JP2002089559A - 磁気軸受装置 - Google Patents
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- F16C—SHAFTS; FLEXIBLE SHAFTS; ELEMENTS OR CRANKSHAFT MECHANISMS; ROTARY BODIES OTHER THAN GEARING ELEMENTS; BEARINGS
- F16C32/00—Bearings not otherwise provided for
- F16C32/04—Bearings not otherwise provided for using magnetic or electric supporting means
- F16C32/0406—Magnetic bearings
- F16C32/044—Active magnetic bearings
- F16C32/0444—Details of devices to control the actuation of the electromagnets
- F16C32/0457—Details of the power supply to the electromagnets
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- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F16—ENGINEERING ELEMENTS AND UNITS; GENERAL MEASURES FOR PRODUCING AND MAINTAINING EFFECTIVE FUNCTIONING OF MACHINES OR INSTALLATIONS; THERMAL INSULATION IN GENERAL
- F16C—SHAFTS; FLEXIBLE SHAFTS; ELEMENTS OR CRANKSHAFT MECHANISMS; ROTARY BODIES OTHER THAN GEARING ELEMENTS; BEARINGS
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- F16C2360/44—Centrifugal pumps
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 応答性（速応性）の高い磁気軸受を低コスト
で提供する。 【解決手段】 制御形磁気軸受の電磁石のコイルに制御
電流を供給するパワーアンプを具備する磁気軸受装置に
おいて、パワーアンプの制御入力信号Ｓ１と電流帰還信
号Ｓ２とを加算した後段に、非線形要素７を設けた。
で提供する。 【解決手段】 制御形磁気軸受の電磁石のコイルに制御
電流を供給するパワーアンプを具備する磁気軸受装置に
おいて、パワーアンプの制御入力信号Ｓ１と電流帰還信
号Ｓ２とを加算した後段に、非線形要素７を設けた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は高速回転機械用の高
速応答性能を要求される磁気軸受に関するものである。
また、半導体デバイス製造装置用の低速ではあるが非接
触支持できることをメリットとし、且つ磁気回路からの
ガス放出低減、耐蝕性向上のためにソリッドなヨーク構
造を採用する磁気軸受に関し、例えば、ＣＶＤ装置（化
学的気相薄膜形成装置）やＲＴＰ（急速熱処理装置）用
の基板回転器やガス循環ファンに好適な磁気軸受装置に
関するものである。
速応答性能を要求される磁気軸受に関するものである。
また、半導体デバイス製造装置用の低速ではあるが非接
触支持できることをメリットとし、且つ磁気回路からの
ガス放出低減、耐蝕性向上のためにソリッドなヨーク構
造を採用する磁気軸受に関し、例えば、ＣＶＤ装置（化
学的気相薄膜形成装置）やＲＴＰ（急速熱処理装置）用
の基板回転器やガス循環ファンに好適な磁気軸受装置に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】半導体デバイス製造装置の分野で、磁気
軸受が特に浸透・普及している装置にターボモレキュラ
ポンプがある。これらの殆どに採用されている磁気軸受
は、制御形磁気軸受と呼ばれるものである。図１は１自
由度分の磁気軸受の構成例を示す図である。図示するよ
うに、磁気軸受は、変位センサ１、補償器２、パワーア
ンプ３及び電磁石４を備え、電磁石４に巻かれたコイル
にパワーアンプ３から制御電離流を供給し、発生する磁
気力で制御対象５を磁気浮上支持する。制御対象５の変
位Ｘは変位センサ１により検出され、目標値Ｘ0と比較
され、その偏差を補償器２を介してパワーアンプ３に入
力している。
軸受が特に浸透・普及している装置にターボモレキュラ
ポンプがある。これらの殆どに採用されている磁気軸受
は、制御形磁気軸受と呼ばれるものである。図１は１自
由度分の磁気軸受の構成例を示す図である。図示するよ
うに、磁気軸受は、変位センサ１、補償器２、パワーア
ンプ３及び電磁石４を備え、電磁石４に巻かれたコイル
にパワーアンプ３から制御電離流を供給し、発生する磁
気力で制御対象５を磁気浮上支持する。制御対象５の変
位Ｘは変位センサ１により検出され、目標値Ｘ0と比較
され、その偏差を補償器２を介してパワーアンプ３に入
力している。
【０００３】上記パワーアンプ３の負荷は、電磁石４で
あるから、遅れ負荷である。この負荷に対して入力信号
