JPH11122121A - 送信機 - Google Patents
送信機Info
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- JPH11122121A JPH11122121A JP20749698A JP20749698A JPH11122121A JP H11122121 A JPH11122121 A JP H11122121A JP 20749698 A JP20749698 A JP 20749698A JP 20749698 A JP20749698 A JP 20749698A JP H11122121 A JPH11122121 A JP H11122121A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】ディジタル携帯電話送信機のローカル信号発振
器にＰＬＬ回路を使用するため、送信機の小型化とコス
ト低減の障害となっている。ローカル信号発振器に要求
される高い周波数精度を緩和できるような構成にすると
共にＰＬＬ回路を不要とし、小型で安価な送信機を提供
する。 【解決手段】第1ローカル信号発振器９の周波数誤差を
周波数誤差検出回路１３で検出すると共に、該検出誤差
情報に基づいて第2ローカル信号発振器１２の出力周波
数を制御して、第1ローカル信号発振器９の周波数誤差
に伴うミキサ８の出力信号Ftの周波数シフトを打ち消す
ように補正し、前記第1ローカル信号発振器４の周波数
誤差に係わる送信機特性の劣化を補償するように構成す
る。
器にＰＬＬ回路を使用するため、送信機の小型化とコス
ト低減の障害となっている。ローカル信号発振器に要求
される高い周波数精度を緩和できるような構成にすると
共にＰＬＬ回路を不要とし、小型で安価な送信機を提供
する。 【解決手段】第1ローカル信号発振器９の周波数誤差を
周波数誤差検出回路１３で検出すると共に、該検出誤差
情報に基づいて第2ローカル信号発振器１２の出力周波
数を制御して、第1ローカル信号発振器９の周波数誤差
に伴うミキサ８の出力信号Ftの周波数シフトを打ち消す
ように補正し、前記第1ローカル信号発振器４の周波数
誤差に係わる送信機特性の劣化を補償するように構成す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル携帯電
話等の無線通信において使用される送信機に関し、特
に、ローカル信号発振器に要求される周波数精度を緩和
する手段に関する。
話等の無線通信において使用される送信機に関し、特
に、ローカル信号発振器に要求される周波数精度を緩和
する手段に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、無線通信におけるディジタル携帯
電話等の無線機の技術が進歩し、機器の小型化と共に種
々の要求を実現するため機器の性能向上が図られてい
る。特に、ディジタル方式の送信機においては、後述す
るようにローカル信号発振器の出力周波数誤差が送信側
における隣接チャネル干渉や受信側におけるＢＥＲ（Bi
tError Rate：ビット誤り率）特性や同期特性に直接影
響を及ぼすので、高い精度が要求される。
電話等の無線機の技術が進歩し、機器の小型化と共に種
々の要求を実現するため機器の性能向上が図られてい
る。特に、ディジタル方式の送信機においては、後述す
るようにローカル信号発振器の出力周波数誤差が送信側
における隣接チャネル干渉や受信側におけるＢＥＲ（Bi
tError Rate：ビット誤り率）特性や同期特性に直接影
響を及ぼすので、高い精度が要求される。
【０００３】図３は、従来の一般的なディジタル携帯電
話の送信機の構成例を示すブロック図である。この図に
示す送信機は、入力信号を変調する変調器３１と、不要
成分を除去するためのＩＦバンドパスフィルタ３２と、
ＩＦ信号をＲＦ信号に変換するためのミキサ８と、シス
テムのサービスバンド帯域のみを通過させ不要成分を除
去するためのＲＦバンドパスフィルタ５と、入力信号を
増幅する送信アンプ６と、アンテナ７とが直列に接続さ
れると共に、前記ミキサ８にＰＬＬ回路を用いた第１ロ
ーカル信号発振器５０が接続され、前記変調器３１にＰ
ＬＬ回路を用いた第２ローカル信号発振器８０が接続さ
れる。
話の送信機の構成例を示すブロック図である。この図に
示す送信機は、入力信号を変調する変調器３１と、不要
成分を除去するためのＩＦバンドパスフィルタ３２と、
ＩＦ信号をＲＦ信号に変換するためのミキサ８と、シス
テムのサービスバンド帯域のみを通過させ不要成分を除
去するためのＲＦバンドパスフィルタ５と、入力信号を
増幅する送信アンプ６と、アンテナ７とが直列に接続さ
れると共に、前記ミキサ８にＰＬＬ回路を用いた第１ロ
ーカル信号発振器５０が接続され、前記変調器３１にＰ
ＬＬ回路を用いた第２ローカル信号発振器８０が接続さ
れる。
【０００４】また、第１及び第２ローカル信号発振器５
０、８０としてのＰＬＬ回路は、位相比較器５０３、８
０３と、ループフィルタ５０２、８０２と、ＶＣＯ（電
圧制御発振器）５０１、８０１と、分周器５０４、８０
４とをループ状に接続すると共に、前記位相比較器５０
３、８０３に基準信号発生器としてのＴＣＸＯ（温度補
償型水晶発振器）９０を接続し、出力信号を前記ＶＣ０
５０１、８０１から得るように構成されている。
０、８０としてのＰＬＬ回路は、位相比較器５０３、８
０３と、ループフィルタ５０２、８０２と、ＶＣＯ（電
圧制御発振器）５０１、８０１と、分周器５０４、８０
４とをループ状に接続すると共に、前記位相比較器５０
３、８０３に基準信号発生器としてのＴＣＸＯ（温度補
償型水晶発振器）９０を接続し、出力信号を前記ＶＣ０
５０１、８０１から得るように構成されている。
【０００５】この図に示される送信機は、まず、変調器
３１が第２ローカル信号発振器８０の周波数fL2により
送信データ３０をシステムの変調方式（例えば、ＰＤＣ
800ＭＨｚ方式携帯電話ではπ/４ＱＰＳＫ）に応じて変
調する。この変調された信号はＩＦバンドパスフィルタ
３２により不要成分を除去するための必要な帯域制限を
受けた後に、ミキサ８と発振周波数fL1の第１ローカル
信号発振器５０とによりＲＦ信号に周波数変換されて送
信信号fTとなる。この送信信号fTは、ＲＦバンドパスフ
ィルタ５により不要成分を除去するために帯域制限され
ると共に送信アンプ６において必要な増幅をされた後に
アンテナ７から送信される。このとき、第１及び第２ロ
ーカル信号発振器５０、８０は後述する理由により高い
周波数精度が要求されるためＰＬＬ（位相ロックルー
プ）回路で構成するのが一般的である。
３１が第２ローカル信号発振器８０の周波数fL2により
送信データ３０をシステムの変調方式（例えば、ＰＤＣ
800ＭＨｚ方式携帯電話ではπ/４ＱＰＳＫ）に応じて変
調する。この変調された信号はＩＦバンドパスフィルタ
３２により不要成分を除去するための必要な帯域制限を
受けた後に、ミキサ８と発振周波数fL1の第１ローカル
信号発振器５０とによりＲＦ信号に周波数変換されて送
信信号fTとなる。この送信信号fTは、ＲＦバンドパスフ
ィルタ５により不要成分を除去するために帯域制限され
ると共に送信アンプ６において必要な増幅をされた後に
アンテナ７から送信される。このとき、第１及び第２ロ
ーカル信号発振器５０、８０は後述する理由により高い
周波数精度が要求されるためＰＬＬ（位相ロックルー
プ）回路で構成するのが一般的である。
【０００６】ここで、ＰＬＬ回路について簡単に説明す
れば、位相比較器５０３、８０３がＴＣＸＯ９０出力の
基準周波数frと分周器５０４、８０４出力の比較周波数
fdとの位相差に応じたパルス幅を出力すると、ループフ
ィルタ５０２、８０２が該パルス出力を平滑して得る直
流分電圧をＶＣＯ５０１、８０１に出力する。ＶＣＯ５
０１、８０１はこの直流電圧に応じた周波数を出力する
が、該出力を分周器５０４、８０４を介して位相比較器
５０３、８０３へ帰還させることにより、frとfdとは同
一周波数、同一位相になるように動作する。なお、分周
器５０４、８０４の機能はＶＣＯ５０１、８０１出力 f
vco をN分割するが、このNを変えることで fr のステッ
プでＶＣＯ５０１、８０１の出力を変化させることがで
きる。
れば、位相比較器５０３、８０３がＴＣＸＯ９０出力の
基準周波数frと分周器５０４、８０４出力の比較周波数
fdとの位相差に応じたパルス幅を出力すると、ループフ
