JPH11103573A - 自己同期化駆動回路、同期整流器を駆動する方法及びパワーコンバータ - Google Patents
自己同期化駆動回路、同期整流器を駆動する方法及びパワーコンバータInfo
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- JPH11103573A JPH11103573A JP10213186A JP21318698A JPH11103573A JP H11103573 A JPH11103573 A JP H11103573A JP 10213186 A JP10213186 A JP 10213186A JP 21318698 A JP21318698 A JP 21318698A JP H11103573 A JPH11103573 A JP H11103573A
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- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
- H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 駆動巻き線を有する自己駆動同期整流器を有
するパワーコンバータ用の駆動回路を提供すること。 【解決手段】 パワーコンバータの同期整流器と共に使
用される自己同期化駆動回路において、前記パワーコン
バータの絶縁変圧器に設けられ、前記同期整流器内の整
流スイッチＱ４に接続され、前記整流スイッチの制御端
末を前記絶縁変圧器の電圧でもって同期しながらチャー
ジするために、前記電圧に基づいた駆動信号を前記制御
端末に与える駆動巻き線ｎｓdriveと、前記駆動巻き線
と前記制御端末の間に配置され、前記制御端末上の負電
位の生成を周期的に抑える駆動スイッチＤ１と、前記駆
動巻回に接続され、前記駆動信号を受領し前記駆動端末
を前記電圧と同期しながら放電する放電デバイスＱ５と
からなることを特徴とする。
するパワーコンバータ用の駆動回路を提供すること。 【解決手段】 パワーコンバータの同期整流器と共に使
用される自己同期化駆動回路において、前記パワーコン
バータの絶縁変圧器に設けられ、前記同期整流器内の整
流スイッチＱ４に接続され、前記整流スイッチの制御端
末を前記絶縁変圧器の電圧でもって同期しながらチャー
ジするために、前記電圧に基づいた駆動信号を前記制御
端末に与える駆動巻き線ｎｓdriveと、前記駆動巻き線
と前記制御端末の間に配置され、前記制御端末上の負電
位の生成を周期的に抑える駆動スイッチＤ１と、前記駆
動巻回に接続され、前記駆動信号を受領し前記駆動端末
を前記電圧と同期しながら放電する放電デバイスＱ５と
からなることを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、パワーコンバータ
に関し、特に同期整流器用駆動回路とこの駆動回路を採
用したパワーコンバータとその動作方法に関する。
に関し、特に同期整流器用駆動回路とこの駆動回路を採
用したパワーコンバータとその動作方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】パワーコンバータの効率を改善するため
に、同期整流器を採用することは公知である。しかし、
この同期整流器を採用したパワーコンバータは、ダイオ
ード整流器を採用した従来のパワーコンバータよりも複
雑である。同期整流器は複数の整流スイッチを有する。
そのため整流スイッチの制御端末を駆動するための駆動
信号を生成することにより複雑さが増している。制御端
末を駆動する多くの技術が公知である。このような公知
の技術は、２つのカテゴリ即ち制御駆動方式と自己駆動
方式に分けることができる。
に、同期整流器を採用することは公知である。しかし、
この同期整流器を採用したパワーコンバータは、ダイオ
ード整流器を採用した従来のパワーコンバータよりも複
雑である。同期整流器は複数の整流スイッチを有する。
そのため整流スイッチの制御端末を駆動するための駆動
信号を生成することにより複雑さが増している。制御端
末を駆動する多くの技術が公知である。このような公知
の技術は、２つのカテゴリ即ち制御駆動方式と自己駆動
方式に分けることができる。
【０００３】制御駆動方式は、半導体ベースの制御回路
を用いて駆動信号を生成させ同期化している。この制御
回路は例えばパルサーバ変調（ｐulse Width Modulatio
n−ＰＷＭ）の制御集積回路（ニューハンプシャ州マリ
マックのユニトローダ社により製造されているＵＣ１８
４２）あるいはＭＯＳＦＥＴドライバ集積回路（テキサ
ス州ダラスのテキサスインストルメン社により製造され
ているＴＰＳ２８１２）を有している。
を用いて駆動信号を生成させ同期化している。この制御
回路は例えばパルサーバ変調（ｐulse Width Modulatio
n−ＰＷＭ）の制御集積回路（ニューハンプシャ州マリ
マックのユニトローダ社により製造されているＵＣ１８
４２）あるいはＭＯＳＦＥＴドライバ集積回路（テキサ
ス州ダラスのテキサスインストルメン社により製造され
ているＴＰＳ２８１２）を有している。
【０００４】駆動信号は、絶縁変圧器の一次側のパワー
スイッチまたは絶縁変圧器の二次側の電圧のいずれかに
適宜同期化しなければならない。この駆動信号の適切な
同期化は非常に難しく、その理由は整流スイッチが不適
切な時にターンオン（またはターンオフ）する場合ある
いは同時にターンオンする場合にパワーコンバータの過
剰な電力消費あるいは破損が発生してしまうからであ
る。
スイッチまたは絶縁変圧器の二次側の電圧のいずれかに
適宜同期化しなければならない。この駆動信号の適切な
