JPH11122973A - ブラシレスモータの駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 位置検出器からの信号を用いて正弦波状電圧
で駆動制御するとともに、より簡単な構成で且つ運転可
能速度範囲の広いブラシレスモータの駆動装置を提供す
る。 【解決手段】 エッジ検出部２４において位置検出信号
のエッジに基づき一定位相角毎のパルス信号Ｐ1 が発生
すると、初期位相角設定部２５ではその時の検出位相角
を電圧位相角θn に設定し、角速度演算部２６ではパル
ス信号Ｐ1 間の位相角と時間から角速度ωを求める。変
位角演算部２７ではこの角速度ωにキャリア信号Ｓc の
周期Ｔc を乗じて周期Ｔc の間のモータの変位位相角Δ
θを求め、変位角加算部２８において周期Ｔc 毎にこれ
を電圧位相角θn に順次加算する。その後、変調信号発
生部２９で三相正弦波電圧を生成した後パルス幅変調を
行いモータを駆動する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、位置検出信号に基
づいてブラシレスモータを正弦波状電圧により駆動制御
するブラシレスモータの駆動装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】この種のブラシレスモータの駆動装置の
従来例を、図１２及び図１３を参照しながら説明する。
まず、駆動装置の回路構成を示す図１２において、三相
交流電源１の各相母線は、三相ブリッジ接続されたダイ
オード等から構成される整流回路２の各相入力端子３
ｕ、３ｖ、３ｗに接続され、この整流回路２の正側直流
電源線４と負側直流電源線５との間には平滑コンデンサ
６が接続されている。さらに、正側直流電源線４と、負
側直流電源線５に対し電流検出用の抵抗７を介した後の
負側直流電源線８との間には、スイッチング回路として
スイッチング素子例えばＩＧＢＴ９〜１４からなる三相
ブリッジ回路１５が接続され、その出力端子１６ｕ、１
６ｖ、１６ｗに夫々ブラシレスモータ１７のＵ相、Ｖ
相、Ｗ相の巻線が接続されている。

【０００３】ブラシレスモータ１７には、永久磁石から
なるロータの回転位置を検出する位置検出手段として、
例えばホール素子やホールＩＣなどの位置検出素子を電
気角１２０［ｄｅｇ］毎に等間隔に３個配置してなる位
置検出器１８が設けられ、各位置検出素子からは、ロー
タの回転位置に応じて図１３（ａ）に示すような位置検
出信号Ｈa 、Ｈb 、Ｈc が互いに１２０［ｄｅｇ］の位
相差を有してディジタル値として出力される。

【０００４】制御回路１９は、外部からの速度指令信号
ω* を受けると、位置検出器１８からの位置検出信号Ｈ
a 、Ｈb 、Ｈc 、及び電流検出抵抗７により検出される
直流リンク電流ｉL に基づいて、三相ブリッジ回路１５
を構成するＩＧＢＴ９〜１４の各ゲートに与えられるパ
ルス幅変調信号Ｓg を生成し、これらパルス幅変調信号
Ｓg はゲート駆動回路２０を通して各ゲートをオンオフ
制御する。これにより、ブラシレスモータ１７の各巻線
には、図１３（ｂ）に示すような互いに１２０［ｄｅ
ｇ］の位相差をもち、夫々１２０［ｄｅｇ］の通電角を
有する相電圧Ｖu、Ｖv 、Ｖw が繰り返して印加され、
以てブラシレスモータ１７が回転駆動される。この場
合、ブラシレスモータ１７の各巻線を流れる相電流は、
例えばＵ相電流Ｉu について示す図１３（ｃ）のよう
に、相電圧に対応して略矩形状の波形となる。また、ブ
ラシレスモータ１７が速度指令信号ω* で指令する回転
速度に追従して回転するように通電時においてデューテ
ィ制御を行い、ブラシレスモータ１７の相電圧Ｖu 、Ｖ
v 、Ｖw の大きさを可変する構成となっている。なお、
上記制御回路１９、及びゲート駆動回路２０に対し必要
な制御電圧を供給するため、平滑コンデンサ６の両端の
直流電圧を入力とする電源回路２１が設けられている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の構成においては、ブラシレスモータに印加する電圧
が矩形波であるため、電流波形が多くの高調波を含む歪
み波形となり、その結果出力トルクにリプルが生じ、騒
音や振動が大きくなるという問題があった。そこで、特
開平３−１９８６８７号公報、及び特開平６−２５３５
８２号公報ではこの問題に対し以下に示すような方法で
対処している。

【０００６】特開平３−１９８６８７号公報は、ブラシ
レスモータの電流制御に、位置検出器からの位置検出信
号に基づいて生成される正弦波状の電流指令を用いるこ
とによって、ブラシレスモータを正弦波電流で駆動する
方法に関するものあり、特にサーボモータを対象として
いる。この正弦波状の電流指令は、互いに１２０［ｄｅ
ｇ］の位相差をもつ位置検出信号からパルス信号を得た
後、その周期から角速度を演算し、前区間のパルス周期
から演算された角速度に基づいて、今回のパルス信号を
始点とするパルス間の位相角を演算することにより生成
される。そして、この電流指令と各相の検出電流との差
分（電流偏差）がＰＩ制御器に入力された後三角波と比
較されパルス幅変調制御が行われる。

