。その機能は、第１のコ
ンパレータ（１３Ａ）の出力信号と、定電圧発生回路
（１０）の生成する定電圧とを比較し、その状態に応じ
てチョッパ電源（１４）の動作制御をしており、具体的
には、第１のコンパレータ（１３Ａ）の出力信号に相当
するトランジスタ（ＴＲ１３３）のコレクタ電圧がトラ
ンジスタ（ＴＲ１４１）のベースに入力されるとトラン
ジスタ（ＴＲ１４１）が動作し、そのコレクタ電流によ
ってチョッパ電源（１４）のドライブとなるトランジス
タ（ＴＲ１５１，ＴＲ１５２）の動作状態を制御してい
る。

【００４６】チョッパ電源（１４）は、電圧生成部の一
例であって、トランジスタ（ＴＲ１５１，ＴＲ１５
２），ＭＯＳ型トランジスタ（ＴＲ１５３），抵抗（Ｒ
１５１），コンデンサ（Ｃ１５１），ダイオード（Ｄ１
５０）及びコイル（Ｌ１５１）からなる回路であって、
コンデンサ（Ｃ１５１）及びコイル（Ｌ１５１）はＬＰ
Ｆ〔Low Pass Filter ：低域通過フィルタ〕（１４Ａ）
を構成している。

【００４７】その機能は、第２のコンパレータ（１３
Ｂ）の駆動制御に基づいて、パワーアンプ（１５Ｂ）の
最終段のトランジスタ（ＴＲ１１）のコレクタに電源電
圧（＋Ｖｃ）を供給している。以下で当該回路の動作に
ついて説明する。定電圧発生回路（１０），勾配検出部
（１１），オフセット電圧生成部（１２），第１のコン
パレータ（１３Ａ），第２のコンパレータ（１３Ｂ）及
びチョッパ電源回路（１４）には既に当該回路を駆動す
るための正電源（＋Ｖｃｃ）が印加されているものとす
る。

【００４８】まずプリアンプ（１５Ａ）にオーディオ信
号（ＡＳ）が入力され、パワーアンプ（１５Ｂ）によっ
て増幅されて最終段のトランジスタ（ＴＲ１１，ＴＲ１
２）によって増幅信号（ＺＳ）としてスピーカ（ＳＰ）
に出力される。この増幅信号（ＺＳ）は勾配検出部（１
１）の微分回路（１１Ａ）にも入力され、同時にオフセ
ット電圧生成部（１２）のトランジスタ（ＴＲ１２２）
のベースに抵抗（Ｒ１２４）を介して入力される。

【００４９】勾配検出部（１１）のトランジスタ（ＴＲ
１１０）のベースには、増幅信号（ＺＳ）がないときに
は定電圧発生回路（１０）によって生成された定電圧が
印加されているが、そのエミッタ電位が０になっている
ため、コレクタ電流は流れない。増幅信号（ＺＳ）が入
力されると、その信号波形が微分回路（１１Ａ）によっ
て増幅信号（ＺＳ）の周波数に応じた位相に微分されて
加工信号（ＫＳ）が生成され、その加工信号（ＫＳ）に
応じてトランジスタ（ＴＲ１１０）のベース電位が変動
してそのコレクタ電流が変化する。

【００５０】このとき、トランジスタ（ＴＲ１１０）の
ベース電位が、その動作基準値となるダイオード（Ｄ１
０２）のアノード電位よりも低い部分においてはトラン
ジスタ（ＴＲ１１０）は遮断動作をするために、そのコ
レクタ電流の波形は、微分回路（１１Ａ）の出力である
加工信号（ＫＳ）をクリップした波形となる。例えば増
幅信号（ＺＳ）の立ち上がり勾配が急峻なときには、微
分回路（１１Ａ）の出力が正側に大きく振れるため、ト
ランジスタ（ＴＲ１１０）のコレクタ電流もそれに応じ
て大きな値を示す。