ィルタ５０２、８０２が該パルス出力を平滑して得る直
流分電圧をＶＣＯ５０１、８０１に出力する。ＶＣＯ５
０１、８０１はこの直流電圧に応じた周波数を出力する
が、該出力を分周器５０４、８０４を介して位相比較器
５０３、８０３へ帰還させることにより、frとfdとは同
一周波数、同一位相になるように動作する。なお、分周
器５０４、８０４の機能はＶＣＯ５０１、８０１出力 f
vco をN分割するが、このNを変えることで fr のステッ
プでＶＣＯ５０１、８０１の出力を変化させることがで
きる。
【０００７】次に、ローカル信号発振器５０、８０とし
てＰＬＬ回路が必要となる理由について説明する。図３
に示される送信機において、第１ローカル信号発振器５
０または第２ローカル信号発振器８０のどちらか、或い
は両方の出力周波数に誤差がある場合、変調された送信
信号が中心周波数から周波数シフトして隣接チャネルと
の周波数間隔が狭くなり、隣接チャネル干渉を引き起こ
す。また、このような送信信号を受信側において受信す
ると、受信信号が受信機に使用されるフィルタの中心周
波数からずれるために、該フィルタの減衰特性により受
信信号レベルが減衰して受信特性（ＢＥＲ特性）が劣化
すると共に、復調器においてキャリア周波数オフセット
が生じるために同期特性も劣化する。以上の理由によ
り、システムごとに送信周波数に対する周波数精度の規
格が定められており、例えば、ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携
帯電話における送信周波数の許容周波数誤差は３ｐｐｍ
である。高周波においてこのような高い周波数精度を単
体の発振器で達成するのは技術的に困難であるので、従
来の送信機においてはＰＬＬ回路を使用することが不可
欠であった。
てＰＬＬ回路が必要となる理由について説明する。図３
に示される送信機において、第１ローカル信号発振器５
０または第２ローカル信号発振器８０のどちらか、或い
は両方の出力周波数に誤差がある場合、変調された送信
信号が中心周波数から周波数シフトして隣接チャネルと
の周波数間隔が狭くなり、隣接チャネル干渉を引き起こ
す。また、このような送信信号を受信側において受信す
ると、受信信号が受信機に使用されるフィルタの中心周
波数からずれるために、該フィルタの減衰特性により受
信信号レベルが減衰して受信特性（ＢＥＲ特性）が劣化
すると共に、復調器においてキャリア周波数オフセット
が生じるために同期特性も劣化する。以上の理由によ
り、システムごとに送信周波数に対する周波数精度の規
格が定められており、例えば、ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携
帯電話における送信周波数の許容周波数誤差は３ｐｐｍ
である。高周波においてこのような高い周波数精度を単
体の発振器で達成するのは技術的に困難であるので、従
来の送信機においてはＰＬＬ回路を使用することが不可
欠であった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、送信機
において、上述した理由によりローカル信号発振器とし
て周波数精度の高いＰＬＬ回路を使用すると、ＰＬＬ回
路が高価なＶＣＯ等を必要とするため結果として送信機
のコスト増を招き、また、回路規模も大きくなるので送
信機の小型化がしにくい等の問題があった。本発明は上
述した従来の送信機の問題点を解決するためになされた
ものであって、ローカル信号発振器に要求される高い周
波数精度を緩和できるような構成にすると共にPLL回路
を不要とし、小型で安価な送信機を提供することを目的
とする。
において、上述した理由によりローカル信号発振器とし
て周波数精度の高いＰＬＬ回路を使用すると、ＰＬＬ回
路が高価なＶＣＯ等を必要とするため結果として送信機
のコスト増を招き、また、回路規模も大きくなるので送
信機の小型化がしにくい等の問題があった。本発明は上
述した従来の送信機の問題点を解決するためになされた
ものであって、ローカル信号発振器に要求される高い周
波数精度を緩和できるような構成にすると共にPLL回路
を不要とし、小型で安価な送信機を提供することを目的
とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明に係わる送信機の請求項１記載の発明は、変
調器から出力されるＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変換す
るための第１ローカル信号発振器の出力周波数誤差を周
波数誤差検出回路で検出すると共に、該検出誤差情報に
基づいて前記変調器に接続される第２ローカル信号発振
器の出力周波数を制御して、前記第１ローカル信号発振
器の周波数誤差に係わる変調器出力信号の周波数シフト
による送信特性の劣化を補償するように構成する。本発
明に係わる送信機の請求項２記載の発明は、入力信号を
変調してディジタル変調波信号を出力する変調器と、前
記ディジタル変調波信号の不要成分を除去するディジタ
ルＩＦフィルタ手段と、ディジタル信号をアナログ信号
に変換するD／Ａ変換器と、該D／Ａ変換器出力信号から
不要成分を除去するためのアナログＩＦフィルタ手段
と、ＩＦ信号を出力周波数一定の第１ローカル信号発振
器からの第１ローカル信号によりＲＦ信号に周波数変換
するためのミキサと、前記第１ローカル信号発振器の出
力から周波数誤差帯域のみを通過させるＲＦフィルタ手
段と、該ＲＦフィルタ手段出力のアナログ信号をディジ
タル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器と、前記第１ロ
ーカル信号発振器の出力周波数誤差を検出する周波数誤
差検出回路と、該検出誤差情報に基づいて発振周波数を
補正して前記変調器に信号を出力するディジタル型の第
２ローカル信号発振器とをループ状に接続し、前記第１
ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる前記変調器出
力信号の周波数シフトによる送信特性の劣化を補償する
ように構成する。本発明に係わる送信機の請求項３記載
の発明は、変調器から出力されるＩＦ信号をＲＦ信号に
周波数変換するための第１ローカル信号発振器の出力周
波数誤差を周波数誤差検出回路で検出すると共に、該検
出誤差情報に基づいて前記変調器出力の変調波信号の中
心周波数を制御して、前記第１ローカル信号発振器の周
波数誤差に係わる変調器出力信号の周波数シフトによる
送信特性の劣化を補償するように構成する。本発明に係
わる送信機の請求項４記載の発明は、入力信号を変調し
てディジタル変調波信号を出力する変調器と、前記ディ
ジタル変調波信号の不要成分を除去するディジタルＩＦ
フィルタ手段と、該ディジタルＩＦフィルタ手段の出力
を一方の入力とする第１のミキサと、該第１のミキサの
出力信号の不要成分を除去する第２のディジタルＩＦフ
ィルタ手段と、ディジタル信号をアナログ信号に変換す
るD／Ａ変換器と、該D／Ａ変換器出力信号から不要成分
を除去するためのアナログＩＦフィルタ手段と、ＩＦ信
号をＲＦ信号に周波数変換するための第２のミキサと、
該第２のミキサに出力周波数一定の第１ローカル信号を
供給する第１ローカル信号発振器と、該第１ローカル信
号の周波数誤差帯域のみを通過させるＲＦフィルタ手段
と、該ＲＦフィルタ手段出力のアナログ信号をディジタ
ル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器と、前記第１ロー
カル信号発振器の出力周波数誤差を検出し該検出誤差情
報を前記第１のミキサの他方の入力に出力する周波数誤
差検出回路とから成り、前記第１ローカル信号発振器の
周波数誤差に係わる前記変調器出力の変調波信号の周波
数シフトによる送信特性の劣化を補償するように構成す
る。本発明に係わる送信機の請求項５記載の発明は、請
求項１乃至請求項４記載の送信機において、前記周波数
誤差検出回路を、検出すべき周波数誤差成分を含む信号
と余弦波発振器の出力信号とを入力とし、且つ、出力に
第１のローパスフィルタを接続した第１ミキサと、前記
検出すべき周波数誤差成分を含む信号と正弦波発振器の
出力信号とを入力とし、且つ、出力に第２のローパスフ
ィルタを接続した第２ミキサとからなる直交復調器と、
該直交復調器出力信号に基づいて前記第１ローカル信号
発振器の周波数誤差を計算する周波数誤差計算手段とに
より構成する。本発明に係わる送信機の請求項６記載の
