JPH11215845A

JPH11215845A - 電源装置

Info

Publication number: JPH11215845A
Application number: JP10013628A
Authority: JP
Inventors: Masanori Mishima; 正徳三嶋
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1998-01-27
Filing date: 1998-01-27
Publication date: 1999-08-06

Abstract

(57)【要約】【課題】負荷に供給される電力を可変した場合に回路素
子に加わるストレスを低減することができる電源装置を
提供する。【解決手段】負荷回路３の出力を可変して放電灯Ｌａを
調光する場合に、第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂の周波数ｆとオン時間幅τの何れか一方だけ
でなく両方を可変制御する制御回路４を備える。この制
御回路４は、周波数ｆを決定する無安定マルチバイブレ
ータＣＮ₁、オン時間幅τを決定する単安定マルチバイ
ブレータＣＮ₂、第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂をオン・オフする駆動回路ＤＲを備えてい
る。而して、周波数ｆとオン時間幅τの何れか一方のみ
を可変制御する場合に比較して、同じ調光比でも第１の
コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁を任意に設定できるた
め、例えば、予熱・始動時などに両端電圧Ｖｃ₁を抑制
して回路素子に印加されるストレスを低減することがで
きる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を整流平
滑した直流電圧を高周波に変換して負荷に供給する電源
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図２４は従来例を示す概略回路図であ
る。この従来例は、交流電源１の交流電源電圧Ｖｓを整
流する整流器（ダイオードブリッジ）２と、平滑用の第
１のコンデンサＣ₁と、このコンデンサＣ₁と並列に接
続されるとともに高周波で交互にオン・オフされるバイ
ポーラトランジスタから成る第１及び第２のスイッチン
グ素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路と、第１及び第２のスイッ
チング素子Ｑ₁，Ｑ₂とそれぞれ逆並列に接続される第
１及び第２のダイオードＤ₁，Ｄ₂と、第１及び第２の
スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点と整流器２の高電
位側の直流出力端との間に１次巻線が接続されるトラン
スＴ₁と、トランスＴ₁の２次巻線に接続される負荷回
路３と、トランスＴ₁の１次巻線と整流器２の高電位側
の直流出力端の接続点に一端が接続されるとともに他端
がコンデンサＣ₁の低電位側の端子に接続される第２の
コンデンサＣ₂とを備え、整流器２の低電位側の直流出
力端がコンデンサＣ₁の低電位側に接続されて構成され
る。ここで、整流器２の直流出力端間に接続されるコン
デンサＣ₂は比較的に容量の小さいものであって、トラ
ンスＴ₁の１次巻線と共振回路を形成する。

【０００３】負荷回路３は、負荷である放電灯Ｌａのフ
ィラメントにトランスＴ₁の２次巻線と共振用のコンデ
ンサＣ₃とが直列接続されて構成され、トランスＴ₁の
漏れインダクタンスとコンデンサＣ₃とで共振回路が形
成される。コンデンサＣ₁と並列に接続された第１及び
第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ ₂は図示しない駆動回
路により駆動されて交互にオン・オフされる。

【０００４】次に、この従来例の動作について説明する
が、まず第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂が
オン・オフされる１周期の動作について図２５〜図３０
を参照して説明する。図２５は第１のスイッチング素子
Ｑ₁がオン、第２のスイッチング素子Ｑ₂がオフの場合
（図３０における区間ａ）に各部を流れる電流の様子を
示し、コンデンサＣ₁の放電によってコンデンサＣ₁→
第１のスイッチング素子Ｑ₁→トランスＴ₁の１次巻線
→コンデンサＣ₂→コンデンサＣ₁の経路で電流が流れ
る。このとき、コンデンサＣ₂の両端電圧Ｖｃ₂は、図
３０に示すようにトランスＴ₁の漏れインダクタンスと
の共振により上昇する。第１のスイッチング素子Ｑ₁が
オフすると、図２６に示すようにトランスＴ₁の１次巻
線に蓄積されたエネルギが放出され、トランスＴ₁→コ
ンデンサＣ₂→第２のダイオードＤ₂→トランスＴ₁の
経路で電流が流れ続け、コンデンサＣ₂の両端電圧Ｖｃ
₂がさらに上昇する（図３０における区間ｂ）。

【０００５】続いて第２のスイッチング素子Ｑ₂がオン
すると、図２７に示すようにトランスＴ₁の漏れインダ
クタンスとコンデンサＣ₂，Ｃ₃との共振作用により、
コンデンサＣ₂→トランスＴ₁→第２のスイッチング素
子Ｑ₂→コンデンサＣ₂の経路で共振電流が流れる。こ
のとき、コンデンサＣ₂の両端電圧Ｖｃ₂が下降し始め
（図３０における区間ｃ）、この両端電圧Ｖｃ₂が整流
器２の直流出力電圧よりも低くなると、図２８に示すよ
うに交流電源１から入力電流が引き込まれて、交流電源
１→整流器２→トランスＴ₁→第２のスイッチング素子
Ｑ₂→整流器２→交流電源１の経路で電流が流れる（図
３０における区間ｄ）。そして、第２のスイッチング素
子Ｑ₂がオフしても、図２９に示すように交流電源１→
整流器２→トランスＴ₁→第１のダイオードＤ₁→コン
デンサＣ₁→整流器２→交流電源１の経路で電流が流れ
続け（図３０における区間ｅ）、電流がゼロになると図
２５の状態に戻る。

【０００６】一方、図３１は交流電源１の電源電圧Ｖｓ
の１周期にわたる動作波形図を示しており、（ａ）はコ
ンデンサＣ₂の両端電圧Ｖｃ₂の波形、（ｂ）はトラン
スＴ ₁の１次巻線に流れる電流の波形、（ｃ）は交流電
源１からの入力電流Ｉ_inの波形、（ｄ）は負荷回路３の
放電灯Ｌａに流れるランプ電流Ｉ_Laの波形並びに（ｅ）
は整流器２の前段に高周波をカットするフィルタ回路を
設けた場合における入力電流Ｉ_inの波形をそれぞれ示し
ている。すなわち、図３１（ｂ）に示すようにトランス
Ｔ₁の１次巻線に流れる電流はトランスＴ₁の作用によ
って直流成分が取り除かれ、２次巻線に接続された放電
灯Ｌａには高周波の交流電流が供給される。これによ
り、負荷回路３の放電灯Ｌａを高周波の交流で点灯させ
ることができる。なお、上記のようにフィルタ回路によ
ってフィルタリングすることにより、交流電源１からの
入力電流Ｉ_inの波形が図３１（ｅ）に示すような略正弦
波状の波形となり、入力電流Ｉ_inの高調波成分を抑制し
て入力力率を向上させることができる。

【０００７】すなわち、コンデンサＣ₂の容量を適当な
値に設定することにより、交流電源１の電源電圧Ｖｓが
略ゼロとなる近傍の区間においてもコンデンサＣ₂の両
端電圧Ｖｃ₂が略ゼロ〔Ｖ〕付近まで下がり、交流電源
１の電源電圧Ｖｓの周期の全域にわたって入力電流Ｉin
を引き込むことが可能となる。上記従来例では、比較的
に少ない部品点数で、入力電流の高調波成分が抑制でき
るとともに入力力率の向上が可能な回路が構成でき、電
源装置の小型化並びに低コスト化を実現することができ
るという利点がある。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで上記従来例の
回路構成では、トランスＴ₁の１次巻線のインダクタン
ス成分が、コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁を昇圧する
ための昇圧チョッパにおけるインダクタと、ハーフブリ
ッジのインバータ回路における共振用のインダクタとを
兼ねているため、例えば、放電灯Ｌａを調光するために
スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂をオン・オフする周波数
（以下、単に周波数という。）やオン時間幅を変化させ
た場合にコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が異常に高く
なると、入力電流の高調波成分が増大したり、回路素子
に過剰なストレスが加わる虞がある。また、逆にコンデ
ンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が異常に低くなると、調光時
に放電灯Ｌａのちらつきが発生し易くなる虞がある。