【００５１】一方、増幅信号（ＺＳ）が立ち下がり勾配
のときには、微分回路（１１Ａ）の出力は負側に振れる
が、トランジスタ（ＴＲ１１０）のクリップ作用によ
り、このときコレクタ電流は流れない。トランジスタ
（ＴＲ１１０）のコレクタ電流が流れると、それまで定
電圧発生回路（１０）によってそのベース電位が一定に
保たれることにより一定の直流電流をコレクタに流して
いたトランジスタ（ＴＲ１２１）のベース電位がトラン
ジスタ（ＴＲ１１０）のコレクタ電流の変動に応じて低
下し、その低下分だけトランジスタ（ＴＲ１２１）のコ
レクタ電流が増大し、その結果そのコレクタ電位である
点Ａの電位が上昇する。

【００５２】一方、増幅信号（ＺＳ）は同時にオフセッ
ト電圧生成部（１２）のトランジスタ（ＴＲ１２２）の
ベースに抵抗（Ｒ１２４）を介して入力されている。ト
ランジスタ（ＴＲ１２２）は、増幅信号（ＺＳ）に応じ
てエミッタホロワ動作をするが、増幅信号（ＺＳ）が負
側に振れる部分はコレクタが飽和するので、ベース及び
エミッタには、増幅信号（ＺＳ）の負側がクリップされ
た波形が現れる。

【００５３】トランジスタ（ＴＲ１２２）のエミッタに
は、抵抗（Ｒ１２２）を介して、トランジスタ（ＴＲ１
２１）で作られる電流が流れ込む。トランジスタ（ＴＲ
１２２）のエミッタ電位はこの電流に依存しないが、抵
抗（Ｒ１２２）は、電流に応じて電位差を生ずるので、
点Ａの電位はトランジスタ（ＴＲ１２２）のエミッタ電
位に、抵抗（Ｒ１２２）によって生じる電位差が加算さ
れた値となる。

【００５４】トランジスタ（ＴＲ１２１）のコレクタ電
流は、本来は定電圧発生回路（１０）で生成される直流
電圧から、直流電流が作られるため、点Ａの電位の波形
はトランジスタ（ＴＲ１２２）のエミッタに現れるクリ
ップ波形が一定電圧にシフトされた波形となる。しか
し、増幅信号（ＺＳ）に急峻な立ち上がり勾配がある
と、上記の勾配検出部（１１）の動作により、トランジ
スタ（ＴＲ１２１）のコレクタ電圧が増大するので、結
果的に点Ａの電位すなわちオフセット電圧（Ｖａ）は、 １）増幅信号（ＺＳ）のクリップ波形 ２）一定の直流電圧 ３）微分回路（１１Ａ）から出力される加工信号（Ｋ
Ｓ）のクリップ波形 が各々加算された波形になる。こうして生成されたオフ
セット電圧（Ｖａ）が第１のコンパレータ（１３Ａ）の
非反転入力部であるトランジスタ（ＴＲ１３２）のベー
スに印加される。

【００５５】また、第１のコンパレータ（１３Ａ）の反
転入力部であるトランジスタ（ＴＲ１３３）のベースに
は、チョッパ電源（１４）の出力電位すなわち電源電圧
（＋Ｖｃ）が入力される。よって、第１のコンパレータ
（１３Ａ）によってオフセット電圧（Ｖａ）と、チョッ
パ電源（１４）の出力である電源電圧（＋Ｖｃ）との比
較処理がなされるわけであるが、それ以降の動作につい
ては、 (i) オフセット電圧（Ｖａ）が電源電圧（＋Ｖｃ）より
も大きい場合 (ii)オフセット電圧（Ｖａ）が電源電圧（＋Ｖｃ）より
も小さい場合 の２つの場合について動作が異なるので、各々の場合に
ついて以下で説明する。

【００５６】(i) オフセット電圧（Ｖａ）が電源電圧
（＋Ｖｃ）よりも大きい場合 この場合には、トランジスタ（ＴＲ１３２）のベース電
位がトランジスタ（ＴＲ１３３）のベース電位よりも高
いので、トランジスタ（ＴＲ１３２）はＯＦＦされ、ト
ランジスタ（ＴＲ１３３）がＯＮされる。すると、トラ
ンジスタ（ＴＲ１３３）のコレクタ電流によってトラン
ジスタ（ＴＲ１４１）のベース電位が上昇してトランジ
スタ（ＴＲ１４１）がＯＮされ、トランジスタ（ＴＲ１
４２）はＯＦＦされる。