発明は、請求項１乃至請求項５記載の送信機において第
１ローカル信号発振器を第１ローカル信号源発振器と該
第１ローカル信号源発振器の出力周波数をてい倍する周
波数てい倍器とから成るローカル信号発生手段で構成
し、且つ、前記第１ローカル信号源発振器の出力周波数
誤差を周波数誤差検出回路にて検出するように構成す
る。
め、本発明に係わる送信機の請求項１記載の発明は、変
調器から出力されるＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変換す
るための第１ローカル信号発振器の出力周波数誤差を周
波数誤差検出回路で検出すると共に、該検出誤差情報に
基づいて前記変調器に接続される第２ローカル信号発振
器の出力周波数を制御して、前記第１ローカル信号発振
器の周波数誤差に係わる変調器出力信号の周波数シフト
による送信特性の劣化を補償するように構成する。本発
明に係わる送信機の請求項２記載の発明は、入力信号を
変調してディジタル変調波信号を出力する変調器と、前
記ディジタル変調波信号の不要成分を除去するディジタ
ルＩＦフィルタ手段と、ディジタル信号をアナログ信号
に変換するD／Ａ変換器と、該D／Ａ変換器出力信号から
不要成分を除去するためのアナログＩＦフィルタ手段
と、ＩＦ信号を出力周波数一定の第１ローカル信号発振
器からの第１ローカル信号によりＲＦ信号に周波数変換
するためのミキサと、前記第１ローカル信号発振器の出
力から周波数誤差帯域のみを通過させるＲＦフィルタ手
段と、該ＲＦフィルタ手段出力のアナログ信号をディジ
タル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器と、前記第１ロ
ーカル信号発振器の出力周波数誤差を検出する周波数誤
差検出回路と、該検出誤差情報に基づいて発振周波数を
補正して前記変調器に信号を出力するディジタル型の第
２ローカル信号発振器とをループ状に接続し、前記第１
ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる前記変調器出
力信号の周波数シフトによる送信特性の劣化を補償する
ように構成する。本発明に係わる送信機の請求項３記載
の発明は、変調器から出力されるＩＦ信号をＲＦ信号に
周波数変換するための第１ローカル信号発振器の出力周
波数誤差を周波数誤差検出回路で検出すると共に、該検
出誤差情報に基づいて前記変調器出力の変調波信号の中
心周波数を制御して、前記第１ローカル信号発振器の周
波数誤差に係わる変調器出力信号の周波数シフトによる
送信特性の劣化を補償するように構成する。本発明に係
わる送信機の請求項４記載の発明は、入力信号を変調し
てディジタル変調波信号を出力する変調器と、前記ディ
ジタル変調波信号の不要成分を除去するディジタルＩＦ
フィルタ手段と、該ディジタルＩＦフィルタ手段の出力
を一方の入力とする第１のミキサと、該第１のミキサの
出力信号の不要成分を除去する第２のディジタルＩＦフ
ィルタ手段と、ディジタル信号をアナログ信号に変換す
るD／Ａ変換器と、該D／Ａ変換器出力信号から不要成分
を除去するためのアナログＩＦフィルタ手段と、ＩＦ信
号をＲＦ信号に周波数変換するための第２のミキサと、
該第２のミキサに出力周波数一定の第１ローカル信号を
供給する第１ローカル信号発振器と、該第１ローカル信
号の周波数誤差帯域のみを通過させるＲＦフィルタ手段
と、該ＲＦフィルタ手段出力のアナログ信号をディジタ
ル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器と、前記第１ロー
カル信号発振器の出力周波数誤差を検出し該検出誤差情
報を前記第１のミキサの他方の入力に出力する周波数誤
差検出回路とから成り、前記第１ローカル信号発振器の
周波数誤差に係わる前記変調器出力の変調波信号の周波
数シフトによる送信特性の劣化を補償するように構成す
る。本発明に係わる送信機の請求項５記載の発明は、請
求項１乃至請求項４記載の送信機において、前記周波数
誤差検出回路を、検出すべき周波数誤差成分を含む信号
と余弦波発振器の出力信号とを入力とし、且つ、出力に
第１のローパスフィルタを接続した第１ミキサと、前記
検出すべき周波数誤差成分を含む信号と正弦波発振器の
出力信号とを入力とし、且つ、出力に第２のローパスフ
ィルタを接続した第２ミキサとからなる直交復調器と、
該直交復調器出力信号に基づいて前記第１ローカル信号
発振器の周波数誤差を計算する周波数誤差計算手段とに
より構成する。本発明に係わる送信機の請求項６記載の
発明は、請求項１乃至請求項５記載の送信機において第
１ローカル信号発振器を第１ローカル信号源発振器と該
第１ローカル信号源発振器の出力周波数をてい倍する周
波数てい倍器とから成るローカル信号発生手段で構成
し、且つ、前記第１ローカル信号源発振器の出力周波数
誤差を周波数誤差検出回路にて検出するように構成す
る。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、図示した実施の形態例に基
づいて本発明を詳細に説明する。図1は本発明に係わる
送信機の実施の形態例を示す機能ブロック図である。こ
の例に示す送信機は、入力データ信号を変調してディジ
タル変調波信号を出力する変調器１と、前記ディジタル
変調波信号の不要成分を除去するディジタルＩＦバンド
パスフィルタ２と、ディジタル信号をアナログ信号に変
換するＤ／Ａ変換器３と、該Ｄ／Ａ変換器３出力信号か
ら不要成分を除去するためのアナログＩＦバンドパスフ
ィルタ４と、第１のＲＦバンドパスフィルタ５とＲＦア
ンプ６とを通じてアンテナ７に接続されるＩＦ信号をＲ
Ｆ信号に周波数変換するためのミキサ８と、該ミキサ８
に接続する出力周波数一定の第１ローカル信号発振器９
の周波数誤差帯域のみを通過させる第２のＲＦバンドパ
スフィルタ１０と、アナログ信号をディジタル信号に変
換するためのＡ／Ｄ変換器１１と、前記第１ローカル信
号発振器９の周波数誤差を検出する周波数誤差検出回路
１３と、該検出誤差情報に基づいて発振周波数を補正し
て前記変調器１に信号を出力する出力周波数可変の第２
ローカル信号発振器（ディジタル発振器）１２とをルー
プ状に接続する。
づいて本発明を詳細に説明する。図1は本発明に係わる
送信機の実施の形態例を示す機能ブロック図である。こ
の例に示す送信機は、入力データ信号を変調してディジ
タル変調波信号を出力する変調器１と、前記ディジタル
変調波信号の不要成分を除去するディジタルＩＦバンド
パスフィルタ２と、ディジタル信号をアナログ信号に変
換するＤ／Ａ変換器３と、該Ｄ／Ａ変換器３出力信号か
ら不要成分を除去するためのアナログＩＦバンドパスフ
ィルタ４と、第１のＲＦバンドパスフィルタ５とＲＦア
ンプ６とを通じてアンテナ７に接続されるＩＦ信号をＲ
Ｆ信号に周波数変換するためのミキサ８と、該ミキサ８
に接続する出力周波数一定の第１ローカル信号発振器９
の周波数誤差帯域のみを通過させる第２のＲＦバンドパ
スフィルタ１０と、アナログ信号をディジタル信号に変
換するためのＡ／Ｄ変換器１１と、前記第１ローカル信
号発振器９の周波数誤差を検出する周波数誤差検出回路
１３と、該検出誤差情報に基づいて発振周波数を補正し
て前記変調器１に信号を出力する出力周波数可変の第２
ローカル信号発振器（ディジタル発振器）１２とをルー
プ状に接続する。
【００１１】図１に示される送信機においては、まず、
変調器１が第２ローカル信号発振器１２の周波数fL2に
より送信データ３０をシステムの変調方式（前記のＰＤ
Ｃ800ＭＨｚ方式携帯電話ではπ/４ＱＰＳＫ）に応じて
変調し、ディジタル変調波信号を出力する。この変調さ
れた信号はディジタルＩＦバンドパスフィルタ２により
不要成分を除去するために必要な帯域制限を受けた後
に、Ｄ／Ａ変換器３によりディジタル信号からアナログ
信号に変換されると共にアナログＩＦバンドパスフィル
タ４により不要成分が除去された後に、ミキサ８と発振
周波数fL1の第１ローカル信号発振器９とによりＲＦ信
号に周波数変換されて送信信号fTとなる。この送信信号
fTは、第１のＲＦバンドパスフィルタ５により不要成分
を除去するために帯域制限されると共に送信アンプ６に
おいて必要な増幅をされた後にアンテナ７から送信され
る。このとき、第２ローカル信号発振器１２は後述する
第１ローカル信号発振器９の周波数誤差ΔfL1に係わる
周波数補正が行われる。
変調器１が第２ローカル信号発振器１２の周波数fL2に