【０００７】上記方法によれば、ＤＣブラシレスモータ
に正弦波電流を流すことはできるが、電圧については電
流制御のための操作量として制御装置から出力されるの
で、常に正弦波状になるとは限らない。さらに、この方
法はサーボモータの電流制御を目的としているので制御
が複雑であり、また電流制御を行うための電流検出セン
サが複数必要になるなど装置のコスト高を招く。

【０００８】一方、特開平６−２５３５８２号公報は、
サーボモータに対し正弦波通電制御を行うものである。
これは、互いに１２０［ｄｅｇ］の位相差をもつ位置検
出信号からエッジを検出し、その検出時におけるエッジ
の電気角を求めるとともに、エッジ間の周期を測定す
る。そして、次のエッジ間における位相は、クロックを
カウントし、このカウント値とクロックの周期、及びエ
ッジ間の周期とを用いて演算される位相を前記エッジの
電気角に加算することにより求めている。

【０００９】この方法は、位相の演算にクロックをカウ
ントするためのカウンタが必要となり、さらにそのカウ
ンタのオーバーフロー、又はクロックの周波数に対応し
た分解能の面からモータの回転数領域が制限される。例
えば、高速領域を優先的に使用するためにクロックの周
波数を上げて分解能を高くとると、低速領域、例えば１
００［ｒｐｍ］以下においてカウンタがオーバーフロー
し位相角の計算が不能となる。一方、低速領域を優先的
に使用するために周波数を下げて分解能を低くとると、
高速領域、例えば５０００［ｒｐｍ］以上において分解
能が悪化し、正弦波が著しい階段状となってしまう等の
不具合が生じる。

【００１０】このように、ブラシレスモータに正弦波状
の電圧を印加することに関し、種々の提案がなされてい
るものの、その構成が複雑であったり、回転速度範囲に
制限を受ける等の問題が依然として解決されていなかっ
た。また、予め備えられた正弦波のデータテーブルを使
用して直接正弦波を生成する方法も考えられるが、テー
ブル格納領域の制限等からデータテーブルの角度ステッ
プには限界があり、それ以上の分解能を得るためには制
御装置の大規模化（例えば高精度ＣＰＵの採用）を招く
等の不都合があった。

【００１１】本発明は、上記の事情に鑑みてなされたも
のであり、その目的は、位置検出器からの位置検出信号
を用いてブラシレスモータを正弦波状電圧で駆動制御す
ることであり、特に、より簡単な構成で且つ運転可能速
度範囲の広いブラシレスモータの駆動装置を提供するこ
とにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明のブラシレスモータの駆動装置は、ブラシレ
スモータが有する複数相の巻線に順次通電するためのス
イッチング素子からなるスイッチング回路と、ブラシレ
スモータが有するロータの位置検出信号を得る位置検出
手段と、正弦波変調信号をキャリア信号でパルス幅変調
して正弦波状の電圧を各巻線に印加するようにスイッチ
ング回路を制御する制御手段とを具備したブラシレスモ
ータの駆動装置において、前記制御手段は、位置検出信
号によって特定される所定の周期毎にロータの角速度を
演算するとともに、この角速度とキャリア信号の周期と
からロータの変位位相角を演算し、更にこの変位位相角
に基づいてロータ位置に対応する電圧位相角を求め、こ
の電圧位相角に基づいて正弦波変調信号を生成するよう
に構成されていることを特徴とする（請求項１）。

【００１３】斯様に構成すれば、変位位相角の演算はキ
ャリア信号の周期を単位として行われ、一方出力電圧を
決定する各スイッチング素子のデューティ設定もキャリ
ア周期毎に行われるので、変位位相角を無駄時間なく出
力電圧に反映でき、以て出力電圧をロータ位置に対応し
た正弦波状にすることができる。

【００１４】また、前記制御手段は、キャリア信号を生
成するキャリア信号発生手段と、位置検出信号に基づい
て一定位相角毎に位置信号を生成するとともにこの位置
信号の位相角を初期値とする検出信号処理手段と、この
検出信号処理手段にて生成される位置信号の間の位相角
と時間幅とを用いてブラシレスモータの角速度を演算す
る角速度演算手段と、この角速度演算手段にて演算され
る角速度に、キャリア信号のｍ周期相当時間（ｍ：自然
数）を乗じてキャリア信号のｍ周期の間に変化する変位
位相角を得る変位角演算手段と、この変位角演算手段か
ら得られる変位位相角を、キャリア信号のｍ周期毎に初
期値に順次加算して電圧位相角を求める変位角加算手段
と、この変位角加算手段にて求めた電圧位相角に基づい
てパルス幅変調のための変調信号である多相正弦波電圧
を生成する変調信号発生手段と、この変調信号発生手段
にて生成された変調信号と、キャリア信号発生手段にて
生成されたキャリア信号とを比較してパルス幅変調信号
を発生するパルス幅変調手段とから構成されていること
を特徴とする（請求項２）。