【００５７】トランジスタ（ＴＲ１４１）がＯＮされて
コレクタ電流が流れることにとってチョッパ電源（１
４）のドライバを構成するトランジスタ（ＴＲ１５１，
ＴＲ１５２）のベース電位が低下し、ＭＯＳ型トランジ
スタ（ＴＲ１５３）のゲートにはローレベルの電圧が出
力される。ＭＯＳ型トランジスタ（ＴＲ１５３）はｐチ
ャネルなので、ローレベルによってＯＮされ、ＬＰＦ
（１４Ａ）の出力である電源電圧（＋Ｖｃ）はオフセッ
ト電圧（Ｖａ）に追従するように上昇し始め、やがて
は、オフセット電圧（Ｖａ）を上回るまでに至る。

【００５８】(ii)オフセット電圧（Ｖａ）がチョッパ電
源（１４）の出力である電源電圧（＋Ｖｃ）よりも小さ
い場合 この場合には、トランジスタ（ＴＲ１３２）のベース電
位がトランジスタ（ＴＲ１３３）のベース電位よりも低
いので、トランジスタ（ＴＲ１３２）はＯＮされ、トラ
ンジスタ（ＴＲ１３３）がＯＦＦされる。

【００５９】すると、トランジスタ（ＴＲ１３３）のコ
レクタ電流が流れなくなるため、トランジスタ（ＴＲ１
４１）のベース電位が低下してトランジスタ（ＴＲ１４
１）がＯＦＦされ、トランジスタ（ＴＲ１４２）はＯＮ
される。トランジスタ（ＴＲ１４１）がＯＦＦされてそ
のコレクタ電流が遮断されることにとってチョッパ電源
（１４）のドライバを構成するトランジスタ（ＴＲ１５
１，ＴＲ１５２）のベース電位が上昇し、ＭＯＳ型トラ
ンジスタ（ＴＲ１５３）のゲートにはハイレベルの電圧
が出力される。

【００６０】ハイレベルの電圧がＭＯＳ型トランジスタ
（ＴＲ１５３）のゲートに出力されることによってＭＯ
Ｓ型トランジスタ（ＴＲ１５３）がＯＦＦされ、その結
果ＬＰＦ（１４Ａ）の出力である電源電圧（＋Ｖｃ）は
下降を始める。この場合、時間の経過とともに電源電圧
（＋Ｖｃ）は接地電位へと低下していくが、常に第１の
コンパレータ（１３Ａ）によって電源電圧（＋Ｖｃ）と
オフセット電圧（Ｖａ）との比較がなされており、電源
電圧（＋Ｖｃ）がオフセット電圧（Ｖａ）を下回ると、
上記の(i) の状態になるので、再びＭＯＳ型トランジス
タ（ＴＲ１５３）がＯＮし、電源電圧（＋Ｖｃ）は上昇
を始める。

【００６１】すなわち、当該回路は、上記の(i) ，(ii)
の動作を常時繰り返すことにより、常に電源電圧（＋Ｖ
ｃ）がオフセット電圧（Ｖａ）に追従するように動作し
ている。なお、上記の図３の回路は図４に示すように概
念的に把握することができる。すなわち、本実施例に係
る増幅回路によれば、パワーアンプ（１５Ｂ）の出力で
ある増幅信号（ＺＳ）が勾配検出部（１１）によって微
分されて出力され、オフセット電圧生成部によって増幅
信号（ＺＳ）に一定電圧が上乗せされ、加算回路によっ
て増幅信号（ＺＳ）の微分と一定電圧が上乗せされた増
幅信号（ＺＳ）との和であるオフセット電圧（Ｖａ）が
生成され、第１のコンパレータ（１３Ａ）によってチョ
ッパ電源（１４）の出力である電源電圧（＋Ｖｃ）とオ
フセット電圧（Ｖａ）とが比較処理され、その比較処理
結果に基づいて、第２のコンパレータ（１３Ａ）及びチ
ョッパ電源（１４）が、電源電圧（＋Ｖｃ）がオフセッ
ト電圧（Ｖａ）に追従するように動作するものである。