より送信データ３０をシステムの変調方式（前記のＰＤ
Ｃ800ＭＨｚ方式携帯電話ではπ/４ＱＰＳＫ）に応じて
変調し、ディジタル変調波信号を出力する。この変調さ
れた信号はディジタルＩＦバンドパスフィルタ２により
不要成分を除去するために必要な帯域制限を受けた後
に、Ｄ／Ａ変換器３によりディジタル信号からアナログ
信号に変換されると共にアナログＩＦバンドパスフィル
タ４により不要成分が除去された後に、ミキサ８と発振
周波数fL1の第１ローカル信号発振器９とによりＲＦ信
号に周波数変換されて送信信号fTとなる。この送信信号
fTは、第１のＲＦバンドパスフィルタ５により不要成分
を除去するために帯域制限されると共に送信アンプ６に
おいて必要な増幅をされた後にアンテナ７から送信され
る。このとき、第２ローカル信号発振器１２は後述する
第１ローカル信号発振器９の周波数誤差ΔfL1に係わる
周波数補正が行われる。
【００１２】ここで、第２ローカル信号発振器１２の出
力周波数補正について説明すると、第１ローカル信号発
振器９の出力信号（第１ローカル信号）はその出力信号
の周波数変動幅（周波数誤差）ΔfL1のみを通過させて
不要成分を除去する第２のＲＦバンドパスフィルタ１０
に入力されて必要な帯域制限を受ける。第2のＲＦバン
ドパスフィルタ１０により帯域制限された第１ローカル
信号は、Ａ／Ｄ変換器１１においてディジタル信号に変
換されディジタル第１ローカル信号１１ａとなる。Ａ／
Ｄ変換器１１は、図示されていない高精度クロック発生
器から出力するサンプリングクロックを用いてサンプリ
ングを行う。サンプリング定理によれば、バンドパスサ
ンプリングを行う場合は、入力信号の帯域幅の２倍以上
のサンプリングクロックを必要とするから、サンプリン
グクロック周波数を fs＝ｎ×ΔfL1 （ｎ≧２：ｎは整数） (1) とする必要がある。
力周波数補正について説明すると、第１ローカル信号発
振器９の出力信号（第１ローカル信号）はその出力信号
の周波数変動幅（周波数誤差）ΔfL1のみを通過させて
不要成分を除去する第２のＲＦバンドパスフィルタ１０
に入力されて必要な帯域制限を受ける。第2のＲＦバン
ドパスフィルタ１０により帯域制限された第１ローカル
信号は、Ａ／Ｄ変換器１１においてディジタル信号に変
換されディジタル第１ローカル信号１１ａとなる。Ａ／
Ｄ変換器１１は、図示されていない高精度クロック発生
器から出力するサンプリングクロックを用いてサンプリ
ングを行う。サンプリング定理によれば、バンドパスサ
ンプリングを行う場合は、入力信号の帯域幅の２倍以上
のサンプリングクロックを必要とするから、サンプリン
グクロック周波数を fs＝ｎ×ΔfL1 （ｎ≧２：ｎは整数） (1) とする必要がある。
【００１３】Ａ／Ｄ変換されたディジタル第１ローカル
信号１１ａは、周波数誤差検出回路１３に入力されると
共に周波数誤差検出回路１３がディジタル第１ローカル
信号１１ａに含まれる周波数誤差ΔfL1を検出し、その
結果に基づいて第２ローカル信号発振器１２の出力周波
数をfL2−△fL1に補正して変調器１に出力するので、第
１ローカル信号発振器９における周波数誤差△fL1がキ
ャンセルされて周波数シフトの無い正確な送信周波数fT
を得ることができる。
信号１１ａは、周波数誤差検出回路１３に入力されると
共に周波数誤差検出回路１３がディジタル第１ローカル
信号１１ａに含まれる周波数誤差ΔfL1を検出し、その
結果に基づいて第２ローカル信号発振器１２の出力周波
数をfL2−△fL1に補正して変調器１に出力するので、第
１ローカル信号発振器９における周波数誤差△fL1がキ
ャンセルされて周波数シフトの無い正確な送信周波数fT
を得ることができる。
【００１４】次に、本発明に係わる上述した周波数誤差
検出回路１３について詳しく説明する。図２は周波数誤
差検出回路１３の実施の形態例を示す機能ブロック図で
ある。この図に示す周波数誤差検出回路１３は、前記デ
ィジタル第１ローカル信号１１ａと余弦波発振器（ディ
ジタル発振器）２０３の出力信号とが入力し出力に第１
ディジタルローパスフィルタ２０５が接続される第１デ
ィジタルミキサ２０１と、前記ディジタル第１ローカル
信号１１ａと正弦波発振器（ディジタル発振器）２０４
の出力信号とが入力し出力に第２ディジタルローパスフ
ィルタ２０６が接続される第２ディジタルミキサ２０２
とからなる直交復調器２０と、該直交復調器出力信号か
ら前記第１ローカル信号発振器９の周波数誤差を計算す
る周波数誤差計算手段２０７とにより構成する。
検出回路１３について詳しく説明する。図２は周波数誤
差検出回路１３の実施の形態例を示す機能ブロック図で
ある。この図に示す周波数誤差検出回路１３は、前記デ
ィジタル第１ローカル信号１１ａと余弦波発振器（ディ
ジタル発振器）２０３の出力信号とが入力し出力に第１
ディジタルローパスフィルタ２０５が接続される第１デ
ィジタルミキサ２０１と、前記ディジタル第１ローカル
信号１１ａと正弦波発振器（ディジタル発振器）２０４
の出力信号とが入力し出力に第２ディジタルローパスフ
ィルタ２０６が接続される第２ディジタルミキサ２０２
とからなる直交復調器２０と、該直交復調器出力信号か
ら前記第１ローカル信号発振器９の周波数誤差を計算す
る周波数誤差計算手段２０７とにより構成する。
【００１５】この例に示される周波数誤差検出回路１３
は、周波数誤差ΔfL1を含むディジタル第１ローカル信
号１１ａが直交復調器２０に入力され、該直交復調器２
０が同相出力Ｉkと直交出力Ｑkとを出力し、この情報か
ら周波数誤差計算手段２０７が前記周波数誤差 ΔfL1
を検出する。以下、この動作について説明するために、
図2を参照しつつ、まず、ＩkとＱkとを導出する。ディ
ジタル第１ローカル信号１１ａを cos 2π(fL1 + ΔfL1)k / fs (2) ただし、 fL1 ：正しい第１ローカル発振周波数 ΔfL1 ：第１ローカル発振周波数の誤差 fs ：サンプリング周波数 ｋ ：サンプル番号 と表し、また、余弦波発振器２０３出力信号を cos 2π(fL1)k / fs (3) 正弦波発振器２０４の出力信号を sin 2π(fL1)k / fs (4) と表せば、図２に示したようにディジタル第１ローカル
信号１１ａは、(3)式の余弦波或いは(4)式の正弦波と掛
け算された後、ローパスフィルタ２０５、２０６により
高周波成分が除去されるので、ＩkとＱkはそれぞれ Ｉk = cos 2π(ΔfL1)k / fs (5) Ｑk = sin 2π(ΔfL1)k / fs (6) となる。
は、周波数誤差ΔfL1を含むディジタル第１ローカル信
号１１ａが直交復調器２０に入力され、該直交復調器２
０が同相出力Ｉkと直交出力Ｑkとを出力し、この情報か
ら周波数誤差計算手段２０７が前記周波数誤差 ΔfL1
を検出する。以下、この動作について説明するために、
図2を参照しつつ、まず、ＩkとＱkとを導出する。ディ
ジタル第１ローカル信号１１ａを cos 2π(fL1 + ΔfL1)k / fs (2) ただし、 fL1 ：正しい第１ローカル発振周波数 ΔfL1 ：第１ローカル発振周波数の誤差 fs ：サンプリング周波数 ｋ ：サンプル番号 と表し、また、余弦波発振器２０３出力信号を cos 2π(fL1)k / fs (3) 正弦波発振器２０４の出力信号を sin 2π(fL1)k / fs (4) と表せば、図２に示したようにディジタル第１ローカル
信号１１ａは、(3)式の余弦波或いは(4)式の正弦波と掛
け算された後、ローパスフィルタ２０５、２０６により
高周波成分が除去されるので、ＩkとＱkはそれぞれ Ｉk = cos 2π(ΔfL1)k / fs (5) Ｑk = sin 2π(ΔfL1)k / fs (6) となる。
【００１６】得られたＩkとＱkとから、周波数誤差計算
手段２０７において、例えば下記の計算によりΔfL1を
求める。まず、(5)式と(6)式とを用いてＱkとＩkとの比
を取れば tan 2π(ΔfL1)k / fs = Ｑk / Ｉk (7) となる。左辺よりΔfL1を取り出すため (ΔfL1)k / fs = (2π)-1tan-1Ｑk / Ｉk (8) と変形する。一方、(8)式左辺をkに着目して (ΔfL1) / fs = (ΔfL1)(k+1) / fs − (ΔfL1)k / fs と表わせば、(8)式右辺の関係を用いて (ΔfL1) / fs = (2π)-1tan-1Ｑk+1 / Ｉk+1 − (2π)-1tan-1Ｑk / Ｉk (9) を得る。(9)式の右辺は既知であるので、(9)式によりサ