【００１５】斯様に構成すれば、位置信号の位相角の初
期値を基に、キャリア信号のｍ周期毎に変位位相角を順
次加算して電圧位相角を求めるので、キャリア信号のｍ
周期に相当する分解能を有した電圧位相角を得ることが
でき、以てブラシレスモータを正弦波状電圧で駆動制御
することができる。この場合、位相演算はパルス幅変調
手段で使用するキャリア信号のｍ周期毎に行われ、一方
各スイッチング素子のデューティ設定はキャリア周期毎
に行われるので、不必要に短い周期での位相演算を避け
ることができるとともに、周期ｍを必要に応じた値に設
定することにより演算処理時間を短縮することができ
る。また、電圧位相角の演算にオーバーフロー等の問題
を生じるカウンタを使用していないので、装置の構成が
より簡単になり運転可能速度範囲を広くとることができ
る。

【００１６】この場合、ｍを１に設定し、キャリア信号
の１周期毎に上記初期値に変位位相角を順次加算して電
圧位相角を求める（請求項３）と、その分解能が最大に
なるのでより歪みの少ない正弦波状の駆動電圧を得るこ
とができる。

【００１７】また、位置検出信号に基づいて生成される
位置信号にキャリア信号を同期させると良い（請求項
４）。斯様に構成すれば、定速運転されている場合、位
置検出信号の状態が変化する位置信号発生時において、
それまで順次加算演算されてきた電圧位相角と、新たに
電圧位相角に設定される位相角初期値が一致するので、
より歪みの小さい正弦波状の駆動電圧を得ることができ
る。

【００１８】さらに、ブラシレスモータの電圧と電流と
から力率を演算するとともに、所定の力率となるように
電圧位相角を補正したり（請求項５）、スイッチング回
路に流入する直流電流波形から力率を判定するととも
に、力率が略１となるように電圧位相角を補正すると良
い（請求項６）。

【００１９】斯様に構成すれば、モータを高力率、高効
率で運転できる。特に、直流リンク電流から力率を判定
する場合には、簡単な構成で力率判定を行うことができ
るので装置のコストを低減でき、力率判定に伴う制御装
置の処理負担も軽減することができる。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１実施例につい
て、図１乃至図６を参照しながら説明する。本実施例に
おける駆動装置の構成は、図１２に示す従来例の駆動装
置の構成と制御回路を異にする。そこで、以下この制御
回路についてその構成を詳述し、制御回路以外の部分に
ついては図１２と同様であるので説明を省略する。ま
た、以下の説明において、「位相角」、「検出位相
角」、「変位位相角」とはブラシレスモータのロータ位
置としての位相を表し、「電圧位相角」とは制御回路で
生成されるブラシレスモータの駆動電圧の位相を表す。
これら位相角は全て電気角を用いて表す。

【００２１】図１は、制御回路２２の機能をブロック図
により示したもので、これら各機能はマイクロコンピュ
ータによって演算、実行される。図１において、検出信
号処理部２３の前段部分を構成するエッジ検出部２４
は、ブラシレスモータ１７に取り付けられた位置検出器
１８から出力される位置検出信号Ｈa 、Ｈb 、Ｈc の立
ち上がりエッジと立ち下がりエッジを検出し、そのエッ
ジ検出と同時に初期位相角設定部２５及び角速度演算部
２６に対し位置信号としてのパルス信号Ｐ1 を出力する
ようになっている。

【００２２】ブラシレスモータ１７のロータ位置を表す
位置検出信号Ｈa 、Ｈb 、Ｈc は、図２に示すように互
いに１２０［ｄｅｇ］の位相差を有した１８０［ｄｅ
ｇ］幅の矩形波を成し、ブラシレスモータ１７の正転時
にはＨa 、Ｈb 、Ｈc の相順で、反転時にはＨc 、Ｈb
、Ｈa の相順で出力される。これら位置検出信号Ｈa
、Ｈb 、Ｈc は、位置検出信号Ｈa の立ち上がりを位
相角０［ｄｅｇ］とする基準の下で、位置検出信号Ｈb
が位相角１２０［ｄｅｇ］で、位置検出信号Ｈc が位相
角２４０［ｄｅｇ］で夫々立ち上がるようになってい
る。これにより、立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッ
ジは６０［ｄｅｇ］の位相角毎に何れかの位置検出信号
に現れ、エッジ検出部２４において生成される位置信号
としてのパルス信号Ｐ1 は６０［ｄｅｇ］一定の位相間
隔を有して出力される。なお、この６０［ｄｅｇ］幅の
区間を便宜上１つの運転状態（mode）と考え、この区間
を検出位相角０［ｄｅｇ］から順にmode０〜mode５と称
することとする。

【００２３】図１において、検出信号処理部２３の後段
部分を構成する初期位相角設定部２５は、エッジ検出部
２４からパルス信号Ｐ1 を受けると、その時の位置信号
の検出位相角を初期値（以下、初期位相角θe と称す
る）として後述する電圧位相角θn に設定する。表１は
これら位相角、運転状態（mode）、及び初期位相角θe
の関係を示したものである。例えば、位置検出信号Ｈa
が１から０に変化すると、パルス信号Ｐ1 が発生すると
ともに運転状態がmode２からmode３へと変化し、初期位
相角設定部２５においてmode３の初期位相角である１８
０［ｄｅｇ］が電圧位相角θn に設定される。ただし、
本実施例においては、ブラシレスモータ１７は、そのロ
ータ位置の位相角と同位相の電圧位相角θn を有する正
弦波状電圧にて駆動制御する。

【００２４】

【表１】

【００２５】角速度演算部２６は、エッジ検出部２４か
らパルス信号Ｐ1 が出力される毎に、該パルスと前回の
パルスとの間の位相角（＝６０［ｄｅｇ］）と時間とを
用いてブラシレスモータ１７の角速度ωを演算するもの
であり、その演算された角速度ωは変位角演算部２７へ
と出力される。