に応じた出力電流で電磁石４を駆動しようとする。その
ため、入力信号と出力電流の関係は、遅れ特性となる。
通常はこの遅れ特性を改善するために、電磁石４のコイ
ルに供給されるコイル電流をパワーアンプ３の入力に帰
還させるループを備えている。
あるから、遅れ負荷である。この負荷に対して入力信号
に応じた出力電流で電磁石４を駆動しようとする。その
ため、入力信号と出力電流の関係は、遅れ特性となる。
通常はこの遅れ特性を改善するために、電磁石４のコイ
ルに供給されるコイル電流をパワーアンプ３の入力に帰
還させるループを備えている。
【０００４】図２はパワーアンプ３の構成例を示す図で
ある。パワーアンプ３は制御部３−１、ドライブ部３−
２、電流検出器３−３及び電流信号帰還ループ３−４で
構成される。パワーアンプ３内は役割から大きく制御部
３−１とドライブ部３−２の２つに分けることができ
る。制御部３−１は補償器２（図１参照）からの入力信
号Ｓ１と電流帰還信号Ｓ２とに基づき後段のドライブ部
３−２を制御する信号Ｓ３を形成する。ドライブ部３−
２は制御部３−１の出力信号Ｓ３に基づき電磁石４のコ
イルにコイル電流を供給する。
ある。パワーアンプ３は制御部３−１、ドライブ部３−
２、電流検出器３−３及び電流信号帰還ループ３−４で
構成される。パワーアンプ３内は役割から大きく制御部
３−１とドライブ部３−２の２つに分けることができ
る。制御部３−１は補償器２（図１参照）からの入力信
号Ｓ１と電流帰還信号Ｓ２とに基づき後段のドライブ部
３−２を制御する信号Ｓ３を形成する。ドライブ部３−
２は制御部３−１の出力信号Ｓ３に基づき電磁石４のコ
イルにコイル電流を供給する。
【０００５】制御部３−１を今日多く採用されている図
３に示すＰＷＭ（パルス幅変調）方式を例に説明する。
制御部３−１は信号調整器３−１−１、信号調整器３−
１−２、加減算器３−１−３、ゲインアンプ３−１−
４、ＰＷＭ用キャリア信号発生器３−１−５及びＰＷＭ
器（コンパレータ回路）３−１−６から構成される。制
御部３−１では、入力信号Ｓ１に電磁石４のコイル電流
信号を負帰還した電流帰還信号Ｓ２を比較的大きなゲイ
ン（１０〜１００）のゲインアンプ３−１−４に供給す
る。その後、ＰＷＭ用キャリア信号発生器３−１−５か
らの三角波などの基準キャリア信号Ｓ４と比較するＰＷ
Ｍ器（コンパレータ回路）３−１−６によって、パルス
幅変調信号である出力信号Ｓ３を発生する。このパルス
幅変調信号Ｓ３をドライブ部３−２に送り、電磁石４の
コイルにコイル電流Ｉが供給される。
３に示すＰＷＭ（パルス幅変調）方式を例に説明する。
制御部３−１は信号調整器３−１−１、信号調整器３−
１−２、加減算器３−１−３、ゲインアンプ３−１−
４、ＰＷＭ用キャリア信号発生器３−１−５及びＰＷＭ
器（コンパレータ回路）３−１−６から構成される。制
御部３−１では、入力信号Ｓ１に電磁石４のコイル電流
信号を負帰還した電流帰還信号Ｓ２を比較的大きなゲイ
ン（１０〜１００）のゲインアンプ３−１−４に供給す
る。その後、ＰＷＭ用キャリア信号発生器３−１−５か
らの三角波などの基準キャリア信号Ｓ４と比較するＰＷ
Ｍ器（コンパレータ回路）３−１−６によって、パルス
幅変調信号である出力信号Ｓ３を発生する。このパルス
幅変調信号Ｓ３をドライブ部３−２に送り、電磁石４の
コイルにコイル電流Ｉが供給される。
【０００６】この時、パワーアンプ３の増幅応答性能
（入力信号に対する出力電流）は、入力信号Ｓ１に対す
るコイル電流Ｉの帰還量の割合が１の時、ゲイン＝１
［Ａ／Ｖ］である。このゲインは、コイル電流Ｉの帰還
割合に反比例する。また、速応性能（追従性能）は、入
力信号Ｓ１に対するコイル電流Ｉの帰還量の割合に比例
し、また、後段の比較的大きなゲインアンプ３−１−４
のゲインに比例する。
（入力信号に対する出力電流）は、入力信号Ｓ１に対す
るコイル電流Ｉの帰還量の割合が１の時、ゲイン＝１
［Ａ／Ｖ］である。このゲインは、コイル電流Ｉの帰還
割合に反比例する。また、速応性能（追従性能）は、入
力信号Ｓ１に対するコイル電流Ｉの帰還量の割合に比例
し、また、後段の比較的大きなゲインアンプ３−１−４
のゲインに比例する。
【０００７】しかし、磁気軸受の応答性（速応性）を高
めようとして、コイル電流Ｉの帰還量や、後段のゲイン
アンプ３−１−４のゲインを大きく設定すると、コイル
電流信号（電流帰還信号Ｓ２）に含まれるＰＷＭ用のキ
ャリア信号成分も増幅してしまい、後段のパルス幅変調
用のコンパレータ回路３−１−６の動作が不安定にな
る。更に、ゲインアンプ３−１−４の応答性（速応性）
は、そのゲインの大きさに反比例する。そのため、ゲイ
ンを大きくできないのが現実である。付け加えれば、コ
イル電流Ｉの帰還割合を多くすると、パワーアンプ３の
増幅応答性能（入力信号に対する出力電流）が低下する
ので、通常１対１以下で使用することが多い。
めようとして、コイル電流Ｉの帰還量や、後段のゲイン
アンプ３−１−４のゲインを大きく設定すると、コイル
電流信号（電流帰還信号Ｓ２）に含まれるＰＷＭ用のキ
ャリア信号成分も増幅してしまい、後段のパルス幅変調
用のコンパレータ回路３−１−６の動作が不安定にな
る。更に、ゲインアンプ３−１−４の応答性（速応性）
は、そのゲインの大きさに反比例する。そのため、ゲイ
ンを大きくできないのが現実である。付け加えれば、コ
イル電流Ｉの帰還割合を多くすると、パワーアンプ３の
増幅応答性能（入力信号に対する出力電流）が低下する
ので、通常１対１以下で使用することが多い。
【０００８】続いて、先のゲインアンプ３−１−４の応