ンプリング周波数fsで正規化された誤差周波数ΔfL1の
値が得られる。この値を用いて第２ローカル信号発振器
１２の周波数を上述したように補正することができる。
手段２０７において、例えば下記の計算によりΔfL1を
求める。まず、(5)式と(6)式とを用いてＱkとＩkとの比
を取れば tan 2π(ΔfL1)k / fs = Ｑk / Ｉk (7) となる。左辺よりΔfL1を取り出すため (ΔfL1)k / fs = (2π)-1tan-1Ｑk / Ｉk (8) と変形する。一方、(8)式左辺をkに着目して (ΔfL1) / fs = (ΔfL1)(k+1) / fs − (ΔfL1)k / fs と表わせば、(8)式右辺の関係を用いて (ΔfL1) / fs = (2π)-1tan-1Ｑk+1 / Ｉk+1 − (2π)-1tan-1Ｑk / Ｉk (9) を得る。(9)式の右辺は既知であるので、(9)式によりサ
ンプリング周波数fsで正規化された誤差周波数ΔfL1の
値が得られる。この値を用いて第２ローカル信号発振器
１２の周波数を上述したように補正することができる。
【００１７】以上説明したように第２ローカル信号発振
器１２の周波数を補正して変調器１に出力することによ
り、第１ローカル信号発振器９の周波数にΔfL1の誤差
が発生しても、ＲＦ送信信号fTの中心周波数に周波数シ
フトを生じないので、第１ローカル信号発振器９の出力
周波数誤差に係わる隣接チャネル干渉や受信側でのＢＥ
Ｒ特性、同期特性の劣化を防ぐことができる。
器１２の周波数を補正して変調器１に出力することによ
り、第１ローカル信号発振器９の周波数にΔfL1の誤差
が発生しても、ＲＦ送信信号fTの中心周波数に周波数シ
フトを生じないので、第１ローカル信号発振器９の出力
周波数誤差に係わる隣接チャネル干渉や受信側でのＢＥ
Ｒ特性、同期特性の劣化を防ぐことができる。
【００１８】次に、本発明に係わる送信機の他の変形実
施例を図４に示す機能ブロック図に基づいて詳細に説明
する。図４に示すように、この変形実施例の送信機は、
入力データ信号をディジタル型の第２ローカル信号発生
器１２出力信号で変調してディジタル変調波信号を出力
する変調器１と、前記ディジタル変調波信号の不要成分
を除去するディジタルＩＦバンドパスフィルタ２と、ミ
キサ７２と該ミキサ７２出力信号から不要成分を除去す
る第２のディジタルＩＦバンドパスフィルタ７１とから
成り周波数誤差に関する情報に基づいて前記変調器１の
ディジタル変調波信号の中心周波数を補正する周波数補
正回路７０と、ディジタル信号をアナログ信号に変換す
るＤ／Ａ変換器３と、該Ｄ／Ａ変換器出力信号から不要
成分を除去するためのアナログＩＦバンドパスフィルタ
４と、第１のＲＦバンドパスフィルタ５とＲＦアンプ６
とを通じてアンテナ７に接続されるＩＦ信号をＲＦ信号
に周波数変換するためのミキサ８と、出力周波数一定の
第１ローカル信号発振器９の周波数誤差帯域のみを通過
させる第２のＲＦバンドパスフィルタ１０と、アナログ
信号をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器１
１と、前記第１ローカル信号発振器９の周波数誤差を検
出し該検出誤差情報を前記周波数補正回路７０のミキサ
７２に出力する周波数誤差検出回路１３とで構成する。
施例を図４に示す機能ブロック図に基づいて詳細に説明
する。図４に示すように、この変形実施例の送信機は、
入力データ信号をディジタル型の第２ローカル信号発生
器１２出力信号で変調してディジタル変調波信号を出力
する変調器１と、前記ディジタル変調波信号の不要成分
を除去するディジタルＩＦバンドパスフィルタ２と、ミ
キサ７２と該ミキサ７２出力信号から不要成分を除去す
る第２のディジタルＩＦバンドパスフィルタ７１とから
成り周波数誤差に関する情報に基づいて前記変調器１の
ディジタル変調波信号の中心周波数を補正する周波数補
正回路７０と、ディジタル信号をアナログ信号に変換す
るＤ／Ａ変換器３と、該Ｄ／Ａ変換器出力信号から不要
成分を除去するためのアナログＩＦバンドパスフィルタ
４と、第１のＲＦバンドパスフィルタ５とＲＦアンプ６
とを通じてアンテナ７に接続されるＩＦ信号をＲＦ信号
に周波数変換するためのミキサ８と、出力周波数一定の
第１ローカル信号発振器９の周波数誤差帯域のみを通過
させる第２のＲＦバンドパスフィルタ１０と、アナログ
信号をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器１
１と、前記第１ローカル信号発振器９の周波数誤差を検
出し該検出誤差情報を前記周波数補正回路７０のミキサ
７２に出力する周波数誤差検出回路１３とで構成する。
【００１９】前記構成の受信機は、図１の送信機におけ
る第２ローカル信号発振器１２を出力周波数一定の発振
器とし、バンドパスフィルタ２とＤ／Ａ変換器３の間に
ミキサ７２、第２のディジタルＩＦバンドパスフィルタ
７１とから成る周波数補正回路７０を挿入し、周波数誤
差検出回路１３からの検出誤差情報を前記ミキサ７２に
入力する構成にしたものであり、他の構成及び動作は図
１の送信機と同一である。従って、図４の送信機の動作
説明は、周波数誤差検出回路１３からの第１ローカル信
号の検出誤差情報に基づく周波数の補正動作の説明のみ
とする。
る第２ローカル信号発振器１２を出力周波数一定の発振
器とし、バンドパスフィルタ２とＤ／Ａ変換器３の間に
ミキサ７２、第２のディジタルＩＦバンドパスフィルタ
７１とから成る周波数補正回路７０を挿入し、周波数誤
差検出回路１３からの検出誤差情報を前記ミキサ７２に
入力する構成にしたものであり、他の構成及び動作は図
１の送信機と同一である。従って、図４の送信機の動作
説明は、周波数誤差検出回路１３からの第１ローカル信
号の検出誤差情報に基づく周波数の補正動作の説明のみ
とする。
【００２０】図４の送信機において、第２ローカル信号
発振器１２からの一定周波数fL2の出力信号で変調され
た変調器１出力の変調波信号は、バンドパスフィルタ２
で不要成分を除去され周波数補正回路７０のミキサ７２
に入力される。該ミキサ７２において周波数誤差検出回
路１３からの検出誤差信号ΔfL1と中心周波数がfL2の変
調波信号がミキシングされることによって、中心周波数
がfL2−ΔfL1に補正された変調波信号が前記ミキサ７２
から出力され、第２のディジタルＩＦバンドパスフィル
タ７１で不要成分が除去されてＤ／Ａ変換器３に出力さ
れる。前記動作によって、第１ローカル信号発振器９の
周波数にΔfL1の誤差が発生しても、ＲＦ送信信号fTの
中心周波数に周波数シフトを生じないので、第１ローカ
ル信号発振器９の出力周波数誤差に係わる隣接チャネル
干渉や受信側でのＢＥＲ特性、同期特性の劣化を防ぐこ
とができる。
発振器１２からの一定周波数fL2の出力信号で変調され
た変調器１出力の変調波信号は、バンドパスフィルタ２
で不要成分を除去され周波数補正回路７０のミキサ７２
に入力される。該ミキサ７２において周波数誤差検出回
路１３からの検出誤差信号ΔfL1と中心周波数がfL2の変
調波信号がミキシングされることによって、中心周波数
がfL2−ΔfL1に補正された変調波信号が前記ミキサ７２
から出力され、第２のディジタルＩＦバンドパスフィル
タ７１で不要成分が除去されてＤ／Ａ変換器３に出力さ
れる。前記動作によって、第１ローカル信号発振器９の
周波数にΔfL1の誤差が発生しても、ＲＦ送信信号fTの
中心周波数に周波数シフトを生じないので、第１ローカ
ル信号発振器９の出力周波数誤差に係わる隣接チャネル
干渉や受信側でのＢＥＲ特性、同期特性の劣化を防ぐこ
とができる。
【００２１】次に、本発明に係わる送信機の第２の変形
実施例を図５に示す機能ブロック図に基づいて詳細に説
明する。図５に示すように、この変形実施例の送信機
は、入力データ信号を変調してディジタル変調波信号を
出力する変調器１と、前記ディジタル変調波信号の不要
成分を除去するディジタルＩＦバンドパスフィルタ２
と、ディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変
換器３と、該Ｄ／Ａ変換器出力信号から不要成分を除去
するためのアナログＩＦバンドパスフィルタ４と、第１
のＲＦバンドパスフィルタ５とＲＦアンプ６とを通じて