【００６２】以上説明したように、当該回路は常に増幅
信号（ＺＳ）に一定電圧が上乗せされた電圧と、加工信
号（ＫＳ）の微分の和であるオフセット電圧（Ｖａ）
に、パワーアンプ（１５Ｂ）の最終段のトランジスタ
（ＴＲ１１）のコレクタに印加される電源電圧（＋Ｖ
ｃ）が追従するように動作している。すなわち、増幅信
号（ＺＳ）が例えば１ｋＨｚ程度の低周波のときには、
図７に示すように勾配検出部（１１）によって生成され
る加工信号（ＫＳ）と、もとの増幅信号（ＺＳ）との位
相のずれ量（δ）が９０°となり、理想的な微分波形に
なる。

【００６３】従って、この場合には、増幅信号（ＺＳ）
の変化が急峻なとき、すなわち勾配が最大なときに加工
信号（ＫＳ）が最大になり、この加工信号（ＫＳ）と、
一定電圧が上乗された増幅信号（ＺＳ）とがオフセット
電圧生成部（１２）によって加算処理されることでオフ
セット電圧（Ｖａ）が生成される。よって、図７の最下
段のグラフに示すように、このように生成されたオフセ
ット電圧（Ｖａ）に追従するように電源電圧（＋Ｖｃ）
が生成されるので、電源電圧（＋Ｖｃ）の波形と増幅信
号（ＺＳ）の波形とが増幅信号（ＺＳ）の勾配の最大値
付近で接触してアンプの出力がクリップし、増幅信号
（ＺＳ）が歪んでしまうことを抑止することが可能にな
る。

【００６４】また、増幅信号（ＺＳ）が例えば２０ｋＨ
ｚ程度の高周波のときには、図８に示すように勾配検出
部（１１）によって生成される加工信号（ＫＳ）と、も
との増幅信号（ＺＳ）との位相のずれ量（δ）が４５°
となり、理想的な微分波形から外れる。従って、この場
合には、増幅信号（ＺＳ）が最大値をとる付近の範囲で
加工信号（ＫＳ）が最大になり、この加工信号（ＫＳ）
と、一定電圧が上乗された増幅信号（ＺＳ）とがオフセ
ット電圧生成部（１２）によって加算処理されることで
オフセット電圧（Ｖａ）が生成される。

【００６５】よって、図８の最下段のグラフに示すよう
に、オフセット電圧（Ｖａ）と、チョッパ電源（１４）
のコンデンサ（Ｃ１５１）に常時電荷が保持されている
ことによって生じる直流成分である残留電圧とが加算さ
れた電圧に追従するように電源電圧（＋Ｖｃ）が生成さ
れるので、電源電圧（＋Ｖｃ）の波形と増幅信号（Ｚ
Ｓ）の波形とが増幅信号（ＺＳ）の最大値付近で接触し
てアンプの出力がクリップし、増幅信号（ＺＳ）が歪ん
でしまうことを抑止することが可能になる。

【００６６】このため、増幅信号（ＺＳ）の周波数に応
じて加工信号（ＫＳ）と増幅信号（ＺＳ）との位相のず
れ量（δ）を変化させることができるので、特に増幅信
号（ＺＳ）が高周波のときには残留電圧の影響を考慮し
て増幅信号（ＺＳ）の最大値付近で増幅信号（ＺＳ）と
電源電圧（＋Ｖｃ）とが接触することを避けることがで
き、増幅信号（ＺＳ）の周波数に応じて柔軟に対応する
ことができる。

【００６７】これにより、電源電圧（＋Ｖｃ）の供給が
増幅信号（ＺＳ）の変化に余裕をもって追従でき、増幅
信号（ＺＳ）の周波数などの状態に柔軟に対応でき、か
つ従来生じていたアンプの出力のクリップを抑止して当
該オーディオアンプの高効率化を図ることが可能とな
る。また、図１０に示すような回路を用いていないの
で、ＰＷＭ信号をオーディオ信号に復調する際に、ＰＷ
Ｍ信号のキャリア成分が完全に除去されないことで生じ
ていた周辺の機器などへの電波障害などの悪影響を抑止
しつつ高効率化を図ることも可能となる。

【００６８】なお、本実施例に係る増幅回路と同様の目
的で提案された回路として、増幅信号に追従して電源電
圧に一定のオフセット電圧がかかるようにチョッパ電源
を駆動し、かつ増幅信号が急峻に変化して電力供給が追
従できないようなときには、チョッパ電源とは別の補助
電源路を用いて当該回路を駆動して増幅信号の急峻な変
化に電力供給を追従させるような回路も提案されている
（特開平４−３７２２１２）。