同期化は非常に難しく、その理由は整流スイッチが不適
切な時にターンオン（またはターンオフ）する場合ある
いは同時にターンオンする場合にパワーコンバータの過
剰な電力消費あるいは破損が発生してしまうからであ
る。
【０００５】これに対し自己駆動同期整流器は、絶縁変
圧器の二次側巻き線を使用して駆動信号を生成し同期化
している。この自己駆動方式の利点は、その構成が単純
であることである。別の利点は駆動信号は自己同期化さ
れる点である。そして余分の回路は、駆動信号をパワー
コンバータの他の部分と適切に同期化するためには必要
ではない。
圧器の二次側巻き線を使用して駆動信号を生成し同期化
している。この自己駆動方式の利点は、その構成が単純
であることである。別の利点は駆動信号は自己同期化さ
れる点である。そして余分の回路は、駆動信号をパワー
コンバータの他の部分と適切に同期化するためには必要
ではない。
【０００６】自己駆動同期整流器を用いるパワーコンバ
ータの例が、米国特許第５，３０３，１３８号と第５，
５２８，４８２号に開示されている。さらに別の例が米
国特許第５，５９０，０３２号と米国特許第５，２７
４，５４３号と米国特許第５，４３４，７６８号と米国
特許第５，５３５，１１２号に開示されている。
ータの例が、米国特許第５，３０３，１３８号と第５，
５２８，４８２号に開示されている。さらに別の例が米
国特許第５，５９０，０３２号と米国特許第５，２７
４，５４３号と米国特許第５，４３４，７６８号と米国
特許第５，５３５，１１２号に開示されている。
【０００７】従来の活性クランプ自己駆動同期整流器を
採用したパワーコンバータは、絶縁変圧器の一次側に駆
動トレインを有している。このパワーコンバータはさら
に同期整流器を有し、この整流器は絶縁変圧器の一次巻
き線と二次巻き線にそれぞれ接続された第１整流スイッ
チと第２整流スイッチとからなる。
採用したパワーコンバータは、絶縁変圧器の一次側に駆
動トレインを有している。このパワーコンバータはさら
に同期整流器を有し、この整流器は絶縁変圧器の一次巻
き線と二次巻き線にそれぞれ接続された第１整流スイッ
チと第２整流スイッチとからなる。
【０００８】この駆動トレインは、絶縁変圧器の一次巻
き線に接続されたパワースイッチを有する。さらにこの
駆動トレインは、活性クランプ回路を有し、絶縁変圧器
のリセット間隔の間絶縁変圧器の一次巻き線と二次巻き
線にかかるリセット電圧を制限している。そのため整流
スイッチへの駆動信号にはデッドタイムが存在しない。
絶縁変圧器のリセット間隔の間、１つの整流スイッチへ
の駆動信号を一定に維持することにより、この活性クラ
ンプ回路は、パワーコンバータの効率を増加させること
ができる。しかし、実際にはこのリセット電圧は、変圧
器の構成部品の性能変動とその組立誤差の変動により一
定ではない。
き線に接続されたパワースイッチを有する。さらにこの
駆動トレインは、活性クランプ回路を有し、絶縁変圧器
のリセット間隔の間絶縁変圧器の一次巻き線と二次巻き
線にかかるリセット電圧を制限している。そのため整流
スイッチへの駆動信号にはデッドタイムが存在しない。
絶縁変圧器のリセット間隔の間、１つの整流スイッチへ
の駆動信号を一定に維持することにより、この活性クラ
ンプ回路は、パワーコンバータの効率を増加させること
ができる。しかし、実際にはこのリセット電圧は、変圧
器の構成部品の性能変動とその組立誤差の変動により一
定ではない。
【０００９】この自己駆動同期整流器を用いたパワーコ
ンバータの欠点は、パワーコンバータの出力電圧に比例
する駆動信号の電位である。そのため低出力電圧が必要
とされるような（例、出力電圧が３．３Ｖ以下）のアプ
リケーションにおいては、この電位は整流スイッチを駆
動するには不十分である。駆動信号の電位を正側で増加
させるために、絶縁変圧器の二次側に余分の駆動巻き線
を付属させることが提案されている。しかし、この付属
の駆動巻き線は、その電位を（整流スイッチのソース電
圧に対し）負にも正にもさせてしまう。整流スイッチを
負側に駆動することは、電流損失が大幅に増加するため
に電位を増加させる利点が損なわれてしまう。
ンバータの欠点は、パワーコンバータの出力電圧に比例
する駆動信号の電位である。そのため低出力電圧が必要
とされるような（例、出力電圧が３．３Ｖ以下）のアプ
リケーションにおいては、この電位は整流スイッチを駆
動するには不十分である。駆動信号の電位を正側で増加
させるために、絶縁変圧器の二次側に余分の駆動巻き線
を付属させることが提案されている。しかし、この付属
の駆動巻き線は、その電位を（整流スイッチのソース電
圧に対し）負にも正にもさせてしまう。整流スイッチを
負側に駆動することは、電流損失が大幅に増加するため
に電位を増加させる利点が損なわれてしまう。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】したがって本発明の目
的は、従来技術の欠点を解決するような余分の駆動巻き
線（例、駆動信号の正側の電位を増加させる）の利点を
有する自己駆動同期整流器を有するパワーコンバータ用
の駆動回路を提供することである。
的は、従来技術の欠点を解決するような余分の駆動巻き
線（例、駆動信号の正側の電位を増加させる）の利点を
有する自己駆動同期整流器を有するパワーコンバータ用
の駆動回路を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の一実施例におい
ては、本発明の回路は請求項１に記載した特徴を有す
る。そのため本発明は整流スイッチの制御端末に入力さ
れる駆動信号の正の電位を増加させるために駆動巻き線
を採用し、これによりスイッチサイクルの適切な時期に
整流スイッチを導通状態にする技術思想を導入するもの
である。