アンテナ７に接続されるＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変
換するためのミキサ８と、出力周波数一定の第１ローカ
ル信号発振器６０の出力を入力し、この入力信号の周波
数をてい倍した信号を出力する周波数てい倍器６１を前
記ミキサ８に接続すると共に、前記第１ローカル信号発
振器６０の周波数誤差帯域のみを通過させる第２のＲＦ
バンドパスフィルタ１０と、アナログ信号をディジタル
信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器１１と、前記第１ロ
ーカル信号発振器９の周波数誤差を検出する周波数誤差
検出回路１３と、該検出誤差信号に基づいて発振周波数
を補正して前記変調器１に信号を出力する出力周波数可
変の第２ローカル信号発振器（ディジタル発振器）１２
とをループ状に接続して、送信機を構成する。
実施例を図５に示す機能ブロック図に基づいて詳細に説
明する。図５に示すように、この変形実施例の送信機
は、入力データ信号を変調してディジタル変調波信号を
出力する変調器１と、前記ディジタル変調波信号の不要
成分を除去するディジタルＩＦバンドパスフィルタ２
と、ディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変
換器３と、該Ｄ／Ａ変換器出力信号から不要成分を除去
するためのアナログＩＦバンドパスフィルタ４と、第１
のＲＦバンドパスフィルタ５とＲＦアンプ６とを通じて
アンテナ７に接続されるＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変
換するためのミキサ８と、出力周波数一定の第１ローカ
ル信号発振器６０の出力を入力し、この入力信号の周波
数をてい倍した信号を出力する周波数てい倍器６１を前
記ミキサ８に接続すると共に、前記第１ローカル信号発
振器６０の周波数誤差帯域のみを通過させる第２のＲＦ
バンドパスフィルタ１０と、アナログ信号をディジタル
信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器１１と、前記第１ロ
ーカル信号発振器９の周波数誤差を検出する周波数誤差
検出回路１３と、該検出誤差信号に基づいて発振周波数
を補正して前記変調器１に信号を出力する出力周波数可
変の第２ローカル信号発振器（ディジタル発振器）１２
とをループ状に接続して、送信機を構成する。
【００２２】前記の構成の受信機は、図１の送信機にお
ける第１ローカル信号発振器９をその発振周波数が１／
Ｎである第１ローカル信号源発振器６０に置き換え、該
第１ローカル信号源発振器６０とミキサ８との間にＮ倍
の周波数てい倍器６１を挿入し、前記第１ローカル信号
源発振器６０の出力を第２のＲＦバンドパスフィルタ１
０に接続したものであり、他の構成及び動作は図１の送
信機と同一である。従って、図５の送信機の動作説明
は、第１ローカル信号及び第２ローカル信号を生成し、
それぞれミキサ８と変調器１とに供給する動作説明のみ
とする。
ける第１ローカル信号発振器９をその発振周波数が１／
Ｎである第１ローカル信号源発振器６０に置き換え、該
第１ローカル信号源発振器６０とミキサ８との間にＮ倍
の周波数てい倍器６１を挿入し、前記第１ローカル信号
源発振器６０の出力を第２のＲＦバンドパスフィルタ１
０に接続したものであり、他の構成及び動作は図１の送
信機と同一である。従って、図５の送信機の動作説明
は、第１ローカル信号及び第２ローカル信号を生成し、
それぞれミキサ８と変調器１とに供給する動作説明のみ
とする。
【００２３】図５に示す送信機において、前記第１ロー
カル信号源発振器６０は周波数変動幅（即ち周波数精
度）がΔfL1の発振器であり、その出力信号を周波数て
い倍器６１でＮ倍の周波数にてい倍してミキサ８へ出力
する。一方、前記第１ローカル源発振器６０の出力信号
は、その出力信号の周波数変動幅ΔfL1のみを通過させ
る第２ＲＦバンドパスフィルタ１０に入力される。第２
ＲＦバンドパスフィルタ１０で帯域制限された第１ロー
カル源信号は第２のＡ／Ｄ変換器１１でディジタル第１
ローカル源信号１１ａに変換される。第２のＡ／Ｄ変換
器１１では、図示されていない高精度のクロック発生器
から出力されるサンプリングクロックでサンプリングを
行う。Ａ／Ｄ変換されたディジタル第１ローカル源信号
１１ａは、周波数誤差検出回路１３に入力される。該周
波数誤差検出回路１３において前記ディジタル第１ロー
カル源信号６０の周波数誤差ΔfL1を検出し、その結果
に基づいて第２ローカル信号発振器１２の出力周波数を
補正する。
カル信号源発振器６０は周波数変動幅（即ち周波数精
度）がΔfL1の発振器であり、その出力信号を周波数て
い倍器６１でＮ倍の周波数にてい倍してミキサ８へ出力
する。一方、前記第１ローカル源発振器６０の出力信号
は、その出力信号の周波数変動幅ΔfL1のみを通過させ
る第２ＲＦバンドパスフィルタ１０に入力される。第２
ＲＦバンドパスフィルタ１０で帯域制限された第１ロー
カル源信号は第２のＡ／Ｄ変換器１１でディジタル第１
ローカル源信号１１ａに変換される。第２のＡ／Ｄ変換
器１１では、図示されていない高精度のクロック発生器
から出力されるサンプリングクロックでサンプリングを
行う。Ａ／Ｄ変換されたディジタル第１ローカル源信号
１１ａは、周波数誤差検出回路１３に入力される。該周
波数誤差検出回路１３において前記ディジタル第１ロー
カル源信号６０の周波数誤差ΔfL1を検出し、その結果
に基づいて第２ローカル信号発振器１２の出力周波数を
補正する。
【００２４】図５の送信機の場合は、第１ローカル源信
号をＮてい倍して第１ローカル信号を作っているので、
補正すべき誤差周波数はＮ×ΔfL1である。従って、第
２ローカル信号発振器１２の出力周波数をfL2−Ｎ×Δf
L1に補正すれば、第１ローカル信号源発振器６０におけ
る周波数誤差ΔfL1がキャンセルされて正しい送信周波
数fTが得られる。この結果、第１ローカル信号源発振器
６０の周波数にΔfL1の誤差が発生しても、ＲＦ送信信
号fTの中心周波数に周波数シフトを生じないので、第１
ローカル信号源発振器６０の出力周波数誤差に係わる隣
接チャネル干渉や受信側でのＢＥＲ特性、同期特性の劣
化を防ぐことができることは図１のものと同等である。
本実施例の特徴は、必要とする第1ローカル信号の１／
Ｎの周波数の第1ローカル信号源発振器６０出力の周波
数誤差を検出すればよいので、該出力信号をディジタル
化する第２のＡ／Ｄ変換器１１には、図１のものより低
い周波数の入力信号に対応するＡ／Ｄ変換器を使用する
ことができる。
号をＮてい倍して第１ローカル信号を作っているので、
補正すべき誤差周波数はＮ×ΔfL1である。従って、第
２ローカル信号発振器１２の出力周波数をfL2−Ｎ×Δf
L1に補正すれば、第１ローカル信号源発振器６０におけ
る周波数誤差ΔfL1がキャンセルされて正しい送信周波
数fTが得られる。この結果、第１ローカル信号源発振器
６０の周波数にΔfL1の誤差が発生しても、ＲＦ送信信
号fTの中心周波数に周波数シフトを生じないので、第１
ローカル信号源発振器６０の出力周波数誤差に係わる隣
接チャネル干渉や受信側でのＢＥＲ特性、同期特性の劣
化を防ぐことができることは図１のものと同等である。
本実施例の特徴は、必要とする第1ローカル信号の１／
Ｎの周波数の第1ローカル信号源発振器６０出力の周波
数誤差を検出すればよいので、該出力信号をディジタル
化する第２のＡ／Ｄ変換器１１には、図１のものより低
い周波数の入力信号に対応するＡ／Ｄ変換器を使用する
ことができる。
【００２５】前記図5の送信機と同様に、前述の図4の送
信機においても、ミキサ８に入力する第1ローカル信号
は第1ローカル信号源発振器の出力を周波数てい倍器で
てい倍した出力信号置き換え、前記第1ローカル信号源
発振器の出力信号の誤差を検出して周波数補正を行って
よいことは当然である。そして、この場合は変調波信号
の中心周波数をfL2−Ｎ×ΔfL1に補正する。
信機においても、ミキサ８に入力する第1ローカル信号
は第1ローカル信号源発振器の出力を周波数てい倍器で
てい倍した出力信号置き換え、前記第1ローカル信号源
発振器の出力信号の誤差を検出して周波数補正を行って
よいことは当然である。そして、この場合は変調波信号
の中心周波数をfL2−Ｎ×ΔfL1に補正する。
【００２６】上記のように周波数補正を行った場合の第
１ローカル信号発振器への要求精度の具体的な例とし