答性（速応性）は、信号振幅に反比例する。そのため、
あまりにもコイル電流Ｉがパワーアンプ３の入力信号Ｓ
１に対して遅れると、入力信号Ｓ１と電流帰還信号Ｓ２
との和（偏差）が大きくなる（加減算器３−１−３の出
力値にぴったりの応答時は、この和がゼロ）。従って、
先のゲインアンプ３−１−４への入力振幅は大きくな
り、ゲイン倍率によっては、アンプ内で飽和してしま
う。この飽和現象も応答性（速応性）の劣化要因とな
る。
答性（速応性）は、信号振幅に反比例する。そのため、
あまりにもコイル電流Ｉがパワーアンプ３の入力信号Ｓ
１に対して遅れると、入力信号Ｓ１と電流帰還信号Ｓ２
との和（偏差）が大きくなる（加減算器３−１−３の出
力値にぴったりの応答時は、この和がゼロ）。従って、
先のゲインアンプ３−１−４への入力振幅は大きくな
り、ゲイン倍率によっては、アンプ内で飽和してしま
う。この飽和現象も応答性（速応性）の劣化要因とな
る。
【０００９】以上の通り、応答性（速応性）の方向に
は、課題が山積しており、一般的な解決手段としてはド
ライブ部３−２の駆動電圧Ｅｄを上げる方法がとられ
る。しかしながら、このドライブ部３−２の駆動電圧Ｅ
ｄの上昇は、高電圧をスイッチングすることとなり、電
磁ノイズの増加は避けられないといった問題が発生す
る。
は、課題が山積しており、一般的な解決手段としてはド
ライブ部３−２の駆動電圧Ｅｄを上げる方法がとられ
る。しかしながら、このドライブ部３−２の駆動電圧Ｅ
ｄの上昇は、高電圧をスイッチングすることとなり、電
磁ノイズの増加は避けられないといった問題が発生す
る。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上述の点に鑑
みてなされたもので、応答性（速応性）の高い磁気軸受
を低コストで提供することを目的とする。
みてなされたもので、応答性（速応性）の高い磁気軸受
を低コストで提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
請求項１に記載の発明は、制御形磁気軸受の電磁石のコ
イルに制御電流を供給するパワーアンプを具備する磁気
軸受装置において、パワーアンプの制御入力信号と電流
帰還信号とを加算した後段に、非線形要素を設けたこと
を特徴とする。
請求項１に記載の発明は、制御形磁気軸受の電磁石のコ
イルに制御電流を供給するパワーアンプを具備する磁気
軸受装置において、パワーアンプの制御入力信号と電流
帰還信号とを加算した後段に、非線形要素を設けたこと
を特徴とする。
【００１２】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
の磁気軸受装置において、非線形要素は、コンパレータ
回路であることを特徴とする。
の磁気軸受装置において、非線形要素は、コンパレータ
回路であることを特徴とする。
【００１３】上記のように、パワーアンプの制御入力信
号と電流帰還信号とを加算した後段に、非線形要素を設
けたので、パワーアンプ３の速応性を向上させることが
できる。特に、非線形要素として、基準電位と比較し、
出力を「高」と「低」の定値出力とするコンパレータ
は、基準電圧近傍の入力信号に対しては略ゲイン倍率＝
∞のアンプと等価であるため、パワーアンプの速応性を
向上させることができる。
号と電流帰還信号とを加算した後段に、非線形要素を設
けたので、パワーアンプ３の速応性を向上させることが
できる。特に、非線形要素として、基準電位と比較し、
出力を「高」と「低」の定値出力とするコンパレータ
は、基準電圧近傍の入力信号に対しては略ゲイン倍率＝
∞のアンプと等価であるため、パワーアンプの速応性を
向上させることができる。
【００１４】請求項３に記載の発明は、請求項１又は２
に記載の磁気軸受装置において、非線形要素の後段に変
位センサ用のキャリア周波数信号帯域を除去する除去器
を設けたことを特徴とする。
に記載の磁気軸受装置において、非線形要素の後段に変
位センサ用のキャリア周波数信号帯域を除去する除去器
を設けたことを特徴とする。
【００１５】上記のように非線形要素の出力段に、変位
センサ用キャリア周波数信号成分を除去する除去器を設
けることにより、非線形要素の矩形波状の出力信号に含
まれる高次調波成分内の変位センサ用のキャリア周波数
信号成分が除去される。
センサ用キャリア周波数信号成分を除去する除去器を設
けることにより、非線形要素の矩形波状の出力信号に含
まれる高次調波成分内の変位センサ用のキャリア周波数
信号成分が除去される。
【００１６】請求項４に記載の発明は、請求項１又は２
に記載の磁気軸受装置において、非線形要素の前段にパ
ルス幅変調（ＰＷＭ）式パワーアンプのキャリア周波数
信号帯域を除去する除去器を設けたことを特徴とする。
に記載の磁気軸受装置において、非線形要素の前段にパ
ルス幅変調（ＰＷＭ）式パワーアンプのキャリア周波数
信号帯域を除去する除去器を設けたことを特徴とする。
【００１７】電磁石のコイル電流の検出信号には、多少
なりともＰＷＭ用のキャリア周波数信号成分が含まれ
る。そのため、帰還する前にこの信号成分を除去するこ
とが行われるが、必ずしも十分な除去ができない場合が
ある。そこで上記のように非線形要素の前段にＰＷＭ用
のキャリア周波数信号成分を除去する除去器を設けるこ
とにより、このＰＷＭ用のキャリア周波数信号成分が除
去される。
なりともＰＷＭ用のキャリア周波数信号成分が含まれ
る。そのため、帰還する前にこの信号成分を除去するこ