ては、本発明の回路は請求項１に記載した特徴を有す
る。そのため本発明は整流スイッチの制御端末に入力さ
れる駆動信号の正の電位を増加させるために駆動巻き線
を採用し、これによりスイッチサイクルの適切な時期に
整流スイッチを導通状態にする技術思想を導入するもの
である。
【００１２】放電デバイスを用いて整流スイッチの制御
端末を放電し、これによりスイッチサイクルの適切な時
間整流スイッチを非導通状態にする。この放電デバイス
は、変圧器巻き線から制御信号と同期信号を直接取り出
し、非導通状態の時間間隔の間整流スイッチの制御端末
が負側に駆動されないように阻止する。さらにまた本発
明の自己同期駆動回路は、変圧器巻き線から直接駆動信
号と同期信号を取り出し、これにより別の制御回路を必
要としなくなる。
端末を放電し、これによりスイッチサイクルの適切な時
間整流スイッチを非導通状態にする。この放電デバイス
は、変圧器巻き線から制御信号と同期信号を直接取り出
し、非導通状態の時間間隔の間整流スイッチの制御端末
が負側に駆動されないように阻止する。さらにまた本発
明の自己同期駆動回路は、変圧器巻き線から直接駆動信
号と同期信号を取り出し、これにより別の制御回路を必
要としなくなる。
【００１３】本発明の一実施例においては、請求項２に
記載したように駆動スイッチはダイオードである。当然
のことながら、駆動スイッチ用の他のデバイスを使用す
ることも本発明の範囲内に入る。
記載したように駆動スイッチはダイオードである。当然
のことながら、駆動スイッチ用の他のデバイスを使用す
ることも本発明の範囲内に入る。
【００１４】本発明の一実施例ではこの駆動スイッチは
請求項３に記載した特徴を有する。好ましい実施例にお
いては、このチャージポンプは少なくとも１つのキャパ
シタと少なくとも２個のダイオードとを有する。このチ
ャージポンプは整流スイッチの駆動巻き線と制御端末に
接続される。このチャージポンプは、負の電位を反転さ
せそれを正の電位として適当な時間に整流スイッチの制
御端末に入力することにより駆動巻き線の負の電位の利
点を利用できる。
請求項３に記載した特徴を有する。好ましい実施例にお
いては、このチャージポンプは少なくとも１つのキャパ
シタと少なくとも２個のダイオードとを有する。このチ
ャージポンプは整流スイッチの駆動巻き線と制御端末に
接続される。このチャージポンプは、負の電位を反転さ
せそれを正の電位として適当な時間に整流スイッチの制
御端末に入力することにより駆動巻き線の負の電位の利
点を利用できる。
【００１５】本発明の一実施例においては、この自己同
期駆動回路はチャージポンプを有し、負荷電流がある整
流スイッチから別の整流スイッチに切り替わる間に、整
流スイッチの一体回路内ダイオード（integral body di
ode） の電流を低減させる。このチャージポンプは、切
り換え遷移期間の間整流スイッチの制御端末に正の駆動
電圧を加え、チャネルが公称上非導通状態の間にこの整
流スイッチのチャネルを導通状態にすることにより集積
回路内のダイオードの電流の流れを低減させる。
期駆動回路はチャージポンプを有し、負荷電流がある整
流スイッチから別の整流スイッチに切り替わる間に、整
流スイッチの一体回路内ダイオード（integral body di
ode） の電流を低減させる。このチャージポンプは、切
り換え遷移期間の間整流スイッチの制御端末に正の駆動
電圧を加え、チャネルが公称上非導通状態の間にこの整
流スイッチのチャネルを導通状態にすることにより集積
回路内のダイオードの電流の流れを低減させる。
【００１６】本発明の一実施例においては、この駆動巻
き線は請求項４に記載した特徴を有する。当然のことな
がら本発明は駆動巻き線のこのような配置にのみ限定さ
れるものではない。
き線は請求項４に記載した特徴を有する。当然のことな
がら本発明は駆動巻き線のこのような配置にのみ限定さ
れるものではない。
【００１７】本発明の一実施例においては、放電デバイ
スは請求項５に記載した特徴を有する。一実施例におい
ては、この放電デバイスは、駆動巻き線に接続された
（例えば、ダイオードまたはインピーダンスデバイスを
介して）制御端末を有する。この放電デバイスは、整流
スイッチの制御端末にも接続される。このようにしてこ
の放電デバイスは、自己駆動方式で制御され、適当な時
間に整流スイッチの制御端末を放電する。さらにまたこ
の放電デバイスは、端末に接続される外部インピーダン
スと共にあるいは放電デバイスの端末に接続されるダイ
オードと共に使用することができる。
スは請求項５に記載した特徴を有する。一実施例におい
ては、この放電デバイスは、駆動巻き線に接続された
（例えば、ダイオードまたはインピーダンスデバイスを
介して）制御端末を有する。この放電デバイスは、整流
スイッチの制御端末にも接続される。このようにしてこ
の放電デバイスは、自己駆動方式で制御され、適当な時
間に整流スイッチの制御端末を放電する。さらにまたこ
の放電デバイスは、端末に接続される外部インピーダン
スと共にあるいは放電デバイスの端末に接続されるダイ
オードと共に使用することができる。
【００１８】本発明の一実施例においては、放電デバイ
スは請求項６に記載した特徴を有する。本発明の一実施
例においては、このＰＮＰトランジスタは自己駆動方式
で制御され、適当な時間に整流スイッチの制御端末を放
電する。当然のことながらこのＰＮＰトランジスタは、
チャージポンプと組み合わせて用いることもできる。さ
らにまたこのＰＮＰトランジスタは、ＰＮＰトランジス
タの端末に接続された電流制限インピーダンスまたはＰ
ＮＰトランジスタの端末に接続されたダイオードまたは
電圧オフセットデバイスと共に使用することができる。
スは請求項６に記載した特徴を有する。本発明の一実施
例においては、このＰＮＰトランジスタは自己駆動方式