て、例えば、(1)式より第２のＡ／Ｄ変換器１１のサン
プリングクロックｆｓを１ＭＨｚとし、ｎ＝３２とした
場合、ΔfLは約３０ｋＨｚまで補正できることになる。
従って、発振周波数９４０ＭＨｚの第１ローカル信号発
振器の周波数精度は約３０ｐｐｍに緩和されることにな
り、この周波数精度は単体の発振器（水晶発振器等）で
実現できるので、ＰＬＬ回路を用いる必要はなくなる。
１ローカル信号発振器への要求精度の具体的な例とし
て、例えば、(1)式より第２のＡ／Ｄ変換器１１のサン
プリングクロックｆｓを１ＭＨｚとし、ｎ＝３２とした
場合、ΔfLは約３０ｋＨｚまで補正できることになる。
従って、発振周波数９４０ＭＨｚの第１ローカル信号発
振器の周波数精度は約３０ｐｐｍに緩和されることにな
り、この周波数精度は単体の発振器（水晶発振器等）で
実現できるので、ＰＬＬ回路を用いる必要はなくなる。
【００２７】なお、以上の説明において、第２ローカル
信号発振器１２と余弦波発振器２０３と正弦波発振器２
０４とは出力周波数誤差が無いものとしているが、この
ようなディジタル型の信号発振器はサンプリング周波数
を上げることにより、ＰＬＬ回路と同程度かそれ以上の
周波数精度が保証されるので、周波数誤差を無視するこ
とができる。
信号発振器１２と余弦波発振器２０３と正弦波発振器２
０４とは出力周波数誤差が無いものとしているが、この
ようなディジタル型の信号発振器はサンプリング周波数
を上げることにより、ＰＬＬ回路と同程度かそれ以上の
周波数精度が保証されるので、周波数誤差を無視するこ
とができる。
【００２８】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように、第１ロ
ーカル信号発振器の周波数誤差を検出すると共に、該検
出誤差情報に基づいて第２ローカル信号発振器（ディジ
タル発振器）の出力周波数或いは変調波信号の中心周波
数を補正して、前記第１ローカル信号発振器の周波数誤
差に係わる送信信号の周波数シフトによる送信機特性の
劣化を補償するように構成したので、前記第1ローカル
信号発振器に要求される周波数精度を大幅に緩和するこ
とができ、従って、ＶＣＯ等の高価な構成部品を使用す
るＰＬＬ回路が不要となるので、受信機のコスト低減と
小型化をすすめる上で著効を奏する。また、変形実施例
においては、第1ローカル信号源発振器の出力周波数を
てい倍して第1ローカル信号とし、この第1ローカル信号
源発振器の周波数誤差を検出するように構成したので、
該第1ローカル信号源発振器の出力信号をディジタル化
する第２のＡ／Ｄ変換器は、低い周波数の入力信号に対
応する小型で安価なＡ／Ｄ変換器を使用することがで
き、より一層受信機のコスト低減と小型化に貢献でき
る。
ーカル信号発振器の周波数誤差を検出すると共に、該検
出誤差情報に基づいて第２ローカル信号発振器（ディジ
タル発振器）の出力周波数或いは変調波信号の中心周波
数を補正して、前記第１ローカル信号発振器の周波数誤
差に係わる送信信号の周波数シフトによる送信機特性の
劣化を補償するように構成したので、前記第1ローカル
信号発振器に要求される周波数精度を大幅に緩和するこ
とができ、従って、ＶＣＯ等の高価な構成部品を使用す
るＰＬＬ回路が不要となるので、受信機のコスト低減と
小型化をすすめる上で著効を奏する。また、変形実施例
においては、第1ローカル信号源発振器の出力周波数を
てい倍して第1ローカル信号とし、この第1ローカル信号
源発振器の周波数誤差を検出するように構成したので、
該第1ローカル信号源発振器の出力信号をディジタル化
する第２のＡ／Ｄ変換器は、低い周波数の入力信号に対
応する小型で安価なＡ／Ｄ変換器を使用することがで
き、より一層受信機のコスト低減と小型化に貢献でき
る。
【図１】本発明に係わる送信機の実施の形態例を示す機
能ブロック図
能ブロック図
【図２】本発明に係わる送信機において使用する周波数
誤差検出回路の実施の形態例を示す機能ブロック図
誤差検出回路の実施の形態例を示す機能ブロック図
【図３】従来のディジタル携帯電話にける送信機の構成
例を示す機能ブロック図
例を示す機能ブロック図
【図４】本発明に係わる送信機の他の変形実施例を示す
機能ブロック図
機能ブロック図
【図５】本発明に係わる送信機の第２の変形実施例を示
す機能ブロック図
す機能ブロック図
１・・変調器、 ２・・ディジタルＩＦバン
ドパスフィルタ、３・・Ｄ／Ａ変換器、 ４・・ア
ナログＩＦバンドパスフィルタ、５・・ＲＦバンドパス
フィルタ、 ６・・送信アンプ、７・・アンテナ、
８・・ミキサ、 ９・・第1ローカル信号発振器、１
０・・ＲＦバンドパスフィルタ、 １１・・Ａ／Ｄ変
換器、１１ａ・・ディジタル第１ローカル信号、１２・
・第２ローカル信号発振器（ディジタル発振器）、１３
・・周波数誤差検出回路、 ２０・・直交復調器、
３０・・送信データ、 ３１・・従来の送信機の変
調器、３２・・従来の送信機のＩＦバンドパスフィル
タ、５０・・従来の第１ローカル信号発振器、７０・・
周波数補正回路、７１・・周波数補正回路におけるディ
ジタルＩＦバンドパスフィルタ、７２・・周波数補正回
路におけるミキサ、８０・・従来の第２ローカル信号発
振器、９０・・ＴＣＸＯ（温度補償型水晶発振器）、２
０２・・直交復調器における第１、第２ミキサ、２０３
・・余弦波発振器（ディジタル発振器）、２０４・・正
弦波発振器（ディジタル発振器）、２０６・・直交復調
器におけるディジタルローパスフィルタ、２０７・・周
波数誤差計算手段、８０１・・ＶＣＯ（電圧制御発振
器）、８０２・・ループフィルタ、 ５０３、８０３・
・位相比較器、５０４、８０４・・分周器
ドパスフィルタ、３・・Ｄ／Ａ変換器、 ４・・ア
ナログＩＦバンドパスフィルタ、５・・ＲＦバンドパス
フィルタ、 ６・・送信アンプ、７・・アンテナ、
８・・ミキサ、 ９・・第1ローカル信号発振器、１
０・・ＲＦバンドパスフィルタ、 １１・・Ａ／Ｄ変
換器、１１ａ・・ディジタル第１ローカル信号、１２・
・第２ローカル信号発振器（ディジタル発振器）、１３
・・周波数誤差検出回路、 ２０・・直交復調器、
３０・・送信データ、 ３１・・従来の送信機の変
調器、３２・・従来の送信機のＩＦバンドパスフィル
タ、５０・・従来の第１ローカル信号発振器、７０・・
周波数補正回路、７１・・周波数補正回路におけるディ
ジタルＩＦバンドパスフィルタ、７２・・周波数補正回
路におけるミキサ、８０・・従来の第２ローカル信号発
振器、９０・・ＴＣＸＯ（温度補償型水晶発振器）、２
０２・・直交復調器における第１、第２ミキサ、２０３
・・余弦波発振器（ディジタル発振器）、２０４・・正
弦波発振器（ディジタル発振器）、２０６・・直交復調
器におけるディジタルローパスフィルタ、２０７・・周
波数誤差計算手段、８０１・・ＶＣＯ（電圧制御発振
器）、８０２・・ループフィルタ、 ５０３、８０３・
・位相比較器、５０４、８０４・・分周器
Claims (6)
- 【請求項１】変調器から出力されるＩＦ信号をＲＦ信号
に周波数変換するための第１ローカル信号発振器の出力
周波数誤差を周波数誤差検出回路で検出すると共に、該
検出誤差情報に基づいて前記変調器に接続される第２ロ
ーカル信号発振器の出力周波数を制御して、前記第１ロ
ーカル信号発振器の周波数誤差に係わる変調器出力信号
の周波数シフトによる送信特性の劣化を補償するように
構成したことを特徴とする送信機。 - 【請求項２】入力信号を変調してディジタル変調波信号
を出力する変調器と、前記ディジタル変調波信号の不要
成分を除去するディジタルＩＦフィルタ手段と、ディジ
タル信号をアナログ信号に変換するD／Ａ変換器と、該D
／Ａ変換器出力信号から不要成分を除去するためのアナ
ログＩＦフィルタ手段と、ＩＦ信号を出力周波数一定の
第１ローカル信号発振器からの第１ローカル信号により
ＲＦ信号に周波数変換するためのミキサと、前記第１ロ
ーカル信号発振器の出力から周波数誤差帯域のみを通過
させるＲＦフィルタ手段と、該ＲＦフィルタ手段出力の
アナログ信号をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ
変換器と、前記第１ローカル信号発振器の出力周波数誤
差を検出する周波数誤差検出回路と、該検出誤差情報に
基づいて発振周波数を補正して前記変調器に信号を出力
するディジタル型の第２ローカル信号発振器とをループ
状に接続し、前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差