【００６９】この回路によると、高域，大振幅の増幅信
号が頻繁に出力されるような場合は、頻繁に補助電源路
を動作させなければならないので、これが高効率でない
ために効率の低下が大きくなる。しかし、本実施例に係
る増幅回路によれば、電源としては高効率なチョッパ電
源（１４）のみを用いて、しかも増幅信号が急峻に変化
するような場合でも、電力供給が追従でき、高域，大振
幅の増幅信号が頻繁に出力されるような場合でもその効
率を低下させることがなく、その点でも有効である。

【００７０】ところで、本実施例では上述したように、
＋側の電源回路（１７）と−側の電源回路（１６）から
なる本発明の実施例に係る電源回路を増幅回路の一部と
して説明しているが、本発明の電源回路はこれに限ら
ず、例えばモータの駆動用電源であるとか、テレビの垂
直偏向回路の駆動用電源など、ある一定の信号を出力す
るような対象を駆動する電源回路に適用しても、同様の
効果を奏する。

【００７１】なお、本実施例では、 ｆ＝１／（２πＲＣ） なる値がオーディオ信号の最大周波数である２０ｋＨｚ
になるように設定しているが、本発明はこれに限らず、
上述のｆの範囲がオーディオ信号の最大周波数の０．５
倍以上２倍以下の範囲、すなわち１０ｋＨｚ〜４０ｋＨ
ｚの範囲になるように設定しておけば、ほぼ同様の効果
を奏する。

【００７２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る電源
回路によれば、勾配検出部（１１）と、オフセット電圧
生成部（１２）と、電圧供給部（１８）とを具備してい
る。このため、検出された信号（ＺＳ）の勾配の位相を
信号（ＺＳ）の周波数に応じて変化させたのちに生成さ
れるオフセット電圧（Ｖａ）に追従するような電源電圧
（＋Ｖｃ）を駆動対象（１５）に供給することができる
ので、従来電源供給の追従が困難であった信号（ＺＳ）
の変化が急峻な場合でも、余裕をもって信号（ＺＳ）に
追従する電源電圧（＋Ｖｃ）を駆動対象（１５）に供給
することができ、信号（ＺＳ）の状態により柔軟に対応
した、効率の良い電源電圧の供給が可能になる。

【００７３】また、本発明に係る増幅回路によれば、勾
配検出部（１１）と、オフセット電圧生成部（１２）
と、電圧供給部（１８）とを具備する本発明に係る電源
回路と信号増幅部（１５）とを有するので、本発明に係
る電源回路と同様にして、従来電源供給の追従が困難で
あった増幅信号（ＺＳ）の変化が急峻な場合でも、余裕
をもって増幅信号（ＺＳ）に追従する電源電圧（＋Ｖ
ｃ）を信号増幅部（１５）に供給することができ、増幅
信号（ＺＳ）の状態に対応した、効率の良い電源電圧の
供給が可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る電源回路の原理図である。