で制御され、適当な時間に整流スイッチの制御端末を放
電する。当然のことながらこのＰＮＰトランジスタは、
チャージポンプと組み合わせて用いることもできる。さ
らにまたこのＰＮＰトランジスタは、ＰＮＰトランジス
タの端末に接続された電流制限インピーダンスまたはＰ
ＮＰトランジスタの端末に接続されたダイオードまたは
電圧オフセットデバイスと共に使用することができる。
【００１９】本発明の一実施例においては、この駆動ス
イッチにより、整流スイッチの制御端末は駆動巻き線に
より印加される正のピーク電圧にまでチャージできるよ
うになる。本発明の一実施例においては駆動巻き線によ
り加えられる正のピーク電圧は、変圧器の漏れインダク
タンスのようなパワーコンバータの浮遊回路要素により
生成される。
イッチにより、整流スイッチの制御端末は駆動巻き線に
より印加される正のピーク電圧にまでチャージできるよ
うになる。本発明の一実施例においては駆動巻き線によ
り加えられる正のピーク電圧は、変圧器の漏れインダク
タンスのようなパワーコンバータの浮遊回路要素により
生成される。
【００２０】本発明の一実施例おいては、本発明のパワ
ーコンバータは、請求項７に記載した特徴を有する。当
然のことながら本発明は特定のコンバータ技術に限定さ
れるものではない。
ーコンバータは、請求項７に記載した特徴を有する。当
然のことながら本発明は特定のコンバータ技術に限定さ
れるものではない。
【００２１】
【発明の実施の形態】図１は、従来技術に係る活性クラ
ンプ自己駆動同期整流器パワーコンバータ１００の一実
施例を表す。このパワーコンバータ１００は、入力パワ
ー１１０の電源に接続された入力（入力電圧Ｖin）と負
荷（図示せず）に接続可能な出力（出力電圧Ｖout）と
を有する。このパワーコンバータ１００は、一次巻き線
ｎｐと第１二次巻き線ｎｓ１と第２二次巻き線ｎｓ２と
を有する絶縁変圧器を有する。このパワーコンバータ１
００は、さらに入力を一次巻き線ｎｐに結合する駆動ト
レイン１２０を有する。
ンプ自己駆動同期整流器パワーコンバータ１００の一実
施例を表す。このパワーコンバータ１００は、入力パワ
ー１１０の電源に接続された入力（入力電圧Ｖin）と負
荷（図示せず）に接続可能な出力（出力電圧Ｖout）と
を有する。このパワーコンバータ１００は、一次巻き線
ｎｐと第１二次巻き線ｎｓ１と第２二次巻き線ｎｓ２と
を有する絶縁変圧器を有する。このパワーコンバータ１
００は、さらに入力を一次巻き線ｎｐに結合する駆動ト
レイン１２０を有する。
【００２２】この実施例においては、この駆動トレイン
１２０は主パワースイッチＱ１と、相補パワースイッチ
Ｑ２と、活性クランプ回路（クランプキャパシタＣｃｌ
ａｍｐと相補パワースイッチＱ２とからなる）からな
る。この活性クランプ回路は、パワーコンバータ１００
の巻き線に跨って配置されている。パワーコンバータ１
００は、さらに第１と第２の二次巻き線ｎｓ１，ｎｓ２
に接続される同期整流器１５０を有する。このパワーコ
ンバータ１００は、さらにまた出力間に接続される出力
インダクタＬｏｕｔと出力キャパシタＣｏｕｔとを有す
る。
１２０は主パワースイッチＱ１と、相補パワースイッチ
Ｑ２と、活性クランプ回路（クランプキャパシタＣｃｌ
ａｍｐと相補パワースイッチＱ２とからなる）からな
る。この活性クランプ回路は、パワーコンバータ１００
の巻き線に跨って配置されている。パワーコンバータ１
００は、さらに第１と第２の二次巻き線ｎｓ１，ｎｓ２
に接続される同期整流器１５０を有する。このパワーコ
ンバータ１００は、さらにまた出力間に接続される出力
インダクタＬｏｕｔと出力キャパシタＣｏｕｔとを有す
る。
【００２３】同期整流器１５０は、第１整流スイッチＱ
３と第２整流スイッチＱ４とを有し、これらはそれぞれ
第１と第２の二次巻き線ｎｓ１，ｎｓ２に接続されてい
る。第１整流スイッチＱ３の第１制御端末１６０は、第
２二次巻き線ｎｓ２に接続される。第２整流スイッチＱ
４の第２制御端末１７０は、第１二次巻き線ｎｓ１に接
続される。
３と第２整流スイッチＱ４とを有し、これらはそれぞれ
第１と第２の二次巻き線ｎｓ１，ｎｓ２に接続されてい
る。第１整流スイッチＱ３の第１制御端末１６０は、第
２二次巻き線ｎｓ２に接続される。第２整流スイッチＱ
４の第２制御端末１７０は、第１二次巻き線ｎｓ１に接
続される。
【００２４】第１と第２の二次巻き線ｎｓ１，ｎｓ２に
係る第１ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ３を用いて、第１整流
スイッチＱ３を駆動する。第１と第２の二次巻き線ｎｓ
１，ｎｓ２に係る第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４を用い
て、第２整流スイッチＱ４を駆動する。この実施例にお
いては、第１と第２の整流スイッチＱ３，Ｑ４はＭＯＳ
ＦＥＴである。パワーコンバータ１００の構成と動作に
ついては、公知であるのでここでは詳述しない。
係る第１ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ３を用いて、第１整流
スイッチＱ３を駆動する。第１と第２の二次巻き線ｎｓ
１，ｎｓ２に係る第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４を用い
て、第２整流スイッチＱ４を駆動する。この実施例にお
いては、第１と第２の整流スイッチＱ３，Ｑ４はＭＯＳ
ＦＥＴである。パワーコンバータ１００の構成と動作に
ついては、公知であるのでここでは詳述しない。
【００２５】第１と第２のゲート駆動電圧ＶｇｓＱ３，
ＶｇｓＱ４は、パワーコンバータ１００の効率に関し重
要な役目をする。第１と第２のゲート駆動電圧ＶｇｓＱ