【００２６】その変位角演算部２７は、演算された角速
度ωにパルス幅変調に用いられるキャリア信号Ｓc の周
期Ｔc を乗じて、キャリア信号Ｓc の１周期の間にブラ
シレスモータ１７のロータが回転する変位位相角Δθを
求め、キャリア信号Ｓc の１周期毎に変位角加算部２８
に対し出力する。

【００２７】変位角加算部２８は、初期位相角設定部２
５において初期位相角θe が設定された電圧位相角θn
を基に、キャリア信号Ｓc の１周期毎に変位角演算部２
７から出力される変位位相角Δθを電圧位相角θn に順
次加算する。これにより、位置検出器からの位置検出信
号が得られない１つのmodeの間におけるロータ位置を推
定することができ、そのロータ位置に対応した電圧位相
角θn を生成することができる。

【００２８】変調信号発生部２９は、変位角加算部２８
にて演算された電圧位相角θn と、制御回路２２の外部
からの電圧指令値Ｖ* 又は制御回路２２の内部に設けら
れた図示しない速度制御部から出力される電圧指令値Ｖ
* とからブラシレスモータに印加する三相正弦波電圧Ｖ
u*、Ｖv*、Ｖw*を演算により求め、パルス幅変調部３０
へと出力する。

【００２９】そのパルス幅変調部３０は、キャリア信号
発生部３１において生成された例えば三角波などのキャ
リア信号Ｓc と、変調信号発生部２９にて生成された変
調信号としての三相正弦波電圧Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*とを比
較し、０又は１からなる各相電圧のパルス幅変調信号Ｓ
u 、Ｓv ，Ｓw を生成する。この信号は、ゲート駆動回
路２０を通してＩＧＢＴ９〜１４に与えられ、以てブラ
シレスモータが正弦波電圧で駆動される。なお、図示は
しないが、制御回路２２には回転速度ωを速度指令値ω
* に追従させるための速度制御部や各種保護回路などが
設けられている。

【００３０】次に本実施例の定速運転時における作用に
ついて説明する。まず、modeが変化してエッジ検出部２
４から位置信号としてのパルス信号Ｐ1 が出力される
と、角速度演算部２６において、該パルス信号Ｐ1 と先
行パルス信号Ｐ1 との間の時間Ｔp と位相角（＝π／
３）を用いて（１）式によりブラシレスモータ１７の角
速度ωを演算する。同時に、初期位相角設定部２５にお
いては、表１に従って初期位相角θe が電圧位相角θn
に設定される。 ω＝パルス間位相角／パルス間時間＝（π／３）／Ｔp …（１）

【００３１】次に、変位角演算部２７において、角速度
ωとキャリア信号Ｓc の周期Ｔc とを用いて（２）式に
より、キャリア信号Ｓc の１周期の間にブラシレスモー
タ１７のロータが回転する変位位相角Δθを演算する。
この演算はキャリア周期Ｔc毎に毎回行ってもよいが、
キャリア周期Ｔc が一定の場合には同じ演算の繰り返し
となるので、運転状態が変化した後、新たに演算された
角速度ωを用いて１度だけ演算すれば十分である。 Δθ＝ω×Ｔc …（２）

【００３２】このようにして得られた変位位相角Δθ
は、次のmodeに変化するまでの間、変位角加算部２８に
おいて、（３）式に示すように初期位相角θe の設定さ
れた電圧位相角θn にキャリア周期Ｔc 毎に順次加算さ
れ、正弦波電圧駆動を行うために必要な電圧位相角θn
（ｎ＝０、１、２、３…）が生成される。 θn ＝θn-1 ＋Δθ＝θn-1 ＋ω×Ｔc …（３） ただし、θ0 ＝θe

【００３３】図３は、キャリア信号Ｓc の周波数が低
く、従ってそのキャリア周期Ｔc が大きい場合における
mode０の電圧位相角θn を示したものであり、その横軸
はロータの位相角を、その縦軸は（３）式により演算さ
れる電圧位相角θn を表す。また、横軸の１目盛りはキ
ャリア周期Ｔc の間に回転するロータの位相角に相当す
る。電圧位相角θ0 〜θ6 は、（３）式に従って以下の
（４）式から（１０）式のように演算される。ただし、
電圧位相角θ0 はmode０の初期位相角θe である０［ｄ
ｅｇ］である。

【００３４】 θ0 ＝０ …（４） θ1 ＝θ0 ＋ω×Ｔc …（５） θ2 ＝θ1 ＋ω×Ｔc …（６） θ3 ＝θ2 ＋ω×Ｔc …（７） θ4 ＝θ3 ＋ω×Ｔc …（８） θ5 ＝θ4 ＋ω×Ｔc …（９） θ6 ＝θ5 ＋ω×Ｔc …（１０）