【０００９】本発明は上記事情に鑑みて為されたもので
あり、その目的とするところは、負荷に供給される電力
を可変した場合に回路素子に加わるストレスを低減する
ことができる電源装置を提供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、交流電源の交流出力を整流する
整流器と、平滑用の第１のコンデンサと、該第１のコン
デンサと並列に接続されるとともに高周波で交互にオン
・オフされる一対の第１及び第２のスイッチング要素の
直列回路と、該第１及び第２のスイッチング要素とそれ
ぞれ逆並列に接続される第１及び第２のダイオードと、
上記第１及び第２のスイッチング要素の接続点と上記整
流器の一方の直流出力端との間に１次巻線が接続される
トランスと、該トランスの２次巻線に接続される負荷回
路と、上記トランスの１次巻線と整流器の直流出力端の
接続点に一端が接続されるとともに他端が上記第１のコ
ンデンサの一方の端子に接続され且つ上記第１又は第２
のスイッチング要素のオン・オフに応じて上記トランス
の１次巻線と共振回路を形成する第２のコンデンサとを
備え、上記整流器の直流出力端が、上記第１のコンデン
サの端子のうちで上記交流電源からトランスと第１及び
第２のダイオードの何れか一方と第１のコンデンサとを
介して電流の流れる経路が形成される側の端子に接続さ
れて成り、負荷回路の出力に応じて上記第１及び第２の
スイッチング要素のオン・オフ周波数とオン時間幅とを
共に可変して上記第１のコンデンサの両端電圧を調整す
る制御手段を備えたことを特徴とし、制御手段にて第１
及び第２のスイッチング要素のオン・オフ周波数及びオ
ン時間幅の何れか一方のみを可変する場合に比較して、
負荷回路の出力を可変する場合でも第１のコンデンサの
両端電圧を任意に設定することができ、例えば、負荷が
放電灯の場合であれば予熱や始動時等に第１のコンデン
サの両端電圧が上昇するのを抑え、回路素子に加わるス
トレスを低減することができる。

【００１１】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記制御手段が、上記負荷回路の出力が小さくなる
のに応じて上記第１のコンデンサの両端電圧が上昇する
ように上記第１及び第２のスイッチング要素のオン・オ
フ周波数とオン時間幅とを共に可変することを特徴と
し、例えば、負荷が放電灯である場合では、調光比が小
さいときや周囲温度が低いときに出やすい放電灯のちら
つきや立ち消えあるいはジャンプといった現象を低減す
ることができる。

【００１２】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、上記制御手段が、上記負荷回路の出力が小さくなる
のに応じて上記第１のコンデンサの両端電圧が略一定に
なるように上記第１及び第２のスイッチング要素のオン
・オフ周波数とオン時間幅とを共に可変することを特徴
とし、例えば、負荷が放電灯である場合に、調光比にか
かわらずに第１のコンデンサの両端電圧が略一定となる
ことから無負荷やエミレス、放電灯の破壊といった異常
発生を容易に検出することができる。

【００１３】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、上記制御手段が、上記負荷回路の出力が小さくなる
のに応じて上記第１のコンデンサの両端電圧が下降する
ように上記第１及び第２のスイッチング要素のオン・オ
フ周波数とオン時間幅とを共に可変することを特徴と
し、負荷回路の出力が小さくなっても入力電流の高調波
を改善することができる。

【００１４】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、上記制御手段が、上記負荷回路の出力が小さくなる
のに応じて上記第１のコンデンサの両端電圧が該負荷回
路出力の可変範囲の下限との間に少なくとも１点の上に
凸の変極点を持つように上記第１及び第２のスイッチン
グ要素のオン・オフ周波数とオン時間幅とを共に可変す
ることを特徴とし、負荷回路の出力が比較的小さい場合
でも入力電流の高調波を低減することができる。

【００１５】請求項６の発明は、請求項１の発明におい
て、上記制御手段が、上記負荷回路の出力が小さくなる
のに応じて上記第１のコンデンサの両端電圧が該負荷回
路出力の可変範囲の下限との間に少なくとも１点の下に
凸の変極点を持つように上記第１及び第２のスイッチン
グ要素のオン・オフ周波数とオン時間幅とを共に可変す
ることを特徴とし、例えば、負荷が放電灯である場合で
は、調光比が小さいときや周囲温度が低いときに出やす
い放電灯のちらつきや立ち消えあるいはジャンプといっ
た現象を低減することができる。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下に説明する各実施形態におい
ては、負荷として高周波交流で点灯する放電灯Ｌａを例
示するが、負荷は放電灯Ｌａに限定されるものではな
く、さらに負荷回路３の出力が直流出力の場合であって
も負荷回路３の構成によって本発明の技術的思想を容易
に適用することが可能である。

【００１７】（実施形態１）図１は本発明の実施形態１
における概略回路構成を示しており、交流電源１の交流
電源電圧Ｖｓを整流する整流器（ダイオードブリッジ）
２と、平滑用の第１のコンデンサＣ₁と、このコンデン
サＣ₁と並列に接続されるとともに高周波で交互にオン
・オフされるバイポーラトランジスタから成る第１及び
第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路と、第１
及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ ₂とそれぞれ逆並
列に接続される第１及び第２のダイオードＤ₁，Ｄ
₂と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接
続点と整流器２の高電位側の直流出力端との間に１次巻
線が接続されるトランスＴ₁と、トランスＴ₁の２次巻
線に接続される負荷回路３と、トランスＴ₁の１次巻線
と整流器２の高電位側の直流出力端の接続点に一端が接
続されるとともに他端が第１のコンデンサＣ₁の低電位
側の端子に接続される第２のコンデンサＣ₂とを備え、
整流器２の低電位側の直流出力端が第１のコンデンサＣ
₁の低電位側に接続されて成り、負荷回路３の出力に応
じて第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオン
・オフ周波数（以下、単に「周波数」と呼ぶ。）ｆとオ
ン時間幅（デューティ）とを共に可変して第１のコンデ
ンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁を調整する制御回路４を備え
ている。なお、図１からも明らかなように、制御回路４
を除く本実施形態の回路構成は基本的に従来例と共通で
あるから、共通する部分の構成及び動作については同一
の符号を付して説明を省略する。

【００１８】図２は本実施形態における制御回路４の具
体回路例を含む全体の回路構成図を示している。制御回
路４は、無安定マルチバイブレータＣＮ₁と、この無安
定マルチバイブレータＣＮ₁の出力端が入力端に接続さ
れた単安定マルチバイブレータＣＮ₂と、この単安定マ
ルチバイブレータＣＮ₂の出力端が入力端に接続される
とともに、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂
のベースに駆動信号を出力してオン・オフする駆動回路
ＤＲとを備えている。

【００１９】無安定マルチバイブレータＣＮ₁には第１
及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の周波数ｆを決
めるコンデンサＣ_T1と可変抵抗Ｒ_T1とが接続されてお
り、可変抵抗Ｒ_T1の抵抗値を可変することで周波数ｆを
可変し調整することが可能となっている。一方、単安定
マルチバイブレータＣＮ₂には第２のスイッチング素子
Ｑ₂のオン時間幅を決めるコンデンサＣ_T2と可変抵抗Ｒ
_T2とが接続されており、可変抵抗Ｒ_T2の抵抗値を可変す
ることで第２のスイッチング素子Ｑ₂のオン時間幅を可
変し調整することが可能となっている。而して、本実施
形態では、可変抵抗Ｒ_T1，Ｒ_T2の抵抗値を可変すること
により、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ ₂の
周波数ｆと第２のスイッチング素子Ｑ₂のオン時間幅と
を各々独立して調整することができる。なお、駆動回路
ＤＲでは、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂
が同時にオンとなることがないように、適当なデッドオ
フタイムを設けて第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂をオン・オフさせている。