３，ＶｇｓＱ４の振幅は、それぞれオン状態の間第１と
第２の整流スイッチＱ３，Ｑ４のチャネル抵抗を決定
し、それ故に同期整流器１５０の電力消費を決定する。
第１時間間隔Ｄの間第１整流スイッチＱ３は導通し、第
１ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ３は次式で表される。
ＶｇｓＱ４は、パワーコンバータ１００の効率に関し重
要な役目をする。第１と第２のゲート駆動電圧ＶｇｓＱ
３，ＶｇｓＱ４の振幅は、それぞれオン状態の間第１と
第２の整流スイッチＱ３，Ｑ４のチャネル抵抗を決定
し、それ故に同期整流器１５０の電力消費を決定する。
第１時間間隔Ｄの間第１整流スイッチＱ３は導通し、第
１ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ３は次式で表される。
【数１】
【００２６】第１時間間隔Ｄの間、第２整流スイッチＱ
４はオフ状態にあり、第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４は
ゼロである。次にそれ以外の時間間隔である相補時間
（１−Ｄ）の間では、第１整流スイッチＱ３はターンオ
フし、第２整流スイッチＱ４はターンオンする。次に、
第１ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ３はゼロとなり、第２ゲー
ト駆動電圧ＶｇｓＱ４は次式で表される。
４はオフ状態にあり、第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４は
ゼロである。次にそれ以外の時間間隔である相補時間
（１−Ｄ）の間では、第１整流スイッチＱ３はターンオ
フし、第２整流スイッチＱ４はターンオンする。次に、
第１ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ３はゼロとなり、第２ゲー
ト駆動電圧ＶｇｓＱ４は次式で表される。
【数２】
【００２７】かくして第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４
は、出力電圧Ｖoutに比例する。実際には、第１ゲート
駆動電圧ＶｇｓＱ３も出力電圧Ｖoutに比例するが、理
由は一次巻き線ｎｐ，第１と第２の二次巻き線ｎｓ１，
ｎｓ２の巻き線比率は出力電圧Ｖoutに依存しているか
らである。
は、出力電圧Ｖoutに比例する。実際には、第１ゲート
駆動電圧ＶｇｓＱ３も出力電圧Ｖoutに比例するが、理
由は一次巻き線ｎｐ，第１と第２の二次巻き線ｎｓ１，
ｎｓ２の巻き線比率は出力電圧Ｖoutに依存しているか
らである。
【００２８】整流スイッチとして用いるＭＯＳＦＥＴデ
バイスは、様々な会社（例、International Rectifier,
Motorola, Siliconix）で製造され、様々な種類のゲー
トしきい値電圧（例えば、２．５Ｖ，４．５Ｖ，１０
Ｖ）構成のものが市販されている。そのため第１と第２
のゲート駆動電圧ＶｇｓＱ３，ＶｇｓＱ４は、ＭＯＳＦ
ＥＴチャネル抵抗を最少にし、その結果同期整流器１５
０の電力消費を低減するためにゲートしきい値電圧に適
合しなければならない。しかし、低い出力電圧Ｖoutを
必要とするアプリケーションにおいては、第１と第２の
ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ３，ＶｇｓＱ４は、第１と第２
の整流スイッチＱ３，Ｑ４を駆動するのに十分なほど大
きいものであってはならない。
バイスは、様々な会社（例、International Rectifier,
Motorola, Siliconix）で製造され、様々な種類のゲー
トしきい値電圧（例えば、２．５Ｖ，４．５Ｖ，１０
Ｖ）構成のものが市販されている。そのため第１と第２
のゲート駆動電圧ＶｇｓＱ３，ＶｇｓＱ４は、ＭＯＳＦ
ＥＴチャネル抵抗を最少にし、その結果同期整流器１５
０の電力消費を低減するためにゲートしきい値電圧に適
合しなければならない。しかし、低い出力電圧Ｖoutを
必要とするアプリケーションにおいては、第１と第２の
ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ３，ＶｇｓＱ４は、第１と第２
の整流スイッチＱ３，Ｑ４を駆動するのに十分なほど大
きいものであってはならない。
【００２９】次に図２を参照する。この図２は第１の時
間間隔Ｄの間、図１のパワーコンバータ１００の第１ゲ
ート駆動電圧ＶｇｓＱ３を表すグラフ２００である。同
時にまた図３を参照する。同図は第１の時間間隔以外の
時間である相補時間（１−Ｄ）の間、図１のパワーコン
バータ１００の第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４を表すグ
ラフ３００である。
間間隔Ｄの間、図１のパワーコンバータ１００の第１ゲ
ート駆動電圧ＶｇｓＱ３を表すグラフ２００である。同
時にまた図３を参照する。同図は第１の時間間隔以外の
時間である相補時間（１−Ｄ）の間、図１のパワーコン
バータ１００の第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４を表すグ
ラフ３００である。
【００３０】グラフ２００，３００では、入力電圧Ｖin
は３６Ｖから７６Ｖの範囲にあり、出力電圧Ｖoutは
１．５Ｖで、一次巻き線ｎｐは１２巻回で、第１と第２
の二次巻き線ｎｓ１，ｎｓ２はそれぞれ１巻回であると
仮定している。グラフ２００，３００が示すように、第
１ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ３（６Ｖから１２．６Ｖの間