に係わる前記変調器出力信号の周波数シフトによる送信
特性の劣化を補償するように構成したことを特徴とする
送信機。 - 【請求項３】変調器から出力されるＩＦ信号をＲＦ信号
に周波数変換するための第１ローカル信号発振器の出力
周波数誤差を周波数誤差検出回路で検出すると共に、該
検出誤差情報に基づいて前記変調器出力の変調波信号の
中心周波数を制御して、前記第１ローカル信号発振器の
周波数誤差に係わる変調器出力信号の周波数シフトによ
る送信特性の劣化を補償するように構成したことを特徴
とする送信機。 - 【請求項４】入力信号を変調してディジタル変調波信号
を出力する変調器と、前記ディジタル変調波信号の不要
成分を除去するディジタルＩＦフィルタ手段と、該ディ
ジタルＩＦフィルタ手段の出力を一方の入力とする第１
のミキサと、該第１のミキサの出力信号の不要成分を除
去する第２のディジタルＩＦフィルタ手段と、ディジタ
ル信号をアナログ信号に変換するD／Ａ変換器と、該D／
Ａ変換器出力信号から不要成分を除去するためのアナロ
グＩＦフィルタ手段と、ＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変
換するための第２のミキサと、該第２のミキサに出力周
波数一定の第１ローカル信号を供給する第１ローカル信
号発振器と、該第１ローカル信号の周波数誤差帯域のみ
を通過させるＲＦフィルタ手段と、該ＲＦフィルタ手段
出力のアナログ信号をディジタル信号に変換するための
Ａ／Ｄ変換器と、前記第１ローカル信号発振器の出力周
波数誤差を検出し該検出誤差情報を前記第１のミキサの
他方の入力に出力する周波数誤差検出回路とから成り、
前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差に係わる前記
変調器出力の変調波信号の周波数シフトによる送信特性
の劣化を補償するように構成したことを特徴とする送信
機。 - 【請求項５】前記周波数誤差検出回路を、検出すべき周
波数誤差成分を含む信号と余弦波発振器の出力信号とを
入力とし、且つ、出力に第１のローパスフィルタを接続
した第１ミキサと、前記検出すべき周波数誤差成分を含
む信号と正弦波発振器の出力信号とを入力とし、且つ、
出力に第２のローパスフィルタを接続した第２ミキサと
からなる直交復調器と、該直交復調器出力信号に基づい
て前記第１ローカル信号発振器の周波数誤差を計算する
周波数誤差計算手段とにより構成したことを特徴とする
請求項１乃至請求項４記載の送信機。 - 【請求項６】第１ローカル信号発振器を第１ローカル信
号源発振器と該第１ローカル信号源発振器の出力周波数
をてい倍する周波数てい倍器とから成るローカル信号発
生手段で構成し、且つ、前記第１ローカル信号源発振器
の出力周波数誤差を周波数誤差検出回路にて検出するよ
うに構成したことを特徴とする請求項１乃至請求項５記
載の送信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20749698A JP3898839B2 (ja) | 1997-08-13 | 1998-07-23 | 送信機 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9-231720 | 1997-08-13 | ||
| JP23172097 | 1997-08-13 | ||
| JP20749698A JP3898839B2 (ja) | 1997-08-13 | 1998-07-23 | 送信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11122121A true JPH11122121A (ja) | 1999-04-30 |
| JP3898839B2 JP3898839B2 (ja) | 2007-03-28 |
Family
ID=26516287
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20749698A Expired - Fee Related JP3898839B2 (ja) | 1997-08-13 | 1998-07-23 | 送信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3898839B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005098177A1 (ja) * | 2004-03-30 | 2005-10-20 | Aisin Seiki Kabushiki Kaisha | 車載無線装置 |
| JP2016213712A (ja) * | 2015-05-11 | 2016-12-15 | 富士通株式会社 | 無線通信装置及び周波数誤差測定方法 |
| JP6124382B1 (ja) * | 2016-08-13 | 2017-05-10 | アール・エフ・アーキテクチャ株式会社 | 発振装置、ｒｆフロントエンド回路及び携帯型無線通信端末装置 |
| JP2017098708A (ja) * | 2015-11-20 | 2017-06-01 | デ・ファクト・スタンダード合同会社 | 位相同期回路、ｒｆフロントエンド回路、無線送受信回路、携帯型無線通信端末装置 |
| WO2017110657A1 (ja) * | 2015-12-24 | 2017-06-29 | アール・エフ・アーキテクチャ株式会社 | 位相同期回路、ｒｆフロントエンド回路、無線送受信回路、携帯型無線通信端末装置 |
| JP2018026783A (ja) * | 2017-02-10 | 2018-02-15 | アール・エフ・アーキテクチャ株式会社 | 無線送受信回路及び携帯型無線通信端末装置 |
-
1998
- 1998-07-23 JP JP20749698A patent/JP3898839B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005098177A1 (ja) * | 2004-03-30 | 2005-10-20 | Aisin Seiki Kabushiki Kaisha | 車載無線装置 |
| JP2016213712A (ja) * | 2015-05-11 | 2016-12-15 | 富士通株式会社 | 無線通信装置及び周波数誤差測定方法 |
| JP2017098708A (ja) * | 2015-11-20 | 2017-06-01 | デ・ファクト・スタンダード合同会社 | 位相同期回路、ｒｆフロントエンド回路、無線送受信回路、携帯型無線通信端末装置 |
| WO2017110657A1 (ja) * | 2015-12-24 | 2017-06-29 | アール・エフ・アーキテクチャ株式会社 | 位相同期回路、ｒｆフロントエンド回路、無線送受信回路、携帯型無線通信端末装置 |
| US10063368B2 (en) | 2015-12-24 | 2018-08-28 | R.F. Architecture Co., Ltd. | Phase locked loop circuit, RF front-end circuit, wireless transmission/reception circuit, and mobile wireless communication terminal apparatus |
| JP6124382B1 (ja) * | 2016-08-13 | 2017-05-10 | アール・エフ・アーキテクチャ株式会社 | 発振装置、ｒｆフロントエンド回路及び携帯型無線通信端末装置 |
| JP2018026772A (ja) * | 2016-08-13 | 2018-02-15 | アール・エフ・アーキテクチャ株式会社 | 発振装置、ｒｆフロントエンド回路及び携帯型無線通信端末装置 |
| JP2018026783A (ja) * | 2017-02-10 | 2018-02-15 | アール・エフ・アーキテクチャ株式会社 | 無線送受信回路及び携帯型無線通信端末装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3898839B2 (ja) | 2007-03-28 |
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