【００３５】ロータが正回転して位相角０［ｄｅｇ］の
位置に達すると、運転状態がmode５からmode０へと推移
し、電圧位相角θn は（４）式に従ってロータ位置の検
出位相角である０［ｄｅｇ］に初期化される。そして、
これ以降（５）式から（９）式に従って、キャリア周期
Ｔc 毎に電圧位相角θn がΔθ（＝ω×Ｔc ）だけステ
ップ的に増加し、やがて（１０）式に従って電圧位相角
θ6 の演算を実行すると略同時に、運転状態が次のmode
１へと変化する。この時、電圧位相角θn にはmode１の
初期位相角θe である６０［ｄｅｇ］が設定される。こ
のようにして、ロータ位置の位相角が略６０［ｄｅｇ］
／６の分解能を有して順次推定され、同時に電圧位相角
θn が得られる。

【００３６】同様に、図４は、図３に示す場合よりも周
波数の高いキャリア信号Ｓc を使用したときのmode０の
運転状態の電圧位相角θn を示したものである。このと
きには、電圧位相角θn は略６０［ｄｅｇ］／８の分解
能を有して得られる。また、図５は図４に示す場合より
もさらに周波数の高いキャリア信号Ｓc を使用したとき
のmode０の運転状態の電圧位相角θn を示したものであ
る。このときには、電圧位相角θn は略６０［ｄｅｇ］
／１２の分解能を有して得られる。

【００３７】これらの図から、キャリア信号Ｓc の周波
数が高くなるほど電圧位相角θn の分解能が高くなり、
実際のロータ位置（横軸）と推定される位相角（縦軸）
との位相誤差が小さくなることが分かる。

【００３８】このようにして演算された電圧位相角θn
は、電圧指令値Ｖ* とともに変調信号発生部２９におい
て用いられ、（１１）式〜（１３）式に従って三相正弦
波電圧Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*が演算される。 Ｖu*＝Ｖ* ×ｃｏｓ（θn ） …（１１） Ｖv*＝Ｖ* ×ｃｏｓ（θn ＋２π／３） …（１２） Ｖw*＝Ｖ* ×ｃｏｓ（θn −２π／３） …（１３）

【００３９】図６は、位置検出信号Ｈa 、Ｈb 、Ｈc の
波形（ａ）とブラシレスモータの相電圧（ｂ）、及び相
電流（ｃ）を示したものである。この相電圧はパルス幅
変調されているのでパルス状の波形になっているが、実
効的には上記正弦波電圧Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*に等しくなっ
ている。また、ブラシレスモータの誘起電圧波形が正弦
波である場合には、相電流波形も（ｃ）に示すように略
正弦波状になる。

【００４０】以上述べたように本実施例によれば、位置
検出信号Ｈa 、Ｈb 、Ｈc のエッジを検出する毎に位置
信号としてのパルス信号Ｐ1 を発生し、先行パルス信号
Ｐ1と該パルス信号Ｐ1 との間の位相角（一定）と時間
を用いて角速度ωを演算し、この角速度ωにキャリア信
号Ｓc の周期Ｔc を乗じて１キャリア周期の間にロータ
が回転する変位位相角Δθを求める。そして、この変位
位相角Δθを、パルス信号発生時のロータ検出位相角が
初期設定された電圧位相角θn に１キャリア周期毎に順
次加算することにより、ロータの位置を推定するように
した。

【００４１】従って、キャリア信号の１周期に相当する
角度分解能を有する電圧位相角を得ることができ、以て
ブラシレスモータを正弦波状電圧で駆動制御することが
できる。この場合、位相演算はパルス幅変調部３０で使
用するキャリア信号Ｓc の周期Ｔc 毎に行われ、一方出
力電圧を決定する各スイッチング素子のデューティ設定
もキャリア周期毎に行われるので、不必要に短い周期で
の位相演算を避けることができ、演算結果を無駄時間な
く出力電圧に反映できる。またカウンタを使用せず加算
演算によって電圧位相角θn を生成しているので装置の
構成が簡単になり、カウンタのオーバーフローの問題を
回避できるので運転可能速度範囲を広くとることができ
る。

【００４２】次に、本発明の第２実施例について図５及
び図７を参照して説明する。本実施例の構成は、図１に
おける変位角演算部２７、及び変位角加算部２８を除き
第１実施例と同じである。変位角演算部２７は、角速度
演算部２６においてパルス信号Ｐ1 の発生毎に演算され
た角速度ωにキャリア周期Ｔc の２倍の値を乗じて、キ
ャリア信号Ｓc の２周期の間にブラシレスモータ１７の
ロータが回転する変位位相角Δθを求める構成とする。
従って、変位位相角Δθはキャリア信号Ｓc の２周期毎
に変位角加算部２８に対し出力される。また、変位角加
算部２８は、初期位相角θe が設定された電圧位相角θ
n を基に、キャリア信号Ｓc の２周期毎に上記の変位位
相角Δθを電圧位相角θn に順次加算する構成とする。
これにより、電圧位相角θnは図７に示すように変化
し、図５に示したキャリア周期毎に変化する電圧位相角
θn に比べ、２倍の周期毎に２倍の位相角変化を伴って
θ2 、θ4 、θ6 、…のように増加する。

【００４３】このように構成された第２実施例によれ
ば、キャリア信号の２周期に相当する角度分解能を有す
る電圧位相角θn を得ることができる。この場合、キャ
リア信号の１周期毎に電圧位相角を演算する第１実施例
に比べ角度分解能は１／２に落ちるが、演算の実施回数
が半分で済むためマイクロコンピュータの負担を減少さ
せることができる。また、一般に低速領域においてはモ
ータ角速度よりもキャリア信号の周期の方がかなり高い
ため、キャリア信号の数周期毎に電圧位相角を演算して
も十分に精度の高い正弦波状電圧を出力することができ
る。