で変動する）は、市販のＭＯＳＦＥＴデバイスに対して
十分である。しかし、第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４
（２Ｖから１．７Ｖの間で変動する）は、ＭＯＳＦＥＴ
デバイスを動かすには低すぎる。
は３６Ｖから７６Ｖの範囲にあり、出力電圧Ｖoutは
１．５Ｖで、一次巻き線ｎｐは１２巻回で、第１と第２
の二次巻き線ｎｓ１，ｎｓ２はそれぞれ１巻回であると
仮定している。グラフ２００，３００が示すように、第
１ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ３（６Ｖから１２．６Ｖの間
で変動する）は、市販のＭＯＳＦＥＴデバイスに対して
十分である。しかし、第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４
（２Ｖから１．７Ｖの間で変動する）は、ＭＯＳＦＥＴ
デバイスを動かすには低すぎる。
【００３１】次に図４を参照する。図４は、従来技術に
係る活性クランプ自己駆動同期整流器パワーコンバータ
４００の別の実施例を示している。このパワーコンバー
タ４００は、図１のパワーコンバータ１００と類似構成
であるが、第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４を昇圧するた
めに駆動巻き線ｎｓdriveを有している。この実施例に
おいては、駆動巻き線ｎｓdriveは、第１二次巻き線ｎ
ｓ１に直列に接続され、第２整流スイッチＱ４を駆動す
るために用いられる。当然のことながら、駆動巻き線ｎ
ｓdriveは、第２二次巻き線ｎｓ２にも直列に接続さ
れ、第１整流スイッチＱ３を駆動するために用いられ
る。
係る活性クランプ自己駆動同期整流器パワーコンバータ
４００の別の実施例を示している。このパワーコンバー
タ４００は、図１のパワーコンバータ１００と類似構成
であるが、第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４を昇圧するた
めに駆動巻き線ｎｓdriveを有している。この実施例に
おいては、駆動巻き線ｎｓdriveは、第１二次巻き線ｎ
ｓ１に直列に接続され、第２整流スイッチＱ４を駆動す
るために用いられる。当然のことながら、駆動巻き線ｎ
ｓdriveは、第２二次巻き線ｎｓ２にも直列に接続さ
れ、第１整流スイッチＱ３を駆動するために用いられ
る。
【００３２】第１ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ３（第１時間
間隔Ｄの間）は、図１について説明したのと同一であ
る。しかし、第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４（相補時間
間隔１−Ｄの間）は駆動巻き線ｎｓdriveの関数であ
り、次式で表される。
間隔Ｄの間）は、図１について説明したのと同一であ
る。しかし、第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４（相補時間
間隔１−Ｄの間）は駆動巻き線ｎｓdriveの関数であ
り、次式で表される。
【数３】
【００３３】第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４は、第２整
流スイッチの導通期間の間は正であるが、非導通期間の
間は第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４は負である。非導通
期間の間に表れる負の電圧は、切り換え遷移位置（例え
ば、第１時間間隔Ｄからそれ以外の相補時間間隔１−Ｄ
に移り変わるとき）には大きな損失の原因である。
流スイッチの導通期間の間は正であるが、非導通期間の
間は第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４は負である。非導通
期間の間に表れる負の電圧は、切り換え遷移位置（例え
ば、第１時間間隔Ｄからそれ以外の相補時間間隔１−Ｄ
に移り変わるとき）には大きな損失の原因である。
【００３４】次に図５，６，７を参照する。これらは図
４のパワーコンバータ４００の第２ゲート駆動電圧Ｖｇ
ｓＱ４のグラフ５００，６００，７００を示す。具体的
に説明すると、図５は第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４と
第１パワースイッチＱ１のドレイン−ソース電圧Ｖｄｓ
Ｑ１のオシロスコープの写真のグラフ５００を示す。図
６は、第１時間間隔Ｄ（この期間は第２整流スイッチＱ
４は非導通状態）の間の第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４
のグラフ６００を表す。
４のパワーコンバータ４００の第２ゲート駆動電圧Ｖｇ
ｓＱ４のグラフ５００，６００，７００を示す。具体的
に説明すると、図５は第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４と
第１パワースイッチＱ１のドレイン−ソース電圧Ｖｄｓ
Ｑ１のオシロスコープの写真のグラフ５００を示す。図
６は、第１時間間隔Ｄ（この期間は第２整流スイッチＱ
４は非導通状態）の間の第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４
のグラフ６００を表す。
【００３５】図７は、それ以外の相補時間間隔１−Ｄ
（この期間は第２整流スイッチＱ４は導通状態）の間の
第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４のグラフ７００を表す。
これらのグラフ６００，７００は、入力電圧Ｖinが３６