とが行われるが、必ずしも十分な除去ができない場合が
ある。そこで上記のように非線形要素の前段にＰＷＭ用
のキャリア周波数信号成分を除去する除去器を設けるこ
とにより、このＰＷＭ用のキャリア周波数信号成分が除
去される。
【００１８】請求項５に記載の発明は、請求項１又は２
に記載の磁気軸受装置において、非線形要素の前段にパ
ルス幅変調（ＰＷＭ）式パワーアンプのキャリア周波数
信号帯域を除去する除去器を設け、後段に、変位センサ
用のキャリア周波数信号帯域を除去する除去器を設けた
ことを特徴とする。
に記載の磁気軸受装置において、非線形要素の前段にパ
ルス幅変調（ＰＷＭ）式パワーアンプのキャリア周波数
信号帯域を除去する除去器を設け、後段に、変位センサ
用のキャリア周波数信号帯域を除去する除去器を設けた
ことを特徴とする。
【００１９】上記のように、非線形要素の前段にパルス
幅変調（ＰＷＭ）式パワーアンプのキャリア周波数信号
帯域を除去する除去器を設け、後段に変位センサ用のキ
ャリア周波数信号帯域を除去する除去器を設けることに
より、上記請求項３に記載の発明の作用と請求項４に記
載の発明の作用との両作用が奏されることになる。
幅変調（ＰＷＭ）式パワーアンプのキャリア周波数信号
帯域を除去する除去器を設け、後段に変位センサ用のキ
ャリア周波数信号帯域を除去する除去器を設けることに
より、上記請求項３に記載の発明の作用と請求項４に記
載の発明の作用との両作用が奏されることになる。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態例を図
面に基づいて説明する。図４は本発明に係る磁気軸受の
パワーアンプ（図１のパワーアンプ３）の構成を示す図
である。図示するように、パワーアンプ３の速応性を向
上させるために、信号合成調整部３−１Ａ（図３の３−
１Ａと同じ）とコンパレータ回路３−１−６の間に、非
線形要素７を挿入する。非線形要素７としては、例えば
コンパレータを用いる。特に、基準電位と比較し、出力
を「高」と「低」の定値出力とするコンパレータは、速
応性がよい。基準電圧近傍の入力信号に対しては、略ゲ
イン倍率＝∞のアンプと等価である。そのため、パワー
アンプの速応性を向上させることができる。
面に基づいて説明する。図４は本発明に係る磁気軸受の
パワーアンプ（図１のパワーアンプ３）の構成を示す図
である。図示するように、パワーアンプ３の速応性を向
上させるために、信号合成調整部３−１Ａ（図３の３−
１Ａと同じ）とコンパレータ回路３−１−６の間に、非
線形要素７を挿入する。非線形要素７としては、例えば
コンパレータを用いる。特に、基準電位と比較し、出力
を「高」と「低」の定値出力とするコンパレータは、速
応性がよい。基準電圧近傍の入力信号に対しては、略ゲ
イン倍率＝∞のアンプと等価である。そのため、パワー
アンプの速応性を向上させることができる。
【００２１】図５（ａ）、（ｂ）は非線形要素７の具体
例を示す図で、（ａ）はオペアンプ７−１を利用した場
合であり、（ｂ）はオープンコレクタ出力のコンパレー
タを利用した場合を示す。図５（ｃ）は（ａ）及び
（ｂ）に示す非線形要素７の入力−出力特性を示す図で
ある。非線形要素７は入力が０Ｖと近傍ではゲイン≒∞
のアンプと等価である。なお、非線形要素７は図５
（ａ）、（ｂ）に示す構成に限定されるものではなく、
今日のデジタル数値演算手段でも容易に実現できる。
例を示す図で、（ａ）はオペアンプ７−１を利用した場
合であり、（ｂ）はオープンコレクタ出力のコンパレー
タを利用した場合を示す。図５（ｃ）は（ａ）及び
（ｂ）に示す非線形要素７の入力−出力特性を示す図で
ある。非線形要素７は入力が０Ｖと近傍ではゲイン≒∞
のアンプと等価である。なお、非線形要素７は図５
（ａ）、（ｂ）に示す構成に限定されるものではなく、
今日のデジタル数値演算手段でも容易に実現できる。
【００２２】図３の制御部３−１において、信号調整器
３−１−１の一部、信号調整器３−１−２の一部、加減
算器３−１−３及びゲインアンプ３−１−４は、アナロ
グ回路では、図６に示すように、一つのオペアンプ１０
７と受動素子（抵抗器１０１、１０２、１０３、コンデ
ンサ１０４、ツェナーダイオード１０５、１０６）の構
成で簡単に実現できる。入力信号Ｓ１と電流帰還信号Ｓ
２との割合、ゲインアンプ３−１−４のゲイン倍率は連
動している。そこで、主要目的を入力信号Ｓ１と電流帰
還信号Ｓ２との割合決めとし、ここでのゲイン倍率はオ
ペアンプ１０７の内部飽和を避けるため、比較的小さく
（１〜１０倍程度）することが望ましい。
３−１−１の一部、信号調整器３−１−２の一部、加減
算器３−１−３及びゲインアンプ３−１−４は、アナロ
グ回路では、図６に示すように、一つのオペアンプ１０
７と受動素子（抵抗器１０１、１０２、１０３、コンデ
ンサ１０４、ツェナーダイオード１０５、１０６）の構
成で簡単に実現できる。入力信号Ｓ１と電流帰還信号Ｓ
２との割合、ゲインアンプ３−１−４のゲイン倍率は連
動している。そこで、主要目的を入力信号Ｓ１と電流帰
還信号Ｓ２との割合決めとし、ここでのゲイン倍率はオ
ペアンプ１０７の内部飽和を避けるため、比較的小さく
（１〜１０倍程度）することが望ましい。
【００２３】なお、図６において、入力信号Ｓ１と電流
帰還信号Ｓ２との割合は、抵抗器１０１、１０２の抵抗
値Ｒ１、Ｒ２で決まる。ゲイン倍率はＲ３／Ｒ１、Ｒ３
／Ｒ２で決まる。但し、Ｒ３は抵抗器１０３の抵抗値で
ある。従って、入力信号Ｓ１と電流帰還信号Ｓ２は抵抗
値Ｒ１、Ｒ２の大きさに反比例する。また、コンデンサ