【図２】本発明に係る増幅回路の原理図である。

【図３】本発明の実施例に係る増幅回路の回路図であ
る。

【図４】本発明の実施例に係る増幅回路を機能的に説明
する構成図である。

【図５】本発明の実施例に係る増幅回路の作用効果を説
明する第１の図である。

【図６】本発明の実施例に係る増幅回路の作用効果を説
明する第２の図である。

【図７】本発明の実施例に係る増幅回路の作用効果を説
明する第３の図である。

【図８】本発明の実施例に係る増幅回路の作用効果を説
明する第４の図である。

【図９】従来例に係る増幅回路を説明する第１の回路図
である。

【図１０】従来例に係る増幅回路を説明する第２の回路
図である。

【図１１】従来例に係る増幅回路を説明する第３の回路
図である。

【図１２】従来例に係る増幅回路の動作を説明するグラ
フである。

【図１３】従来例に係る増幅回路の問題点を説明する第
１のグラフである。

【図１４】従来例に係る増幅回路の問題点を説明する第
２のグラフである。

【符号の説明】

（１０） 定電圧発生回路 （１１） 勾配検出部 （１１Ａ）微分回路 （１２） オフセット電圧生成部 （１３） 駆動制御部 （１３Ａ）第１のコンパレータ （１３Ｂ）第２のコンパレータ （１４） 電圧生成部〔チョッパ電源〕 （１４Ａ）ＬＰＦ （１５） 信号増幅部〔駆動対象〕 （１５Ａ）プリアンプ （１５Ｂ）パワーアンプ （１６） −側の電源回路 （１７） ＋側の電源回路 （１８） 電圧供給部 （２０） 支持基板 （ＳＰ） スピーカ （Ｖａ） オフセット電圧 （＋Ｖｃｃ）正電源 （＋Ｖｃ） 電源電圧 （ＡＳ） オーディオ信号〔入力信号〕 （ＫＳ） 加工信号 （ＺＳ） 増幅信号〔信号〕

フロントページの続き (72)発明者 上野 聖和 大阪府守口市京阪本通２丁目５番５号 三洋電機株式会社内 (56)参考文献 特開 昭56−10715（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−42407（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−184308（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−212811（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−84509（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−151710（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−135909（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−9279（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−372212（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−74548（ＪＰ，Ａ) 実開 昭52−116141（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭61−5013（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭61−26316（ＪＰ，Ｕ) 米国特許4626767（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G05F 1/00 - 1/70 H03F 1/00 - 1/56 H03F 3/00 - 3/44 H03F 3/50 - 3/52 ＰＣＩ（ＤＩＡＬＯＧ) ＷＰＩ（ＤＩＡＬＯＧ)

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力される信号を出力する駆動対象に電
   源電圧を供給する電源回路であって、 ｆ＝１／（２πＲＣ） なる値ｆが前記入力される信号の最大周波数の０．５倍
   以上２倍以下の範囲になる条件を満たすＣなる容量を有
   するコンデンサ及びＲなる抵抗値を有する抵抗とを有
   し、前記コンデンサと抵抗とが直列に接続されてなる微
   分回路を備え、前記入力される信号を前記微分回路で微
   分することによって、前記入力される信号の勾配の大き
   さに応じた勾配検出出力の位相を前記入力される信号の
   周波数に応じて変化させて加工信号を生成し、オフセッ
   ト電圧生成部に出力する勾配検出部と、 前記加工信号、前記入力される信号および一定な電圧と
   を加算処理してオフセット電圧を生成し、電圧供給部に
   出力するオフセット電圧生成部と、 前記オフセット電圧に追従する電源電圧を前記駆動対象
   に供給する電圧供給部を具備し、 前記電圧供給部は、駆動制御部と電圧生成部と前記電源
   電圧を前記駆動制御部に帰還させる帰還回路とを有し、 前記駆動制御部は前記オフセット電圧と電源電圧とを比
   較処理して前記電圧生成部を駆動制御するコンパレータ
   を有し、 前記電圧生成部は前記駆動対象に電源電圧を供給するチ
   ョッパ電源回路を有することを特徴とする電源回路。
2. 【請求項２】 入力信号を増幅し、入力される信号とし
   て出力する信号増幅部と、 ｆ＝１／（２πＲＣ） なる値ｆが前記信号の最大周波数の０．５倍以上２倍以
   下の範囲になる条件を満たすＣなる容量を有するコンデ
   ンサ及びＲなる抵抗値を有する抵抗とを有し、前記コン
   デンサと抵抗とが直列に接続されてなる微分回路を備
   え、前記入力される信号を前記微分回路で微分すること
   によって、前記入力される信号の勾配の大きさに応じた
   勾配検出出力の位相を前記入力される信号の周波数に応
   じて変化させて加工信号を生成し、オフセット電圧生成
   部に出力する勾配検出部と、 前記加工信号、前記入力される信号および一定な電圧と
   を加算処理してオフセット電圧を生成し、電圧供給部に
   出力するオフセット電圧生成部と、 前記オフセット電圧に追従する電源電圧を前記駆動対象
   に供給する電圧供給部を具備し、 前記電圧供給部は、駆動制御部と電圧生成部と前記電源
   電圧を前記駆動制御部に帰還させる帰還回路とを有し、 前記駆動制御部は前記オフセット電圧と電源電圧とを比
   較処理して前記電圧生成部を駆動制御するコンパレータ
   を有し、 前記電圧生成部は前記駆動対象に電源電圧を供給するチ
   ョッパ電源回路を有することを特徴とする増幅回路。