Ｖから７６Ｖの間で変化し、出力電圧Ｖoutが１．５Ｖ
で、一次巻き線ｎｐが１２巻回で、第１と第２の二次巻
き線ｎｓ１，ｎｓ２が１巻回で、駆動巻き線が１巻回で
あると仮定している。
（この期間は第２整流スイッチＱ４は導通状態）の間の
第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４のグラフ７００を表す。
これらのグラフ６００，７００は、入力電圧Ｖinが３６
Ｖから７６Ｖの間で変化し、出力電圧Ｖoutが１．５Ｖ
で、一次巻き線ｎｐが１２巻回で、第１と第２の二次巻
き線ｎｓ１，ｎｓ２が１巻回で、駆動巻き線が１巻回で
あると仮定している。
【００３６】グラフ５００，６００，７００が示すよう
に第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４は、第１時間間隔Ｄの
間は負の電位であり、それ以外の時間間隔（相補時間）
１−Ｄの間は正の電位である。第２ゲート駆動電圧Ｖｇ
ｓＱ４が負電位であるために、切り換え損失が増加し、
パワーコンバータ４００の全体効率が落ちることにな
る。さらにまた図７に示された第２ゲート駆動電圧Ｖｇ
ｓＱ４は、図３について説明したのよりも大きいが、当
業者はこの正電位は第２整流スイッチＱ４を適切に駆動
するのには不十分であることを理解できるであろう。第
２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４の正電位を増加させるため
に、さらに多くの巻回を駆動巻き線ｎｓdriveに付加し
てもよい。
に第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４は、第１時間間隔Ｄの
間は負の電位であり、それ以外の時間間隔（相補時間）
１−Ｄの間は正の電位である。第２ゲート駆動電圧Ｖｇ
ｓＱ４が負電位であるために、切り換え損失が増加し、
パワーコンバータ４００の全体効率が落ちることにな
る。さらにまた図７に示された第２ゲート駆動電圧Ｖｇ
ｓＱ４は、図３について説明したのよりも大きいが、当
業者はこの正電位は第２整流スイッチＱ４を適切に駆動
するのには不十分であることを理解できるであろう。第
２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４の正電位を増加させるため
に、さらに多くの巻回を駆動巻き線ｎｓdriveに付加し
てもよい。
【００３７】次に図８を参照する。同図は、第１の時間
間隔Ｄ（この期間は第２整流スイッチＱ４は導通状態で
はない）における図４のパワーコンバータの第２ゲート
駆動電圧ＶｇｓＱ４のグラフ８００を表す。さらにまた
図９を参照する。同図は、それ以外の時間間隔（相補時
間）１−Ｄ（この期間は第２整流スイッチＱ４は導通状
態である）における図４のパワーコンバータの第２ゲー
ト駆動電圧ＶｇｓＱ４のグラフ９００を表す。
間隔Ｄ（この期間は第２整流スイッチＱ４は導通状態で
はない）における図４のパワーコンバータの第２ゲート
駆動電圧ＶｇｓＱ４のグラフ８００を表す。さらにまた
図９を参照する。同図は、それ以外の時間間隔（相補時
間）１−Ｄ（この期間は第２整流スイッチＱ４は導通状
態である）における図４のパワーコンバータの第２ゲー
ト駆動電圧ＶｇｓＱ４のグラフ９００を表す。
【００３８】グラフ８００，９００は、駆動巻き線ｎｓ
driveが３巻回であることを仮定している。駆動巻き線
ｎｓdriveを１から３に巻回数を増加させることによ
り、第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４の正電位を入力電圧
Ｖinによって４．５Ｖから５Ｖに増加させることができ
る。しかし、第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４の負電位も
同様に増加する。このように負電位が増加することによ
り、余分の切り換え損失を導入することによってパワー
コンバータ４００の全体効率が大幅に低下することにな
る。
driveが３巻回であることを仮定している。駆動巻き線
ｎｓdriveを１から３に巻回数を増加させることによ
り、第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４の正電位を入力電圧
Ｖinによって４．５Ｖから５Ｖに増加させることができ
る。しかし、第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４の負電位も
同様に増加する。このように負電位が増加することによ
り、余分の切り換え損失を導入することによってパワー
コンバータ４００の全体効率が大幅に低下することにな
る。
【００３９】パワーコンバータの効率を増加させること
は、パワーコンバータの設計において永久的な目標であ
る。効率を増加させる１つの方法は、第１時間間隔Ｄ
（この間に第２整流スイッチＱ４は非導通状態）の間第
２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４の負電位を低下させること
である。
は、パワーコンバータの設計において永久的な目標であ
る。効率を増加させる１つの方法は、第１時間間隔Ｄ
（この間に第２整流スイッチＱ４は非導通状態）の間第
２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４の負電位を低下させること
である。
【００４０】次に図１０を参照する。同図は、本発明に
より構成されたパワーコンバータ１０００の一実施例を
表す。このパワーコンバータ１０００は、入力パワー１
０１０のソースに接続された入力（入力電圧Ｖin）と負
荷（図示せず）に接続可能な出力（出力電圧Ｖout）と