１０４はオペアンプ１０７の内部発振を防止するなどの
目的で設けられている。また、ツェナーダイオード１０
５、１０６は、出力電圧の最大振幅を制限する場合に用
いられる。この制限の目的は、後段のコンパレータ回路
３−１−６で、比較対象のＰＷＭ用キャリア信号発生器
３−１−５からの基準キャリア信号Ｓ４の振幅より大き
くならないようにするためである。
帰還信号Ｓ２との割合は、抵抗器１０１、１０２の抵抗
値Ｒ１、Ｒ２で決まる。ゲイン倍率はＲ３／Ｒ１、Ｒ３
／Ｒ２で決まる。但し、Ｒ３は抵抗器１０３の抵抗値で
ある。従って、入力信号Ｓ１と電流帰還信号Ｓ２は抵抗
値Ｒ１、Ｒ２の大きさに反比例する。また、コンデンサ
１０４はオペアンプ１０７の内部発振を防止するなどの
目的で設けられている。また、ツェナーダイオード１０
５、１０６は、出力電圧の最大振幅を制限する場合に用
いられる。この制限の目的は、後段のコンパレータ回路
３−１−６で、比較対象のＰＷＭ用キャリア信号発生器
３−１−５からの基準キャリア信号Ｓ４の振幅より大き
くならないようにするためである。
【００２４】更に、図７に示すように、非線形要素７の
出力段に、変位センサ１（図１参照）の機能を保護する
目的で、変位センサ用キャリア周波数信号成分を除去す
る除去器８を設けるとよい。非線形要素７の出力は、矩
形波状の信号となる。これに含まれる高次調波成分内
に、変位センサ用のキャリア周波数信号成分が含まれて
いると、変位センサの機能そのものを劣化させてしまう
ことがあるためである（詳細は、特願平１０−４６２９
６号明細書参照）。
出力段に、変位センサ１（図１参照）の機能を保護する
目的で、変位センサ用キャリア周波数信号成分を除去す
る除去器８を設けるとよい。非線形要素７の出力は、矩
形波状の信号となる。これに含まれる高次調波成分内
に、変位センサ用のキャリア周波数信号成分が含まれて
いると、変位センサの機能そのものを劣化させてしまう
ことがあるためである（詳細は、特願平１０−４６２９
６号明細書参照）。
【００２５】加えて、非線形要素７の前段に、図８に示
すようにＰＷＭ用のキャリア周波数信号成分を除去する
除去器９を設けるとよい。電磁石４のコイル電流Ｉを電
流検出器３−３（図４参照）で検出する信号には、多少
なりとも同信号成分が含まれる。そのため、帰還する前
にこの信号成分を除去することが行われる。しかしなが
ら、必ずしも十分な除去ができない場合がある。また、
ゲインアンプ３−１−４（信号合成調整部３−１Ａ）で
増幅される構成であるため，非線形要素７の前段近傍
に、ＰＷＭ用のキャリア周波数信号成分を除去する除去
器９を設けるとよい。
すようにＰＷＭ用のキャリア周波数信号成分を除去する
除去器９を設けるとよい。電磁石４のコイル電流Ｉを電
流検出器３−３（図４参照）で検出する信号には、多少
なりとも同信号成分が含まれる。そのため、帰還する前
にこの信号成分を除去することが行われる。しかしなが
ら、必ずしも十分な除去ができない場合がある。また、
ゲインアンプ３−１−４（信号合成調整部３−１Ａ）で
増幅される構成であるため，非線形要素７の前段近傍
に、ＰＷＭ用のキャリア周波数信号成分を除去する除去
器９を設けるとよい。
【００２６】本発明に係る磁気軸受の制御部は図４に示
すように、パワーアンプの速応性を向上させるために、
信号合成調整部３−１Ａとコンパレータ回路３−１−６
の間に、非線形要素７を挿入し、非線形要素７の出力段
に変位センサ用キャリア周波数信号成分を除去する除去
器８を設け、前段にＰＷＭ用のキャリア周波数信号成分
を除去する除去器９を設けるので、応答性の高い磁気軸
受装置を提供でき、下記〜のような問題点を克服で
きる。
すように、パワーアンプの速応性を向上させるために、
信号合成調整部３−１Ａとコンパレータ回路３−１−６
の間に、非線形要素７を挿入し、非線形要素７の出力段
に変位センサ用キャリア周波数信号成分を除去する除去
器８を設け、前段にＰＷＭ用のキャリア周波数信号成分
を除去する除去器９を設けるので、応答性の高い磁気軸
受装置を提供でき、下記〜のような問題点を克服で
きる。
【００２７】速応性を高めようとして、電磁石４のコ
イル電流の帰還量や、ゲインアンプ３−１−４（図３参
照）のゲインを大きく設定すると、コイル電流信号に含
まれるＰＷＭ用のキャリア信号成分も増幅してしまい、
パルス変調用のコンパレータ回路３−１−６の動作が不
安定になる。
イル電流の帰還量や、ゲインアンプ３−１−４（図３参
照）のゲインを大きく設定すると、コイル電流信号に含
まれるＰＷＭ用のキャリア信号成分も増幅してしまい、
パルス変調用のコンパレータ回路３−１−６の動作が不
安定になる。
【００２８】ゲインアンプ３−１−４の応答性（速応
性）は、そのゲインの大きさに反比例する。そのため、
ゲインを大きくできないのが現実である。
性）は、そのゲインの大きさに反比例する。そのため、
ゲインを大きくできないのが現実である。
【００２９】上記のように、ゲインアンプ３−１−４
の応答性（速応性）は、そのゲインの大きさに反比例す
る。そのため、あまりにも電磁石４のコイル電流がパワ
ーアンプ３の入力信号に対して遅れると、入力信号Ｓ１
とコイル電流Ｉの電流帰還信号Ｓ２との和（偏差）が大
きくなる。従って、ゲインアンプ３−１−４への入力振
幅は大きくなり、ゲイン倍率によっては、ゲインアンプ
３−１−４内で飽和してしまう。この飽和現象も応答性
（速応性）の劣化要因となる。
の応答性（速応性）は、そのゲインの大きさに反比例す
る。そのため、あまりにも電磁石４のコイル電流がパワ