【００２０】本実施形態においては、第２のスイッチン
グ素子Ｑ₂が、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₂を具備して成る所謂ハーフブリッジ型のインバータ
回路のスイッチング素子と、第１のコンデンサＣ₁の両
端電圧Ｖｃ₁を昇圧するための昇圧チョッパ回路のスイ
ッチング素子とに兼用されている。すなわち、従来例で
説明したように第２のスイッチング素子Ｑ₂がオン、第
１のスイッチング素子Ｑ₁がオフのときに交流電源１→
整流器２→トランスＴ₁→第２のスイッチング素子Ｑ₂
→整流器２→交流電源１の経路でトランスＴ₁のインダ
クタンス成分にエネルギが蓄えられ、第２のスイッチン
グ素子Ｑ₂がオフするとトランスＴ₁→第１のダイオー
ドＤ₁→第１のコンデンサＣ₁→整流器２→トランスＴ
₁の経路でトランスＴ₁のインダクタンス成分に蓄えら
れていたエネルギが放出されることで電流が流れ、第１
のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が昇圧されることに
なる。また、インバータ回路においては、第２のスイッ
チング素子Ｑ₂がオン、第１のスイッチング素子Ｑ₁が
オフのとき、第２のコンデンサＣ₂→トランスＴ₁→第
２のスイッチング素子Ｑ₂→第２のコンデンサＣ₂の経
路、あるいは交流電源１→整流器２→トランスＴ₁→第
２のスイッチング素子Ｑ₂→整流器２→交流電源１の経
路で主に電流が流れ、第２のスイッチング素子Ｑ₂がオ
フ、第１のスイッチング素子Ｑ₁がオンのときに第１の
コンデンサＣ₁→第１のスイッチング素子Ｑ₁→トラン
スＴ₁→第２のコンデンサＣ₂→第１のコンデンサＣ₁
の経路で主に電流が流れて、負荷回路３に高周波電流が
供給される。

【００２１】ここで、図３（ａ）〜（ｄ）は上記のよう
な動作を行うために制御回路４の駆動回路ＤＲから第２
のスイッチング素子Ｑ₂のベースに出力される駆動信号
を示す波形図である。なお、第１のスイッチング素子Ｑ
₁のベースに出力される駆動信号は、上記駆動信号を反
転した信号に略等しいので図示を省略する。例えば、図
３（ａ）が放電灯Ｌａを調光比１００％で全点灯してい
るときの駆動信号を表しているとし、このときの第１及
び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ ₂のオン・オフ周期
をＴ₁、第２のスイッチング素子Ｑ₂のオン時間幅をτ
₁とする。而して、放電灯Ｌａを全点灯している場合の
第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオン時間
幅が略等しく、言い換えればデューティ比が略５０％と
なっている。

【００２２】この状態から無安定マルチバイブレータＣ
Ｎ₁に接続された抵抗Ｒ_T1の抵抗値を小さくすることに
より、図３（ｂ）に示すように第２のスイッチング素子
Ｑ₂のオン時間幅τ₂が一定のまま（τ₁＝τ₂）、周
期がＴ₁からＴ₂へと短く（Ｔ₁＞Ｔ₂）、すなわち、
周波数ｆが高くなるため、負荷回路３の出力が絞られて
放電灯Ｌａが１００％よりも低い調光比で調光されるこ
とになる。

【００２３】一方、全点灯状態から単安定マルチバイブ
レータＣＮ₂に接続された抵抗Ｒ_T2の抵抗値を小さくす
ることにより、図３（ｃ）に示すように周期Ｔ₃が一定
（Ｔ ₃＝Ｔ₁）のまま、第２のスイッチング素子Ｑ₂の
オン時間幅がτ₁からτ₃に短く（τ₁＞τ₃）なり、
デューティ比が５０％よりも小さいアンバランスな状態
となるため、負荷回路３の出力が絞られて放電灯Ｌａが
１００％よりも低い調光比で調光されることになる。

【００２４】また、全点灯状態から無安定マルチバイブ
レータＣＮ₁に接続された抵抗Ｒ_T1の抵抗値と単安定マ
ルチバイブレータＣＮ₂に接続された抵抗Ｒ_T2の抵抗値
とを両方とも小さくすることにより、図３（ｄ）に示す
ように周期Ｔ₄とオン時間幅τ₄が共に短く（Ｔ₁＞Ｔ
₄，τ₁＞τ₄）なり、負荷回路３の出力が絞られて放
電灯Ｌａが１００％よりも低い調光比で調光されること
になる。

【００２５】一方、図４は制御回路４により第１及び第
２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の周波数ｆとオン時間
幅τとを変化させたときの放電灯Ｌａの調光比と第１の
コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁との関係をしており、
同図における曲線（ｂ），（ｃ）は周波数ｆを一定のま
まオン時間幅τのみを可変制御した場合の軌跡、曲線
（ｄ）は第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の
デューティ比を一定のまま周波数ｆのみを可変制御した
場合の軌跡、曲線（ａ）は周波数ｆとオン時間幅τとを
共に可変制御した場合の軌跡をそれぞれ表している。而
して、放電灯Ｌａを１００％から低い調光レベルに調光
する際に第２のスイッチング素子Ｑ₂のオン時間幅τを
長くしていくと、上記曲線（ｂ）のように第１のコンデ
ンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が昇圧チョッパ作用によって
より昇圧することになるし、逆に第２のスイッチング素
子Ｑ₂のオン時間幅τを短くしていくと、上記曲線
（ｃ）のように第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁
が低下することになる。また、第２のスイッチング素子
Ｑ₂のオン時間幅τを一定にしたまま、第１及び第２の
スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の周波数ｆを高くすれば負
荷回路３の出力のみが絞られ、調光レベルの低下に応じ
て第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が略一定ある
いは若干上昇することになる。

【００２６】而して、本実施形態では、放電灯Ｌａを調
光する場合に制御回路４にて周波数ｆとオン時間幅τと
を可変する制御を行うものであり、例えば、上述のよう
に放電灯Ｌａを１００％から調光する際に第２のスイッ
チング素子Ｑ₂のオン時間幅τを短くするとともに周波
数ｆを高くするような制御を行った場合、周波数ｆが一
定のまま第２のスイッチング素子Ｑ₂のオン時間幅τを
短く（狭く）する制御を行う場合と同じ調光比で比較し
たとき、第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ ₁をさら
に低くすることができる。あるいは、放電灯Ｌａを１０
０％から調光する際に第２のスイッチング素子Ｑ₂のオ
ン時間幅τを長く（広く）するとともに周波数ｆを高く
するような制御を行った場合、調光比の低下に応じて第
１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁を上昇させること
も可能であって、周波数ｆとオン時間幅τとを共に可変
する制御を行うことで、第１のコンデンサＣ₁の両端電
圧Ｖｃ₁を調光比に応じて図４の曲線（ａ）のように、
曲線（ｂ）と曲線（ｃ）との間の任意の値に設定するこ
とができる。

【００２７】上述のように本実施形態では、負荷回路３
の出力を可変して放電灯Ｌａを調光する場合に、第１及
び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の周波数ｆとオン
時間幅τの何れか一方だけでなく両方を可変制御する制
御回路４を備えたので、周波数ｆとオン時間幅τの何れ
か一方のみを可変制御する場合に比較して、同じ調光比
でも第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁を任意に設
定できるため、例えば、予熱・始動時などに両端電圧Ｖ
ｃ₁を抑制して回路素子に印加されるストレスを低減す
ることができる。

【００２８】（実施形態２）図５は本発明の実施形態２
を示す概略回路図である。但し、本実施形態の基本構成
は実施形態１と共通であるので、共通する部分について
は同一の符号を付して説明を省略し、本実施形態の特徴
となる制御回路４の構成についてのみ説明する。

【００２９】本実施形態の制御回路４では、単安定マル
チバイブレータＣＮ₂に接続される抵抗Ｒ_T2を可変抵抗
から固定抵抗に変更するとともに、無安定マルチバイブ
レータＣＮ₁と可変抵抗Ｒ_T1の接続点と、単安定マルチ
バイブレータＣＮ₂とコンデンサＣ_T2の接続点との間に
抵抗Ｒ_T3が接続されており、１つの可変抵抗Ｒ_T1の抵抗
値を変えることで第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂の周波数ｆと第２のスイッチング素子Ｑ₂の
オン時間幅τとを両方とも可変可能とした点に特徴があ
る。