【００４４】次に、本発明の第３実施例について図８及
び図９を参照して説明する。構成はキャリア信号Ｓc の
周期Ｔc を除き第１実施例と同一である。本実施例にお
いては、このキャリア信号Ｓc を位置検出信号に基づい
て生成されるパルス信号Ｐ1に同期させるように構成す
る。

【００４５】図８及び図９は、夫々キャリア信号Ｓc の
周期Ｔc とパルス信号Ｐ1 の周期が同期していない場合
と同期している場合のmode０における電圧位相角θn を
示したものである。同期していない図８においては、例
えば電圧位相角θ6 が１つのmode幅である６０［ｄｅ
ｇ］を越えた値として演算され、その結果、mode０から
mode１への変化時に電圧位相角θn が減少するような場
合が発生する。こうした場合、modeの変化時において電
圧位相角θn の単調増加性が保証されないので、特に高
速領域又はキャリア周波数が低い場合には電圧位相角θ
n の誤差が増大する。一方、同期している図９において
は、演算した電圧位相角θ6 が６０［ｄｅｇ］となり、
その演算の実行と同時に運転状態が次のmode１へと変化
する。この時、電圧位相角θn にはmode１の初期位相角
θe である６０［ｄｅｇ］が設定される。従って、mode
の変化時においても電圧位相角θn は一定割合で単調に
増加を続ける。

【００４６】以上述べたように本実施例によれば、キャ
リア信号Ｓc の周期Ｔc をパルス信号Ｐ1 の周期に同期
させたので、mode変化時において、加算演算されてきた
電圧位相角θn と新たに設定される初期位相角が一致
し、電圧位相角θn の演算誤差を最小にすることができ
る。

【００４７】次に、本発明の第４実施例についてその回
路構成を示す図１０を参照して説明する。図１２と同一
部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部
分についてのみ説明する。

【００４８】例えばホールＣＴなどからなる電流検出器
３２、３３は、三相のブラシレスモータ１７のうち任意
の２相、例えばＵ相電流ｉu とＷ相電流ｉw を検出する
ものである。検出されない他の１相の電流は、これら検
出された電流値から求めることができる。

【００４９】制御回路３４は、図１に示す機能ブロック
と略同様な構成をなしているが、変位角加算部２８には
後述する位相補正機能が追加されている。また、電流検
出器３２、３３から得た相電流ｉu 、ｉw と、変調信号
発生部２９にて演算される三相正弦波電圧Ｖu*、Ｖv*、
Ｖw*とを用いてモータ力率を計算するための図示しない
力率演算部を備えている。この力率演算部では、各相の
電圧と電流の０クロス点の位相差を検出することによ
り、又は３相分の相電圧と検出した２相分の相電流を用
いて電力計算を行うことによりモータ力率を得るように
なっている。

【００５０】このような構成によれば、ブラシレスモー
タを任意の指令力率で正弦波電圧駆動することが可能と
なる。具体的には、上記方法によって検出したモータ力
率が指令力率よりも遅れている場合には、変位角加算部
２８において（１４）式に示すように電圧位相角θn に
位相補正角θc を加算し、モータ力率が指令力率よりも
進んでいる場合には、変位角加算部において（１５）式
に示すように電圧位相角θn から位相補正角θc を減算
し、その結果得られる電圧位相角θn'（ｎ＝０、１、
２、…）を用いて変調信号発生部２９で三相正弦波電圧
Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*を演算する。 θn'＝θn ＋θc ＝（θn-1 ＋Δθ）＋θc …（１４） θn'＝θn −θc ＝（θn-1 ＋Δθ）−θc …（１５） ただし、θc ：位相補正角 θ0 ＝θe

【００５１】本実施例によれば、モータ力率を指令力率
に一致させるような正弦波状の駆動電圧を出力すること
ができる。また、一般にブラシレスモータの効率の最大
点はモータ力率が１付近に存在するので、その指令力率
を略１に設定することにより高力率、高効率のブラシレ
スモータの駆動装置を得ることができる。

【００５２】次に、本発明の第５実施例について図１１
を参照して説明する。本実施例は、モータ力率を判定し
それが略１となるように電圧位相角θn を補正するもの
であるが、そのモータ力率の検出法において上述した第
４実施例と異なる。すなわち、モータの相電流を検出す
るための電流検出器３２、３３を省き、代わりに直流リ
ンク電流の検出値ｉL を用いてモータ力率を検出するよ
うになっている（図１０参照）。

【００５３】図１１は、モータ力率に対する直流リンク
電流ｉL の波形を示したもので、モータ力率が遅れ力率
又は進み力率の場合には、０、６０、１２０、…［ｄｅ
ｇ］の位相角において直流リンク電流ｉL に急峻な電流
変化が生じる。また、６０［ｄｅｇ］毎に繰り返される
電流波形、例えば０〜６０［ｄｅｇ］の区間における電
流波形を見ると、力率が略１の場合にはその区間の中央
位置（３０［ｄｅｇ］）から位相角の前後を見て対称波
形となっているが、遅れ力率の場合にはこの区間内で略
単調な増加傾向を示し、進み力率の場合にはこの区間内
で略単調な減少傾向を示している。従って、直流リンク
電流ｉL のこうした波形の特徴を検出すれば、モータ力
率が１、遅れ、進みの３つの状態を判定することがで
き、その状態に応じて（１４）式、（１５）式を用いて
電圧位相角θn を補正することにより、モータ力率を略
１にするように制御することができる。