ーアンプ３の入力信号に対して遅れると、入力信号Ｓ１
とコイル電流Ｉの電流帰還信号Ｓ２との和（偏差）が大
きくなる。従って、ゲインアンプ３−１−４への入力振
幅は大きくなり、ゲイン倍率によっては、ゲインアンプ
３−１−４内で飽和してしまう。この飽和現象も応答性
（速応性）の劣化要因となる。
【００３０】応答性（速応性）の向上のために、ドラ
イブ部３−２の駆動電圧Ｅｄを高めると、高電圧をスイ
ッチングすることになり、電磁ノイズの増加は避けられ
ない。変位センサ１に影響を生じ、正確な位置制御性能
が劣化する。
イブ部３−２の駆動電圧Ｅｄを高めると、高電圧をスイ
ッチングすることになり、電磁ノイズの増加は避けられ
ない。変位センサ１に影響を生じ、正確な位置制御性能
が劣化する。
【００３１】図９は除去器８及び９を説明するための図
で、図９（ａ）は除去器１１０と入力信号Ｓｉｎ及び出
力信号Ｓｏｕｔを示す図である。図９（ｂ）、（ｃ）は
それぞれローパスフィルタ（ＬＰＦ）とバンド・エリミ
ネイト・フィルタ（ＢＥＦ）の伝達率Ｇ＝Ｓｏｕｔ／Ｓ
ｉｎと周波数の関係を示す図である。Ａが通過領域、Ｂ
が除去領域を示す。
で、図９（ａ）は除去器１１０と入力信号Ｓｉｎ及び出
力信号Ｓｏｕｔを示す図である。図９（ｂ）、（ｃ）は
それぞれローパスフィルタ（ＬＰＦ）とバンド・エリミ
ネイト・フィルタ（ＢＥＦ）の伝達率Ｇ＝Ｓｏｕｔ／Ｓ
ｉｎと周波数の関係を示す図である。Ａが通過領域、Ｂ
が除去領域を示す。
【００３２】図１０（ａ）、（ｂ）はそれぞれ受動型除
去器であるＬＰＦの構成例とその特性を示す。図１０
（ｃ）は受動型除去器であるＢＥＦの構成例とその特性
を示す。図において、Ｒは抵抗、Ｃはコンデンサ、Ｌは
インダクタンス、Ｅはグランド（基準電圧）、ｆは周波
数を示す。
去器であるＬＰＦの構成例とその特性を示す。図１０
（ｃ）は受動型除去器であるＢＥＦの構成例とその特性
を示す。図において、Ｒは抵抗、Ｃはコンデンサ、Ｌは
インダクタンス、Ｅはグランド（基準電圧）、ｆは周波
数を示す。
【００３３】図１１（ａ）、（ｂ）はそれぞれ能動型除
去器であるＬＰＦの構成例とその特性を示す。図におい
て、Ｒは抵抗、Ｃはコンデンサ、Ｌはインダクタンス、
Ｅはグランド（基準電圧）、ｆは周波数、１１１はオペ
アンプを示す。
去器であるＬＰＦの構成例とその特性を示す。図におい
て、Ｒは抵抗、Ｃはコンデンサ、Ｌはインダクタンス、
Ｅはグランド（基準電圧）、ｆは周波数、１１１はオペ
アンプを示す。
【００３４】
【発明の効果】以上説明したように各請求項に記載の発
明によれば下記のような優れた効果が得られる。
明によれば下記のような優れた効果が得られる。
【００３５】請求項１及び２に記載の発明によれば、パ
ワーアンプの制御入力信号と電流帰還信号とを加算した
後段に、非線形要素を設けたので、パワーアンプの速応
性を向上させることができる。特に、非線形要素として
基準電位と比較し、出力を「高」と「低」の定値出力と
するコンパレータは、基準電圧近傍の入力信号に対して
は略ゲイン倍率＝∞のアンプと等価であるため、パワー
アンプの速応性を向上させることができる。
ワーアンプの制御入力信号と電流帰還信号とを加算した
後段に、非線形要素を設けたので、パワーアンプの速応
性を向上させることができる。特に、非線形要素として
基準電位と比較し、出力を「高」と「低」の定値出力と
するコンパレータは、基準電圧近傍の入力信号に対して
は略ゲイン倍率＝∞のアンプと等価であるため、パワー
アンプの速応性を向上させることができる。
【００３６】請求項３に記載の発明によれば、非線形要
素の出力段に、変位センサ用キャリア周波数信号成分を
除去する除去器を設けることにより、非線形要素の矩形
波状の出力信号に含まれる高次調波成分内の変位センサ
用のキャリア周波数信号成分が除去され、変位センサの
機能の劣化を防止できる。
素の出力段に、変位センサ用キャリア周波数信号成分を
除去する除去器を設けることにより、非線形要素の矩形
波状の出力信号に含まれる高次調波成分内の変位センサ
用のキャリア周波数信号成分が除去され、変位センサの
機能の劣化を防止できる。
【００３７】請求項４に記載の発明によれば、非線形要
素の前段にＰＷＭ用のキャリア周波数信号成分を除去す
る除去器を設けることにより、このＰＷＭ用のキャリア
周波数信号成分が除去され、パルス変調用のコンパレー
タの動作が安定する。
素の前段にＰＷＭ用のキャリア周波数信号成分を除去す
る除去器を設けることにより、このＰＷＭ用のキャリア
周波数信号成分が除去され、パルス変調用のコンパレー
タの動作が安定する。
【００３８】請求項５に記載の発明によれば、非線形要
素の前段にパルス幅変調（ＰＷＭ）式パワーアンプのキ
ャリア周波数信号帯域を除去する除去器を設け、後段に
変位センサ用のキャリア周波数信号帯域を除去する除去
器を設けることにより、上記請求項３に記載の発明の効
果と請求項４に記載の効果の両効果が得られる。
素の前段にパルス幅変調（ＰＷＭ）式パワーアンプのキ
ャリア周波数信号帯域を除去する除去器を設け、後段に
変位センサ用のキャリア周波数信号帯域を除去する除去
器を設けることにより、上記請求項３に記載の発明の効
果と請求項４に記載の効果の両効果が得られる。
【図１】１自由度分の磁気軸受の構成例を示す図であ
る。
る。
【図２】図１のパワーアンプの構成例を示す図である。
【図３】図２の制御部の構成例を示す図である。
【図４】本発明に係る磁気軸受のパワーアンプの構成を
示す図である。
示す図である。
【図５】本発明に係る磁気軸受の非線形要素及び入力−