【００３０】すなわち、実施形態１の制御回路４では、
無安定マルチバイブレータＣＮ₁に接続されたコンデン
サＣ_T1と可変抵抗Ｒ_T1の時定数で周波数ｆが決められ、
単安定マルチバイブレータＣＮ₂に接続されたコンデン
サＣ_T2と可変抵抗Ｒ_T2の時定数で第２のスイッチング素
子Ｑ₂のオン時間幅τが決められているが、本実施形態
ではコンデンサＣ_T2の充電電荷が可変抵抗Ｒ_T1と抵抗Ｒ
_T3とを介しても放電されるため、可変抵抗Ｒ_T1の抵抗値
に応じて時定数が変化し、第２のスイッチング素子Ｑ₂
のオン時間幅τを可変することができる。但し、オン時
間幅τは調光比の低下に応じて短くする方向にのみ可変
可能である。なお、可変抵抗Ｒ_T1の抵抗値に応じて周波
数ｆを可変可能であることは言うまでもない。

【００３１】而して、可変抵抗Ｒ_T1の抵抗値を変えるこ
とにより、図６（ａ），（ｂ）に示すように周波数ｆ
（周期Ｔ₁，Ｔ₂）とオン時間幅τ₁，τ₂を共に変化
させることができるため、抵抗Ｒ_T3の抵抗値を適当に選
択すれば調光比に応じて第１のコンデンサＣ₁の両端電
圧Ｖｃ₁を任意に設定することが可能となる。上述のよ
うに本実施形態によれば、実施形態１では２つの可変抵
抗Ｒ_T1，Ｒ_T2が用いられていたのに対し、１つの可変抵
抗Ｒ_T1のみで周波数ｆとオン時間幅τの２つの制御量を
可変可能であり、実施形態１に比較して制御回路４を構
成する部品が少なくて済むという利点がある。

【００３２】（実施形態３）図７は本発明の実施形態３
を示す概略回路図である。但し、本実施形態の基本構成
は実施形態１と共通であるので、共通する部分について
は同一の符号を付して説明を省略し、本実施形態の特徴
となる部分についてのみ説明する。本実施形態では、負
荷回路３に流れる負荷電流（放電灯Ｌａに流れるランプ
電流）Ｉ_Laのレベルを検出するとともに、そのレベルが
閾値を越えるような異常が発生した場合に異常検出信号
を駆動回路ＤＲに出力する異常検出回路５を備え、上記
異常検出信号が入力された駆動回路ＤＲが第１及び第２
のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂に対する駆動信号の出力
を停止するようにした点に特徴がある。

【００３３】異常検出回路５は、負荷である放電灯Ｌａ
に流れる負荷電流（ランプ電流）Ｉ _Laのレベルに応じた
電圧信号Ｖｘを得る検出部５ａと、動作電圧Ｖ_CCを分圧
抵抗Ｒ₁，Ｒ₂で分圧して得られる閾値Ｖｒと検出部５
ａで得られる電圧信号Ｖｘとを比較する比較部５ｂとで
構成される。検出部５ａは例えば変流器により負荷電流
Ｉ_Laに応じた電流を検出するとともに該電流を電圧に変
換するようなものであって、従来周知の技術により実現
可能である。

【００３４】また、比較部５ｂは、上記分圧抵抗Ｒ₁，
Ｒ₂と、分圧抵抗Ｒ₁，Ｒ₂の接続点に非反転入力端が
接続されるとともに反転入力端に検出部５ａの出力端が
接続されたコンパレータＣＰ₁とで構成され、負荷電流
Ｉ_Laが所定のレベル以下であって上記電圧信号Ｖｘが閾
値Ｖｒを下回る場合には、コンパレータＣＰ₁の出力端
からＨレベルの信号が出力され、何らかの原因で負荷電
流Ｉ_Laが所定のレベル以上となるような異常が発生して
上記電圧信号Ｖｘが閾値Ｖｒを越えた場合には、コンパ
レータＣＰ₁の出力端からＬレベルの信号（異常検出信
号）が出力されるものである。

【００３５】図８は本実施形態における調光比（横軸）
と第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁との関係を示
している。而して、何らかの異常が発生して負荷電流Ｉ
_Laが定格値以上となって調光比が１００％以上の所定値
（図８における一点破線（ｅ）を越えた場合、異常検出
回路５から異常検出信号が制御回路４の駆動回路ＤＲに
入力され、これによって駆動回路ＤＲの動作が停止して
インバータ回路の動作が停止する。その結果、図８に点
線（ａ）で示すような軌跡を辿って第１のコンデンサＣ
₁の両端電圧Ｖｃ₁を０〔Ｖ〕まで低下させることがで
きる。なお、図８における曲線（ｂ）〜（ｄ）について
は実施形態１と共通であるので説明は省略する。

【００３６】本実施形態によれば、異常時などに負荷回
路３の出力（負荷電流Ｉ_La）が過剰になるのを未然に防
ぎ、他の回路素子へ印加されるストレスを低減すること
ができるという利点がある。（実施形態４）本実施形態の構成は実施形態１と共通で
あるので図示並びに説明は省略する。本実施形態では、
図２に示した実施形態１の制御回路４において、単安定
マルチバイブレータＣＮ₂に接続された可変抵抗Ｒ_T2の
抵抗値をほぼ一定に保ったまま無安定マルチバイブレー
タＣＮ₁に接続された可変抵抗Ｒ_T1の抵抗値を可変する
ことで周波数ｆを変えて調光を行う点に特徴がある。

【００３７】而して、上記のように第２のスイッチング
素子Ｑ₂のオン時間幅τをほぼ一定に保ったままで周波
数ｆを高くしていけば、図９の曲線（ａ）に示すように
調光比が小さくなるほど第１のコンデンサＣ₁の両端電
圧Ｖｃ₁を高くすることができ、調光比が小さいときや
周囲温度が低いときに発生し易くなる放電灯Ｌａのちら
つきや立ち消え、所謂ジャンプ現象（放電灯がアーク放
電とグロー放電とに移り変わって安定しない現象）を低
減することができるという利点がある。なお、図９にお
ける曲線（ｂ）〜（ｄ）については実施形態１と共通で
あるので説明は省略する。なお、実施形態２又は３の構
成においても、制御回路４の可変抵抗Ｒ _T1〜Ｒ_T3の値を
適当に調節することにより、上記特性を持たせることが
可能である。

【００３８】（実施形態５）図１０は本発明の実施形態
５を示す概略回路図である。但し、本実施形態の基本構
成は実施形態２と共通であるので、共通する部分につい
ては同一の符号を付して説明を省略し、本実施形態の特
徴となる制御回路４の構成についてのみ説明する。

【００３９】本実施形態の制御回路４では、単安定マル
チバイブレータＣＮ₂に接続されているコンデンサＣ_T2
と抵抗Ｒ_T2の接続点と、第１のコンデンサＣ₁の高電位
側との間に抵抗Ｒ_T4を接続している点に特徴があり、可
変抵抗Ｒ_T1の抵抗値を変えて調光を行っているときに、
例えば、交流電源１の電源電圧Ｖｓが変動するなどの外
乱で第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が本来任意
に設定した軌跡にのらない場合に、それを補正すること
ができる。

【００４０】すなわち、電源変動などで電源電圧Ｖｓが
大きくなった場合、その増加分に応じて第１のコンデン
サＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁も上昇するが、この両端電圧Ｖ
ｃ₁の上昇に伴って第１のコンデンサＣ₁から抵抗Ｒ_T4
を介してコンデンサＣ_T2に電流が流れ込むので、第２の
スイッチング素子Ｑ₂のオン時間幅τが短くなって第１
のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁の変動（上昇）が抑
制されることになる。なお、第２のスイッチング素子Ｑ
₂のオン時間幅τのみを短くすると負荷回路３への出力
が若干小さくなるので、その場合には周波数ｆを低くす
ることで出力を補正するようにすればよい。