【００５４】以上述べたように本実施例によれば、ホー
ルＣＴ等の高価な電流検出器３２、３３を付加すること
なく、しかも簡単な波形判定のみでモータ力率を検出で
き、以てモータ力率を略１に制御することができる。従
って、より簡単な構成でブラシレスモータを高力率、高
効率で正弦波電圧駆動することができ、力率検出のため
のマイクロコンピュータの処理負担を軽減することがで
きる。

【００５５】なお、本発明は上記し且つ図面に記載した
実施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形
または拡張が可能である。三相以外の多相のブラシレス
モータの場合、又は１modeの幅が６０［ｄｅｇ］以外の
場合であっても同様に適用できる。

【００５６】また、角速度演算部２６における角速度ω
の演算は、パルス信号Ｐ1 が出力される毎に該パルスと
前回のパルスとの区間について演算される角速度ωをそ
れ以前の数回分（例えば６回）にわたり平均しても良
い。このように平均処理された角速度ωを用いると、位
置検出器１８のばらつきの影響を回避できより安定した
駆動が可能となる。さらに、現在までの数mode区間分の
角速度ωの変化率を用いることにより、現在のmode中に
おいてキャリア周期Ｔc 毎に角速度ωを推定し、（２）
式と（３）式に従って電圧位相角θn を演算しても良
い。このように角速度変化率を用いて更に細かく角速度
ωを推定すると、加減速時であっても精度の良い正弦波
電圧を生成できる。

【００５７】さらに、キャリア周波数が一定である非同
期式パルス幅変調のみならず、回転数に応じてキャリア
周波数を可変する同期式パルス幅変調を用いても同様に
適用できる。同期式パルス幅変調の場合、一般に回転数
が高いほどキャリア周波数も高く設定されるので、回転
数の高低により生じる電圧位相角θn の分解能の差を抑
制することができる。

【００５８】

【発明の効果】本発明は以上説明した通りであるので、
以下の効果を奏する。請求項１記載のブラシレスモータ
の駆動装置によれば、位置検出信号によって特定される
所定の周期毎にロータの角速度を演算するとともに、こ
の角速度とキャリア信号の周期とからロータの変位位相
角を演算し、更にこの変位位相角に基づいてロータ位置
に対応する電圧位相角を求めるようにした。従って、変
位位相角の演算は出力電圧デューティの設定周期である
キャリア信号の周期を単位として行われるので、変位位
相角を無駄時間なく出力電圧に反映でき、以て出力電圧
をロータ位置に対応した正弦波状にすることができる。

【００５９】請求項２記載のブラシレスモータの駆動装
置によれば、位置検出信号に基づく一定位相角毎の位置
信号が発生すると、前回の位置信号と該パルス信号との
間の位相角と時間を用いて角速度を演算し、この角速度
にキャリア信号のｍ周期時間を乗じてキャリア信号ｍ周
期の間にロータが回転する変位位相角を求める。そし
て、この変位位相角を、位置信号の検出位相角が初期設
定された電圧位相角にキャリア信号のｍ周期毎に順次加
算することにより、ロータの位置変化に対応した電圧位
相角を演算するようにした。

【００６０】従って、キャリア信号のｍ周期に相当する
角度分解能を有した正弦波電圧でブラシレスモータを駆
動制御することができ、ブラシレスモータのトルクリプ
ルや、騒音、振動を低減することができる。この場合、
位相演算はキャリア信号のｍ周期毎に行われ、一方出力
電圧を決定する各スイッチング素子のデューティ設定は
キャリア周期毎にしか行われないで、不必要に短い周期
での位相演算を避けることができるとともに、周期ｍを
適当な値に設定することにより演算処理時間を短縮する
ことができる。また、オーバーフロー等の問題を生じる
カウンタを使用していないので、装置の構成及び演算処
理がより簡単になり、また運転可能速度範囲を広くとる
ことができる。

【００６１】請求項３記載のブラシレスモータの駆動装
置によれば、演算周期ｍを１に設定し、キャリア信号の
１周期毎に変位位相角を順次加算して電圧位相角を求め
るようにしたので、その分解能が最大になり、正弦波デ
ータテーブルを使用した場合と比較し歪みの少ない正弦
波駆動電圧を得ることができる。

【００６２】請求項４記載のブラシレスモータの駆動装
置によれば、位置検出信号に基づいて生成されるパルス
信号にキャリア信号を同期させる。従って、定速運転さ
れている場合には、位置検出信号の状態が変化するパル
ス信号発生時において、順次加算演算されてきた電圧位
相角と新たに設定される位相角初期値が一致するので、
より歪みの小さい正弦波駆動電圧を得ることができる。

【００６３】請求項５又は請求項６記載のブラシレスモ
ータの駆動装置によれば、ブラシレスモータの電圧と電
流とから力率を演算し（請求項５）、又は直流リンク電
流から力率を判定し（請求項６）、モータ力率が略１と
なるように電圧位相角を補正するので、ブラシレスモー
タを高力率、高効率で運転することができる。特に、直
流リンク電流から力率を判定する場合には、相電流の検
出が不要になるとともに力率の判定処理が簡単化される
ので、駆動装置のコストを低減でき制御装置の処理負担
も軽減できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例を示す制御回路の機能ブロ
ック図