出力特性を示す図である。
出力特性を示す図である。
【図６】本発明に係る磁気軸受のパワーアンプ内の一部
構成例を示す図である。
構成例を示す図である。
【図７】本発明に係る磁気軸受の変位センサ用キャリア
周波数信号成分の除去構成例を示す図である。
周波数信号成分の除去構成例を示す図である。
【図８】本発明に係る磁気軸受の変位センサ用キャリア
周波数信号成分及びＰＷＭ周波数信号成分の除去構成例
を示す図である。
周波数信号成分及びＰＷＭ周波数信号成分の除去構成例
を示す図である。
【図９】本発明に係る磁気軸受に用いる除去器を説明す
るための図である。
るための図である。
【図１０】本発明に係る磁気軸受に用いる除去器の構成
例を示す図である。
例を示す図である。
【図１１】本発明に係る磁気軸受に用いる除去器の構成
例を示す図である。
例を示す図である。
１ 変位センサ ２ 補償器 ３ パワーアンプ ３−１ 制御部 ３−１−１ 信号調整器 ３−１−２ 信号調整器 ３−１−３ 加減算器 ３−１−４ ゲインアンプ ３−１−５ ＰＷＭ用キャリア信号発生器 ３−１−６ ＰＷＭ器（コンパレータ） ３−２ ドライブ部 ３−３ 電流検出器 ３−４ 電流信号帰還ループ ４ 電磁石 ５ 制御対象 ７ 非線形要素 ７−１ オペアンプ ８ 除去器 ９ 除去器
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１２年１０月４日（２０００．１０．
４）
４）
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図５
【補正方法】変更
【補正内容】
【図５】
Claims (5)
- 【請求項１】 制御形磁気軸受の電磁石のコイルに制御
電流を供給するパワーアンプを具備する磁気軸受装置に
おいて、 前記パワーアンプの制御入力信号と電流帰還信号とを加
算した後段に、非線形要素を設けたことを特徴とする磁
気軸受装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の磁気軸受装置におい
て、 前記非線形要素は、コンパレータ回路であることを特徴
とする磁気軸受装置。 - 【請求項３】 請求項１又は２に記載の磁気軸受装置に
おいて、 前記非線形要素の後段に、変位センサ用のキャリア周波
数信号帯域を除去する除去器を設けたことを特徴とする
磁気軸受装置。 - 【請求項４】 請求項１又は２に記載の磁気軸受装置に
おいて、 前記非線形要素の前段に、パルス幅変調（ＰＷＭ）式パ
ワーアンプのキャリア周波数信号帯域を除去する除去器
を設けたことを特徴とする磁気軸受装置。 - 【請求項５】 請求項１又は２に記載の磁気軸受装置に
おいて、 前記非線形要素の前段に、パルス幅変調（ＰＷＭ）式パ
ワーアンプのキャリア周波数信号帯域を除去する除去器
を設け、後段に、変位センサ用のキャリア周波数信号帯
域を除去する除去器を設けたことを特徴とする磁気軸受
装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000276845A JP2002089559A (ja) | 2000-09-12 | 2000-09-12 | 磁気軸受装置 |
| US09/912,332 US20020047405A1 (en) | 2000-09-12 | 2001-07-26 | Magnetic bearing apparatus of quick response |
| EP01118168A EP1191243A3 (en) | 2000-09-12 | 2001-07-26 | Magnetic bearing apparatus of quick response |
| KR1020010045407A KR20020020990A (ko) | 2000-09-12 | 2001-07-27 | 신속응답 자기베어링장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000276845A JP2002089559A (ja) | 2000-09-12 | 2000-09-12 | 磁気軸受装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002089559A true JP2002089559A (ja) | 2002-03-27 |
Family
ID=18762256
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000276845A Pending JP2002089559A (ja) | 2000-09-12 | 2000-09-12 | 磁気軸受装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20020047405A1 (ja) |
| EP (1) | EP1191243A3 (ja) |
| JP (1) | JP2002089559A (ja) |
| KR (1) | KR20020020990A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6921997B2 (en) * | 2002-12-23 | 2005-07-26 | National Chung Cheng University | Active magnetic bearing with improved configuration reference cited |