【００４１】逆に電源電圧Ｖｓが低下した場合には、そ
の低下分に応じた第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ
₁の変化によって第２のスイッチング素子Ｑ₂のオン時
間幅τを長くして、上記両端電圧Ｖｃ₁を略一定に保つ
ことができるとともに負荷回路３への出力の変動を抑制
することができる。上述のように本実施形態によれば、
電源変動による負荷回路３への出力や第１のコンデンサ
Ｃ₁の両端電圧Ｖｃ₁の変動、あるいは放電灯Ｌａの周
囲温度特性による上記両端電圧Ｖｃ₁の変動などを低減
することできる。

【００４２】（実施形態６）図１１は本発明の実施形態
６を示す概略回路図である。但し、本実施形態の基本構
成は実施形態１と共通であるので、共通する部分につい
ては同一の符号を付して説明を省略し、本実施形態の特
徴となる制御回路４の構成についてのみ説明する。

【００４３】本実施形態の制御回路４では、可変抵抗Ｒ
_T1の代わりに複数の固定抵抗Ｒ_T11〜Ｒ_T1nをスイッチ
ＳＷ₁により無安定マルチバイブレータＣＮ₁に切換接
続する第１の抵抗値切換回路を備えるとともに、可変抵
抗Ｒ_T2の代わりに複数の固定抵抗Ｒ_T21〜Ｒ_T2nをスイ
ッチＳＷ₂により単安定マルチバイブレータＣＮ₂に切
換接続する第２の抵抗値切換回路を備えた点に特徴があ
る。なお、第１及び第２の抵抗値切換回路の各スイッチ
ＳＷ₁，ＳＷ₂は互いに連動するようになっており、固
定抵抗Ｒ_T11とＲ_T21、Ｒ_T12とＲ_T22…といった一対
の抵抗値で切り換わるようにしてある。

【００４４】而して本実施形態によれば、スイッチＳＷ
₁，ＳＷ₂を切り換えることで、周波数ｆと第２のスイ
ッチング素子Ｑ₂のオン時間幅τとを固定抵抗Ｒ_T11，
Ｒ_T2 ₁…の抵抗値で予め飛び飛びに設定された値に切り
換えることができるので、例えば、段調光のように連続
でない調光を行う場合に対しても対処することができ
る。すなわち、図１２に示すように複数の調光比
（ａ₁）〜（ａｎ）に飛び飛びに段調光される場合に、
調光比が小さくなるにつれて第１のコンデンサＣ₁の両
端電圧Ｖｃ₁が上昇するように設定しておけば、放電灯
Ｌａのちらつきを抑えることができる。

【００４５】上述のように本実施形態によれば、連続で
ない調光（段調光）を行う場合でも、任意の調光比にお
いて第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁を任意の値
に設定することができ、特に調光比を小さくするほど両
端電圧Ｖｃ₁を上昇させるようにすれば、放電灯Ｌａの
ちらつきや立ち消え、ジャンプといった現象を低減する
ことができる。

【００４６】（実施形態７）図１３は本発明の実施形態
７を示す概略回路図である。本実施形態は、実施形態１
の構成に対して小容量のコンデンサＣ₂を整流器２の低
電位側の出力端とコンデンサＣ₁の低電位側の端子の間
に挿入接続したものである。本実施形態においては、整
流器２の出力端間にコンデンサＣ₁，Ｃ₂が直列に接続
されていることになるが、コンデンサＣ₂の容量がコン
デンサＣ₁の容量に比べて充分に小さいため、等価的に
コンデンサＣ₂を整流器２の出力端間に接続したものと
みなせる。

【００４７】ここで、本実施形態の基本的な動作につい
て説明する。まず、第２のスイッチング素子Ｑ₂がオン
の時にはコンデンサＣ₂→トランスＴ₁→第２のスイッ
チング素子Ｑ₂の経路で電流が流れる。このとき、コン
デンサＣ₂の両端電圧Ｖｃ₂は実施形態１の場合と同様
にトランスＴ₁の漏れインダクタンスとの共振によって
上昇する。そして、第２のスイッチング素子Ｑ₂がオフ
すると、トランスＴ₁→ダイオードＤ₁→コンデンサＣ
₁→コンデンサＣ₂→トランスＴ₁の経路で電流が流れ
続け、コンデンサＣ₂の両端電圧Ｖｃ₂がさらに上昇す
る。

【００４８】次に第１のスイッチング素子Ｑ₁がオンす
るとトランスＴ₁の漏れインダクタンスとコンデンサＣ
₂，Ｃ₃の共振により、コンデンサＣ₂→コンデンサＣ
₁→第１のスイッチング素子Ｑ₁→トランスＴ₁→コン
デンサＣ₂の経路で共振電流が流れる。このとき、コン
デンサＣ₂の両端電圧Ｖｃ₂は減少し始め、やがて交流
電源１の電源電圧Ｖｓよりも低くなれば、交流電源１→
整流器２→第１のスイッチング素子Ｑ₁→トランスＴ₁
→整流器２→交流電源１の経路で電流が流れ、交流電源
１から入力電流Ｉ_inが引き込まれる。そして、第１のス
イッチング素子Ｑ₁がオフすると交流電源１→整流器２
→コンデンサＣ₁→ダイオードＤ₂→トランスＴ₁→整
流器２→交流電源１の経路で電流が流れ続け、電流がゼ
ロになると最初の第２のスイッチング素子Ｑ₂がオンの
状態に戻る。このとき、第１及び第２のスイッチング素
子Ｑ₁，Ｑ₂のオン・オフに伴ってコンデンサＣ₂に流
れる充放電電流は実施形態１の場合と全く同じであり、
同様の動作によって交流電源１の電源電圧Ｖｓの略全域
にわたって入力電流Ｉ_inを流すことができる。したがっ
て、実質上は等価的にコンデンサＣ₂を整流器２の出力
端間に接続したものとみなすことができるのである。

【００４９】ところで本実施形態における制御回路４
は、実施形態２における制御回路４に対して、単安定マ
ルチバイブレータＣＮ₂とコンデンサＣ_T2の接続点と、
コンデンサＣ₂と整流器２の低電位側の出力端とを接続
点抵抗Ｒ₃を介して接続し、コンデンサＣ₂と整流器２
の低電位側の出力端との接続点に現れる電圧を抵抗Ｒ₃
を介して入力するようにした点に特徴がある。

【００５０】上記コンデンサＣ₂と整流器２の低電位側
の出力端との接続点に現れる電圧は、上述の動作説明か
ら明らかなように電源電圧Ｖｓの０〔Ｖ〕付近で比較的
高くなり、電源電圧Ｖｓのピーク付近で比較的低くなる
ため、電源電圧Ｖｓに応じて周波数ｆ並びに第２のスイ
ッチング素子Ｑ₂のオン時間幅τを変調することが可能
である。すなわち、本回路構成では電源電圧Ｖｓの０
〔Ｖ〕付近で負荷電流が比較的大きくなる特徴を持つの
で、電源電圧Ｖｓに応じた変調をかけることができれ
ば、ピーク値を抑えた、波高率の低い負荷電流を流すこ
とができるのである。

【００５１】而して、実施形態４で説明したように、第
２のスイッチング素子Ｑ₂のオン時間幅τをほぼ一定に
保ったままで周波数ｆを高くするように設定し、図９の
曲線（ａ）に示すような調光比が小さくなるほど第１の
コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が高くなるような特性
を持たせておけば、抵抗Ｒ₃を介して入力される電圧に
より電源電圧Ｖｓに応じた変調をかけることができ、調
光比が小さいときや周囲温度が低いときに発生し易くな
る放電灯Ｌａのちらつきや立ち消え、ジャンプ現象を低
減することができ、しかも調光全域に渡って負荷電流の
波高率を改善することができるという利点がある。