【図２】位置検出信号に対する運転状態と初期位相角の
関係を示す図

【図３】電圧位相角とロータの位相角の関係図（キャリ
ア周波数：低）

【図４】電圧位相角とロータの位相角の関係図（キャリ
ア周波数：中）

【図５】電圧位相角とロータの位相角の関係図（キャリ
ア周波数：高）

【図６】正弦波駆動におけるモータの電圧・電流波形図

【図７】本発明の第２実施例を示すキャリア周期の２周
期毎に加算される電圧位相角とロータの位相角の関係図

【図８】本発明の第３実施例を示すキャリア信号の周期
とパルス信号の周期が同期していない場合の電圧位相角
とロータの位相角の関係図

【図９】キャリア信号の周期とパルス信号の周期が同期
している場合の電圧位相角とロータの位相角の関係図

【図１０】本発明の第４実施例を示す回路構成図

【図１１】本発明の第５実施例を示す各モータ力率にお
ける直流リンク電流波形図

【図１２】従来の駆動装置を示す回路構成図

【図１３】１２０［ｄｅｇ］通電駆動における位置検出
信号とモータ電圧・電流の波形図

【符号の説明】

７は電流検出抵抗、１７はブラシレスモータ、１８は位
置検出器、１９、２２、３４は制御回路、２３は検出信
号処理部（検出信号処理手段）、２４はエッジ検出部、
２５は初期位相角設定部、２６は角速度演算部（角速度
演算手段）、２７は変位角演算部（変位角演算手段）、
２８は変位角加算部（変位角加算手段）、２９は変調信
号発生部（変調信号発生手段）、３０はパルス幅変調部
（パルス幅変調手段）、３１はキャリア信号発生部（キ
ャリア信号発生手段）である。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ブラシレスモータが有する複数相の巻線
   に順次通電するためのスイッチング素子からなるスイッ
   チング回路と、 前記ブラシレスモータが有するロータの位置検出信号を
   得る位置検出手段と、 正弦波変調信号をキャリア信号でパルス幅変調して正弦
   波状の電圧を前記各巻線に印加するように前記スイッチ
   ング回路を制御する制御手段とを具備したブラシレスモ
   ータの駆動装置において、 前記制御手段は、 前記位置検出信号によって特定される所定の周期毎に前
   記ロータの角速度を演算するとともに、この角速度と前
   記キャリア信号の周期とから前記ロータの変位位相角を
   演算し、更にこの変位位相角に基づいてロータ位置に対
   応する電圧位相角を求め、この電圧位相角に基づいて前
   記正弦波変調信号を生成するように構成されていること
   を特徴とするブラシレスモータの駆動装置。
2. 【請求項２】 ブラシレスモータが有する複数相の巻線
   に順次通電するためのスイッチング素子からなるスイッ
   チング回路と、 前記ブラシレスモータが有するロータの位置検出信号を
   得る位置検出手段と、 正弦波状のパルス幅変調波形の電圧を前記各巻線に印加
   するように前記スイッチング回路を制御する制御手段と
   を具備したブラシレスモータの駆動装置において、 前記制御手段は、キャリア信号を生成するキャリア信号
   発生手段と、 前記位置検出信号に基づいて一定位相角毎に位置信号を
   生成するとともにこの位置信号の位相角を初期値とする
   検出信号処理手段と、 この検出信号処理手段にて生成される位置信号の間の位
   相角と時間幅とを用いて前記ブラシレスモータの角速度
   を演算する角速度演算手段と、 この角速度演算手段にて演算される角速度に、前記キャ
   リア信号のｍ周期相当時間（ｍ：自然数）を乗じて前記
   キャリア信号のｍ周期の間に変化する変位位相角を得る
   変位角演算手段と、 この変位角演算手段から得られる変位位相角を、前記キ
   ャリア信号のｍ周期毎に前記初期値に順次加算して電圧
   位相角を求める変位角加算手段と、 この変位角加算手段にて求めた電圧位相角に基づいてパ
   ルス幅変調のための変調信号である多相正弦波電圧を生
   成する変調信号発生手段と、 この変調信号発生手段にて生成された変調信号と、前記
   キャリア信号発生手段にて生成されたキャリア信号とを
   比較してパルス幅変調信号を発生するパルス幅変調手段
   とから構成されていることを特徴とするブラシレスモー
   タの駆動装置。
3. 【請求項３】 ｍ＝１であることを特徴とする請求項２
   記載のブラシレスモータの駆動装置。
4. 【請求項４】 位置信号とキャリア信号とが同期してい
   ることを特徴とする請求項２記載のブラシレスモータの
   駆動装置。
5. 【請求項５】 ブラシレスモータの電圧と電流とから力
   率を演算するとともに、所定の力率となるように電圧位
   相角を補正することを特徴とする請求項１または２記載
   のブラシレスモータの駆動装置。
6. 【請求項６】 スイッチング回路に流入する直流電流を
   検出し、この検出電流の波形から力率を判定するととも
   に、力率が略１となるように電圧位相角を補正すること
   を特徴とする請求項１または２記載のブラシレスモータ
   の駆動装置。