| CN110996455A (zh) * | 2019-12-31 | 2020-04-10 | 上海晶丰明源半导体股份有限公司 | 调光控制电路、包含其的芯片以及调光控制方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004104275A1 (en) * | 2003-05-16 | 2004-12-02 | Caracal, Inc. | Electromagnetic rotation of platter |
| JP4746619B2 (ja) * | 2005-07-05 | 2011-08-10 | 株式会社荏原製作所 | 磁気軸受装置および磁気軸受方法 |
| JP5025505B2 (ja) * | 2008-01-24 | 2012-09-12 | 株式会社荏原製作所 | 磁気軸受装置 |
| DE102010013682B4 (de) * | 2010-04-01 | 2020-06-10 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zur Adaption eines Widerstandswertes eines Elektromagneten eines Magnetlagers und zur sensorlosen Positionsermittlung eines in einem magnetischen Lager gelagerten Objekts unter Berücksichtigung des adaptierten Widerstandswertes |
| CN102261343A (zh) * | 2010-05-26 | 2011-11-30 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种风扇调速的装置及方法 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3146038A (en) * | 1962-02-07 | 1964-08-25 | Gen Motors Corp | Three-axis magnetic suspension |
| US4983869A (en) * | 1989-08-08 | 1991-01-08 | Sundstrand Corporation | Magnetic bearing |
| US5179308A (en) * | 1992-01-14 | 1993-01-12 | Charles Stark Draper Laboratory, Inc. | High-speed, low-loss antifriction bearing assembly |
| US5666013A (en) * | 1992-12-07 | 1997-09-09 | Seiko Seiki Kabushiki Kaisha | Magnetic bearing |
| JP3478876B2 (ja) * | 1994-09-06 | 2003-12-15 | 株式会社 日立インダストリイズ | 磁気軸受の励磁制御装置 |
| JP3701115B2 (ja) * | 1998-02-12 | 2005-09-28 | 株式会社荏原製作所 | 磁気軸受制御装置 |
-
2000
- 2000-09-12 JP JP2000276845A patent/JP2002089559A/ja active Pending
-
2001
- 2001-07-26 EP EP01118168A patent/EP1191243A3/en not_active Withdrawn
- 2001-07-26 US US09/912,332 patent/US20020047405A1/en not_active Abandoned
- 2001-07-27 KR KR1020010045407A patent/KR20020020990A/ko not_active Application Discontinuation
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6921997B2 (en) * | 2002-12-23 | 2005-07-26 | National Chung Cheng University | Active magnetic bearing with improved configuration reference cited |
| CN110996455A (zh) * | 2019-12-31 | 2020-04-10 | 上海晶丰明源半导体股份有限公司 | 调光控制电路、包含其的芯片以及调光控制方法 |
| CN110996455B (zh) * | 2019-12-31 | 2022-01-28 | 上海晶丰明源半导体股份有限公司 | 调光控制电路、包含其的芯片以及调光控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1191243A3 (en) | 2004-01-07 |
| US20020047405A1 (en) | 2002-04-25 |
| KR20020020990A (ko) | 2002-03-18 |
| EP1191243A2 (en) | 2002-03-27 |
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