【００５２】（実施形態８）図１４は本発明の実施形態
８を示す概略回路図である。但し、本実施形態の基本構
成は実施形態１と共通であるので、共通する部分につい
ては同一の符号を付して説明を省略し、本実施形態の特
徴となる構成についてのみ説明する。本実施形態では、
制御回路４の可変抵抗Ｒ_T1，Ｒ_T2の値を適当に調節する
ことにより、図１５に示すように調光比に対して第１の
コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が略一定に保たれるよ
うな特性を持たせるとともに、第１のコンデンサＣ₁の
両端電圧Ｖｃ₁を分圧する分圧抵抗Ｒ₄，Ｒ₅と、この
分圧された電圧を基準電圧Ｖｏと比較するコンパレータ
ＣＰ₂とを備え、上記分圧電圧が基準電圧Ｖｏを越えた
場合にコンパレータＣＰ₂から制御回路４の駆動回路Ｄ
ＲにＬレベルの信号を出力し、このＬレベルの信号が入
力された駆動回路ＤＲがインバータ回路の動作を停止さ
せるようにした点に特徴がある。なお、実施形態２〜７
の構成においても、制御回路４の可変抵抗Ｒ_T1〜Ｒ_T3の
値を適当に調節することにより、上記特性を持たせるこ
とが可能である。

【００５３】すなわち、無負荷やエミレスあるいは放電
灯Ｌａの破壊といった異常時には負荷が軽くなるために
第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が上昇すること
になるので、上記両端電圧Ｖｃ₁を抵抗Ｒ₄，Ｒ₅で分
圧した電圧が基準電圧Ｖｏを越えているか否かで上記異
常発生を検出することができる。ここで、通常時には放
電灯Ｌａの調光比にかかわらず両端電圧Ｖｃ₁が略一定
に保たれているから、上記異常の発生による両端電圧Ｖ
ｃ₁の上昇が容易に検出することができるのである。

【００５４】而して、異常発生時にコンパレータＣＰ₂
からの信号入力によって駆動回路ＤＲを停止させ、回路
素子に過剰なストレスが印加されることなく回路動作を
停止することができる。なお、コンパレータＣＰ₂から
信号入力があった場合に、駆動回路ＤＲによって第１及
び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を間欠的に発振さ
せるようにすれば、例えば、放電灯Ｌａを再装着した場
合に直ちに再起動することができるという利点がある。

【００５５】（実施形態９）図１６は本発明の実施形態
９を示す概略回路図である。但し、本実施形態の基本構
成は実施形態７と共通であるので、共通する部分につい
ては同一の符号を付して説明を省略し、本実施形態の特
徴となる制御回路４の構成についてのみ説明する。な
お、主回路ではトランスＴ₁の２次巻線の一端と放電灯
Ｌａのフィラメントの一端の間にコンデンサＣ₄を接続
してある点が実施形態７と異なるが、基本的な回路動作
については実施形態７と共通であるので説明は省略す
る。

【００５６】本実施形態の制御回路４では、放電灯Ｌａ
のフィラメントの一端と整流器２の高電位側の出力端と
の間に接続された抵抗Ｒ₆にフィラメントを介して直列
に接続された抵抗Ｒ₇と、この抵抗Ｒ₇に並列に接続さ
れたコンデンサＣ₅とを備え、コンデンサＣ₅の両端電
圧Ｖｃ₅をダイオードＤ₃を介して駆動回路ＤＲに入力
し、上記両端電圧Ｖｃ₅が所定値を下回ったら駆動回路
ＤＲが第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の発
振を停止する、あるいは間欠発振するようにした点に特
徴がある。なお、本実施形態においても実施形態８と同
様に制御回路４の可変抵抗Ｒ_T1〜Ｒ_T3の値を適当に調節
することにより、図１５に示すように調光比に対して第
１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が略一定に保たれ
るような特性を持たせてある。

【００５７】本実施形態によれば、異常検出のうち特に
放電灯Ｌａが外されたような無負荷の検出を、全調光域
に渡って簡単に行うことができる。すなわち、通常時に
は第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が略一定であ
るため、放電灯Ｌａが接続されている状態では第１のコ
ンデンサＣ₁の高電位側から抵抗Ｒ₆→放電灯Ｌａのフ
ィラメント→抵抗Ｒ₇の経路で流れる電流が略一定とな
り、コンデンサＣ₅の両端電圧Ｖｃ₅もほぼ一定とな
る。よって、放電灯Ｌａが外されると第１のコンデンサ
Ｃ₁からコンデンサＣ₅への充電経路がなくなり、コン
デンサＣ₅の両端電圧Ｖｃ₅が０〔Ｖ〕に落ちることに
なる。その結果、ダイオードＤ₃を介して駆動回路ＤＲ
に入力される電圧が所定値を下回ることになり、無負荷
時に駆動回路ＤＲが第１及び第２のスイッチング素子Ｑ
₁，Ｑ₂の発振を停止する、あるいは間欠発振すること
で回路素子へのストレスの印加を防止することができ
る。

【００５８】（実施形態１０）図１７は本発明の実施形
態１０を示す概略回路図であるが、回路構成並びに基本
動作は実施形態１と共通であるので詳しい説明は省略す
る。また、図１８は本実施形態おいて調光比を変えたと
きの入力電流Ｉ_inを示す波形図であり、（ａ）は調光比
が１００％の場合、（ｃ）は調光比が下限付近の場合、
（ｂ）は調光比が１００％と下限との間の適当な値の場
合をそれぞれ示している。なお、（ｂ）及び（ｃ）にお
ける実線の波形は調光比の低下に伴って第１のコンデン
サＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁を低下させるような制御を行っ
た場合を示し、点線の波形は調光比の低下に伴って第１
のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁を上昇させるような
制御を行った場合を示している。

【００５９】而して、本実施形態は、図１９の点線
（ａ）に示すように調光比の低下に伴って第１のコンデ
ンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁を低下させるような制御を行
う点に特徴があり、このような制御を行うことで調光比
を小さくした場合でも入力電流Ｉ _inの高調波を減らすこ
とができる。つまり、交流電源１から入力電流Ｉ_inが流
れ込む経路は、図１７に点線で示すように交流電源１→
整流器２→トランスＴ₁→ダイオードＤ₁→第１のコン
デンサＣ₁→整流器２→交流電源１の経路であり、交流
電源１の電源電圧Ｖｓと、トランスＴ₁の両端電圧Ｖ_T1
と、第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁との間にＶ
ｓ＞Ｖ_T1＋Ｖｃ₁の関係が成立する場合である。而し
て、同じ調光比のままで第１のコンデンサＣ₁の両端電
圧Ｖｃ₁が下がったとすると、負荷出力としては同じで
あるためにトランスＴ₁の両端電圧Ｖ_T1も同じになるは
ずであるから、両端電圧Ｖｃ₁が低ければ低いほど交流
電源１の電源電圧Ｖｓの１周期のうちで上記不等式を満
足する区間が長くなるわけであり、このために入力電流
Ｉ_inの休止期間が減り、入力電流Ｉ_inの高調波が低減さ
れることになる。逆に第１のコンデンサＣ₁の両端電圧
Ｖｃ₁が高くなると、交流電源１から入力電流Ｉ_inが流
れ込む区間が短くなるため、図１８（ｂ）（ｃ）の点線
で示すように入力電流Ｉ_inの高調波が増大することにな
る。

【００６０】上述のように本実施形態によれば、調光比
の低下に伴って第１のコンデンサＣ ₁の両端電圧Ｖｃ₁
を低下させるような制御を行うことにより、調光比が小
さい場合にも入力電流Ｉ_inの高調波を低減することがで
き、また、入力電流Ｉ_inのピーク値が低くなるために入
力フィルタ（図示せず）を小さくすることも可能であ
る。なお、本実施形態では実施形態１と共通の回路構成
を例示したが、実施形態２〜９の各回路構成においても
制御回路４の抵抗Ｒ_T1，Ｒ_T2，Ｒ_T3の抵抗値等を適当に
調整することで本実施形態と同様に調光比の低下に伴っ
て第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁を低下させる
ような制御を行うことは可能である。

【００６１】（実施形態１１）図２０における点線
（ａ）は本発明の実施形態１１における調光比と第１の
コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁との関係を示してお
り、調光比が小さくなるのに応じて上記両端電圧Ｖｃ₁
が調光下限との間に少なくとも１点（調光比がＡ〔％〕
の点）の上に凸の変極点Ｐ₁を持つように周波数ｆ及び
オン時間幅τを制御するようにした点に本実施形態の特
徴があり、実施形態１〜１０の各回路構成において制御
回路４の抵抗Ｒ_T1，Ｒ_T2，Ｒ_T3の抵抗値等を適当に調整
することで実現可能である。なお、同図における曲線
（ｂ）〜（ｄ）については実施形態１と共通であるので
説明は省略する。

【００６２】而して、本実施形態では、調光比が比較的
小さい区間（例えば、調光比がＡ〔％〕よりも小さい区
間）では、調光比がＡ〔％〕よりも大きい区間で行って
いた制御（調光比が小さくなるのに応じて第２のスイッ
チング素子Ｑ₂のオン時間幅τを広くするような制御）
を、調光比が小さくなるのに応じて第２のスイッチング
素子Ｑ₂のオン時間幅τを狭くするような制御に切り換
え、調光比がＡ〔％〕よりも小さい区間では調光比の低
下に伴って両端電圧Ｖｃ₁を低下させている。これによ
り、実施形態１０と同様に入力電流Ｉ_inの高調波を低減
することができ、調光比が比較的小さい区間で、例えば
高調波の技術基準であるＩＥＣ（国際電気標準会議）１
０００−３−２ＣｌａｓｓＣの規格値を満足させる
ことができる。

【００６３】（実施形態１２）図２１における点線
（ａ）は本発明の実施形態１２における調光比と第１の
コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁との関係を示してお
り、調光比が小さくなるのに応じて上記両端電圧Ｖｃ₁
が調光下限との間に少なくとも１点（調光比がＡ〔％〕
の点）の下に凸の変極点Ｐ₂を持つように周波数ｆ及び
オン時間幅τを制御するようにした点に本実施形態の特
徴があり、実施形態１〜１０の各回路構成において制御
回路４の抵抗Ｒ_T1，Ｒ_T2，Ｒ_T3の抵抗値等を適当に調整
することで実現可能である。なお、同図における曲線
（ｂ）〜（ｄ）については実施形態１と共通であるので
説明は省略する。

【００６４】而して、本実施形態では、調光比が比較的
小さい区間（例えば、調光比がＢ〔％〕よりも小さい区
間）では、調光比がＢ〔％〕よりも大きい区間で行って
いた制御（調光比が小さくなるのに応じて第２のスイッ
チング素子Ｑ₂のオン時間幅τを狭くするような制御）
を、調光比が小さくなるのに応じて第２のスイッチング
素子Ｑ₂のオン時間幅τを広くするような制御に切り換
え、調光比がＢ〔％〕よりも小さい区間では調光比の低
下に伴って両端電圧Ｖｃ₁を上昇させている。これによ
り、実施形態４や実施形態５と同様に放電灯Ｌａのちら
つきを低減することができる。あるいは、変曲点を境に
放電灯Ｌａの周囲温度が低下してしまうような場合で
も、第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁を上昇させ
ることでちらつきや立ち消えあるいはジャンプ現象など
を低減することができる。本実施形態は、調光比が比較
的小さい区間でちらつきなどの放電の不安定現象が生じ
る場合に有効なものである。

【００６５】（実施形態１３）図２２は本発明の実施形
態１３を示す概略回路図であって、実施形態６の回路構
成に対して、制御回路４の無安定マルチバイブレータＣ
Ｎ₁並びに単安定マルチバイブレータＣＮ₂に各々接続
される複数個の抵抗Ｒ_T11…，Ｒ_T21…を固定から可変
抵抗に変更したものであり、その他の構成並びに動作に
ついては実施形態６と共通するので詳しい説明は省略す
る。

【００６６】図２３は本実施形態における周波数ｆと第
２のスイッチング素子Ｑ₂のオン時間幅τの関係を示し
ており、点Ａが調光比１００％、点Ｂ〜Ｄが各々調光下
限であって点Ａと各点Ｂ〜Ｄを結ぶ曲線Ｓ₁〜Ｓ₃に沿
って制御回路４にて第１及び第２のスイッチング素子Ｑ
₁，Ｑ₂の周波数ｆと第２のスイッチング素子Ｑ₂のオ
ン時間幅τとが可変制御されるのである。ここで、各曲
線Ｓ₁〜Ｓ₃の切り換えは、スイッチＳＷ₁，ＳＷ₂に
よって無安定マルチバイブレータＣＮ₁及び単安定マル
チバイブレータＣＮ₂に接続される可変抵抗Ｒ_T11…，
Ｒ_T21…の組を切り換えることで行われる。

【００６７】また、図２３の曲線Ｓ₁に沿って周波数ｆ
及びオン時間幅τを可変した場合には図９における点線
（ａ）に示すように調光比が小さくなるにつれて第１の
コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が上昇し、曲線Ｓ₂に
沿って周波数ｆ及びオン時間幅τを可変した場合には図
１５における点線（ａ）に示すように調光比に関係なく
上記両端電圧Ｖｃ₁が略一定に保たれ、曲線Ｓ₃に沿っ
て周波数ｆ及びオン時間幅τを可変した場合には図１９
における点線（ａ）に示すように調光比が小さくなるに
つれて第１のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が低下す
る。なお、可変抵抗Ｒ_T11…，Ｒ_T21…の数は切り換え
ようとする曲線Ｓ₁〜Ｓ₃の数に等しい。

【００６８】本実施形態では、例えば曲線Ｓ₁上の点
（ｂ）で動作させている状態からスイッチＳＷ₁，ＳＷ
₂によって調光比を変えずに曲線Ｓ₂上の点（ｃ）や曲
線Ｓ₃上の点（ｄ）に切り換え、同じ調光比のままで異
なる機能への切り換えが容易に行える。例えば、通常は
曲線Ｓ₁に沿って制御回路４が周波数ｆ及びオン時間幅
τを可変制御し、入力電流の高調波成分を検出する回路
（図示せず）にて入力電流の高調波成分が規格値を越え
そうなことが検出されれば、高調波を低減することが可
能な曲線Ｓ₃に沿った制御へとスイッチＳＷ₁，ＳＷ₂
によって切り換えるのである。

【００６９】上述のように本実施形態によれば、用途に
応じてちらつきの低減や異常検出あるいは入力電流高調
波の低減等の機能を１つの制御回路４にて切り換えるこ
とができるものである。

【００７０】

【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源の交流出力
を整流する整流器と、平滑用の第１のコンデンサと、該
第１のコンデンサと並列に接続されるとともに高周波で
交互にオン・オフされる一対の第１及び第２のスイッチ
ング要素の直列回路と、該第１及び第２のスイッチング
要素とそれぞれ逆並列に接続される第１及び第２のダイ
オードと、上記第１及び第２のスイッチング要素の接続
点と上記整流器の一方の直流出力端との間に１次巻線が
接続されるトランスと、該トランスの２次巻線に接続さ
れる負荷回路と、上記トランスの１次巻線と整流器の直
流出力端の接続点に一端が接続されるとともに他端が上
記第１のコンデンサの一方の端子に接続され且つ上記第
１又は第２のスイッチング要素のオン・オフに応じて上
記トランスの１次巻線と共振回路を形成する第２のコン
デンサとを備え、上記整流器の直流出力端が、上記第１
のコンデンサの端子のうちで上記交流電源からトランス
と第１及び第２のダイオードの何れか一方と第１のコン
デンサとを介して電流の流れる経路が形成される側の端
子に接続されて成り、負荷回路の出力に応じて上記第１
及び第２のスイッチング要素のオン・オフ周波数とオン
時間幅とを共に可変して上記第１のコンデンサの両端電
圧を調整する制御手段を備えたので、制御手段にて第１
及び第２のスイッチング要素のオン・オフ周波数及びオ
ン時間幅の何れか一方のみを可変する場合に比較して、
負荷回路の出力を可変する場合でも第１のコンデンサの
両端電圧を任意に設定することができ、例えば、負荷が
放電灯の場合であれば予熱や始動時等に第１のコンデン
サの両端電圧が上昇するのを抑え、回路素子に加わるス
トレスを低減することができるという効果がある。

【００７１】請求項２の発明は、上記制御手段が、上記
負荷回路の出力が小さくなるのに応じて上記第１のコン
デンサの両端電圧が上昇するように上記第１及び第２の
スイッチング要素のオン・オフ周波数とオン時間幅とを
共に可変するので、例えば、負荷が放電灯である場合で
は、調光比が小さいときや周囲温度が低いときに出やす
い放電灯のちらつきや立ち消えあるいはジャンプといっ
た現象を低減することができるという効果がある。

【００７２】請求項３の発明は、上記制御手段が、上記
負荷回路の出力が小さくなるのに応じて上記第１のコン
デンサの両端電圧が略一定になるように上記第１及び第
２のスイッチング要素のオン・オフ周波数とオン時間幅
とを共に可変するので、例えば、負荷が放電灯である場
合に、調光比にかかわらずに第１のコンデンサの両端電
圧が略一定となることから無負荷やエミレス、放電灯の
破壊といった異常発生を容易に検出することができると
いう効果がある。

【００７３】請求項４の発明は、上記制御手段が、上記
負荷回路の出力が小さくなるのに応じて上記第１のコン
デンサの両端電圧が下降するように上記第１及び第２の
スイッチング要素のオン・オフ周波数とオン時間幅とを
共に可変するので、負荷回路の出力が小さくなっても入
力電流の高調波を改善することができるという効果があ
る。

【００７４】請求項５の発明は、上記制御手段が、上記
負荷回路の出力が小さくなるのに応じて上記第１のコン
デンサの両端電圧が該負荷回路出力の可変範囲の下限と
の間に少なくとも１点の上に凸の変極点を持つように上
記第１及び第２のスイッチング要素のオン・オフ周波数
とオン時間幅とを共に可変するので、負荷回路の出力が
比較的小さい場合でも入力電流の高調波を低減すること
ができるという効果がある。

【００７５】請求項６の発明は、上記制御手段が、上記
負荷回路の出力が小さくなるのに応じて上記第１のコン
デンサの両端電圧が該負荷回路出力の可変範囲の下限と
の間に少なくとも１点の下に凸の変極点を持つように上
記第１及び第２のスイッチング要素のオン・オフ周波数
とオン時間幅とを共に可変するので、例えば、負荷が放
電灯である場合では、調光比が小さいときや周囲温度が
低いときに出やすい放電灯のちらつきや立ち消えあるい
はジャンプといった現象を低減することができるという
効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１を示す概略回路図である。

【図２】同上の具体回路図である。

【図３】同上の動作を説明するための信号波形図であ
る。

【図４】同上における調光比と第１のコンデンサの両端
電圧Ｖｃ₁との関係を示す図である。

【図５】実施形態２を示す概略回路図である。

【図６】同上の動作を説明するための信号波形図であ
る。

【図７】実施形態３を示す概略回路図である。

【図８】同上における調光比と第１のコンデンサの両端
電圧Ｖｃ₁との関係を示す図である。

【図９】実施形態４における調光比と第１のコンデンサ
の両端電圧Ｖｃ₁との関係を示す図である。

【図１０】実施形態５を示す概略回路図である。

【図１１】実施形態６を示す概略回路図である。

【図１２】同上における調光比と第１のコンデンサの両
端電圧Ｖｃ₁との関係を示す図である。

【図１３】実施形態７を示す概略回路図である。

【図１４】実施形態８を示す概略回路図である。

【図１５】同上における調光比と第１のコンデンサの両
端電圧Ｖｃ₁との関係を示す図である。

【図１６】実施形態９を示す概略回路図である。

【図１７】実施形態１０を示す概略回路図である。

【図１８】同上における入力電流の波形図である。

【図１９】同上における調光比と第１のコンデンサの両
端電圧Ｖｃ₁との関係を示す図である。

【図２０】実施形態１１における調光比と第１のコンデ
ンサの両端電圧Ｖｃ₁との関係を示す図である。

【図２１】実施形態１２における調光比と第１のコンデ
ンサの両端電圧Ｖｃ₁との関係を示す図である。

【図２２】実施形態１３を示す概略回路図である。

【図２３】同上の動作を説明するための説明図である。

【図２４】従来例を示す概略回路図である。

【図２５】同上の動作を説明するための説明図である。

【図２６】同上の動作を説明するための説明図である。

【図２７】同上の動作を説明するための説明図である。

【図２８】同上の動作を説明するための説明図である。

【図２９】同上の動作を説明するための説明図である。

【図３０】同上の動作を説明するための波形図である。

【図３１】同上の動作を説明するための波形図である。

【符号の説明】

１交流電源２整流器３負荷回路４制御回路Ｑ₁，Ｑ₂ スイッチング素子Ｄ₁，Ｄ₂ ダイオードＣ₁ 第１のダイオードＣ₂ 第２のダイオードＴ₁ トランスＬａ放電灯

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源の交流出力を整流する整流器
と、平滑用の第１のコンデンサと、該第１のコンデンサ
と並列に接続されるとともに高周波で交互にオン・オフ
される一対の第１及び第２のスイッチング要素の直列回
路と、該第１及び第２のスイッチング要素とそれぞれ逆
並列に接続される第１及び第２のダイオードと、上記第
１及び第２のスイッチング要素の接続点と上記整流器の
一方の直流出力端との間に１次巻線が接続されるトラン
スと、該トランスの２次巻線に接続される負荷回路と、
上記トランスの１次巻線と整流器の直流出力端の接続点
に一端が接続されるとともに他端が上記第１のコンデン
サの一方の端子に接続され且つ上記第１又は第２のスイ
ッチング要素のオン・オフに応じて上記トランスの１次
巻線と共振回路を形成する第２のコンデンサとを備え、
上記整流器の直流出力端が、上記第１のコンデンサの端
子のうちで上記交流電源からトランスと第１及び第２の
ダイオードの何れか一方と第１のコンデンサとを介して
電流の流れる経路が形成される側の端子に接続されて成
り、負荷回路の出力に応じて上記第１及び第２のスイッ
チング要素のオン・オフ周波数とオン時間幅とを共に可
変して上記第１のコンデンサの両端電圧を調整する制御
手段を備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】上記制御手段は、上記負荷回路の出力が
小さくなるのに応じて上記第１のコンデンサの両端電圧
が上昇するように上記第１及び第２のスイッチング要素
のオン・オフ周波数とオン時間幅とを共に可変すること
を特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】上記制御手段は、上記負荷回路の出力が
小さくなるのに応じて上記第１のコンデンサの両端電圧
が略一定になるように上記第１及び第２のスイッチング
要素のオン・オフ周波数とオン時間幅とを共に可変する
ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項４】上記制御手段は、上記負荷回路の出力が
小さくなるのに応じて上記第１のコンデンサの両端電圧
が下降するように上記第１及び第２のスイッチング要素
のオン・オフ周波数とオン時間幅とを共に可変すること
を特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項５】上記制御手段は、上記負荷回路の出力が
小さくなるのに応じて上記第１のコンデンサの両端電圧
が該負荷回路出力の可変範囲の下限との間に少なくとも
１点の上に凸の変極点を持つように上記第１及び第２の
スイッチング要素のオン・オフ周波数とオン時間幅とを
共に可変することを特徴とする請求項１記載の電源装
置。
【請求項６】上記制御手段は、上記負荷回路の出力が
小さくなるのに応じて上記第１のコンデンサの両端電圧
が該負荷回路出力の可変範囲の下限との間に少なくとも
１点の下に凸の変極点を持つように上記第１及び第２の
スイッチング要素のオン・オフ周波数とオン時間幅とを
共に可変することを特徴とする請求項１記載の電源装
置。