を有する。このパワーコンバータ１０００は、一次巻き
線ｎｐと第１二次巻き線ｎｓ１と第２二次巻き線ｎｓ２
とを有する絶縁変圧器を有する。このパワーコンバータ
１０００は、さらに入力パワーを一次巻き線ｎｐに加え
る駆動トレイン１０２０を有する。この実施例において
は、この駆動トレイン１０２０は主パワースイッチＱ１
と、相補パワースイッチＱ２と、活性クランプ回路（ク
ランプキャパシタＣｃｌａｍｐ）からなる。
より構成されたパワーコンバータ１０００の一実施例を
表す。このパワーコンバータ１０００は、入力パワー１
０１０のソースに接続された入力（入力電圧Ｖin）と負
荷（図示せず）に接続可能な出力（出力電圧Ｖout）と
を有する。このパワーコンバータ１０００は、一次巻き
線ｎｐと第１二次巻き線ｎｓ１と第２二次巻き線ｎｓ２
とを有する絶縁変圧器を有する。このパワーコンバータ
１０００は、さらに入力パワーを一次巻き線ｎｐに加え
る駆動トレイン１０２０を有する。この実施例において
は、この駆動トレイン１０２０は主パワースイッチＱ１
と、相補パワースイッチＱ２と、活性クランプ回路（ク
ランプキャパシタＣｃｌａｍｐ）からなる。
【００４１】パワーコンバータ１０００は、さらに絶縁
変圧器の二次側に接続された同期整流器を有する。この
パワーコンバータ１０００は、さらに絶縁変圧器と同期
整流器との間に接続される自己同期化駆動回路１０６０
を有する。このパワーコンバータ１０００は、さらにま
た出力間に接続される出力インダクタＬｏｕｔと出力キ
ャパシタＣｏｕｔとを有する。
変圧器の二次側に接続された同期整流器を有する。この
パワーコンバータ１０００は、さらに絶縁変圧器と同期
整流器との間に接続される自己同期化駆動回路１０６０
を有する。このパワーコンバータ１０００は、さらにま
た出力間に接続される出力インダクタＬｏｕｔと出力キ
ャパシタＣｏｕｔとを有する。
【００４２】この実施例において同期整流器は、第１整
流スイッチＱ３と第２整流スイッチＱ４とを有し、これ
らはそれぞれ第１と第２の二次巻き線ｎｓ１，ｎｓ２に
接続されている。第２二次巻き線ｎｓ２は第１整流スイ
ッチＱ３の第１制御端末に接続され、そこに駆動信号を
与える。第１と第２の整流スイッチＱ３，Ｑ４はＭＯＳ
ＦＥＴであるが他の種類の切り換えデバイスを用いても
本発明の範囲内に含まれる。
流スイッチＱ３と第２整流スイッチＱ４とを有し、これ
らはそれぞれ第１と第２の二次巻き線ｎｓ１，ｎｓ２に
接続されている。第２二次巻き線ｎｓ２は第１整流スイ
ッチＱ３の第１制御端末に接続され、そこに駆動信号を
与える。第１と第２の整流スイッチＱ３，Ｑ４はＭＯＳ
ＦＥＴであるが他の種類の切り換えデバイスを用いても
本発明の範囲内に含まれる。
【００４３】自己同期化駆動回路１０６０は、絶縁変圧
器の二次側に駆動巻き線ｎｓdriveを有する。この実施
例においては、駆動巻き線ｎｓdriveは第１二次巻き線
ｎｓ１に直列接続され、絶縁変圧器の二次側の電圧に基
づいて駆動信号を第２整流スイッチＱ４の第２制御端末
に与える。同様に駆動巻き線ｎｓdriveはまた第２二次
巻き線ｎｓ２に直列接続され、駆動信号を第１整流スイ
ッチＱ３の第１制御端末に与える。
器の二次側に駆動巻き線ｎｓdriveを有する。この実施
例においては、駆動巻き線ｎｓdriveは第１二次巻き線
ｎｓ１に直列接続され、絶縁変圧器の二次側の電圧に基
づいて駆動信号を第２整流スイッチＱ４の第２制御端末
に与える。同様に駆動巻き線ｎｓdriveはまた第２二次
巻き線ｎｓ２に直列接続され、駆動信号を第１整流スイ
ッチＱ３の第１制御端末に与える。
【００４４】自己同期化駆動回路１０６０は、さらに駆
動巻き線ｎｓdriveと第２制御端末との間に配置される
駆動スイッチＤ１を有する。この実施例においては、こ
の駆動スイッチＤ１はダイオードである。当然のことな
がら他の種類のスイッチも用いることができる。
動巻き線ｎｓdriveと第２制御端末との間に配置される
駆動スイッチＤ１を有する。この実施例においては、こ
の駆動スイッチＤ１はダイオードである。当然のことな
がら他の種類のスイッチも用いることができる。
【００４５】自己同期化駆動回路１０６０は、さらにま
た駆動巻き線ｎｓdriveに接続された放電デバイスＱ５
を有する。この放電デバイスＱ５は、Ｐ−チャネルのＭ
ＯＳＦＥＴとして示しているが、他の種類の放電デバイ
スを用いても本発明の範囲内に入る。例えば、ＰＮＰト
ランジスタおよび他の要素と組み合わせてＰＮＰトラン
ジスタも放電デバイスＱ５として用いることができる。
他の素子（例えば、抵抗，キャパシタ，ダイオード，ツ
ェナーダイオード）を用いてパワーコンバータ１０００
の性能を向上させるためにあるいは回路浮遊容量の影響
を解決することもできる。
た駆動巻き線ｎｓdriveに接続された放電デバイスＱ５
を有する。この放電デバイスＱ５は、Ｐ−チャネルのＭ
ＯＳＦＥＴとして示しているが、他の種類の放電デバイ
スを用いても本発明の範囲内に入る。例えば、ＰＮＰト
ランジスタおよび他の要素と組み合わせてＰＮＰトラン
ジスタも放電デバイスＱ５として用いることができる。
他の素子（例えば、抵抗，キャパシタ，ダイオード，ツ
ェナーダイオード）を用いてパワーコンバータ１０００
の性能を向上させるためにあるいは回路浮遊容量の影響
を解決することもできる。
【００４６】次に自己同期化駆動回路１０６０の動作を
説明する。放電デバイスＱ５が駆動巻き線ｎｓdriveか
ら駆動信号を受領し、絶縁変圧器の二次側の電圧と同期
して第２制御信号を放出する。この放電デバイスＱ５
は、第２整流スイッチＱ４のチャネルを第１時間間隔Ｄ
の間非導通状態にする。当然のことながら第２整流スイ
ッチＱ４内の本体ダイオード電流は流れ続ける。そのた
め駆動スイッチＤ１は、周期的に第２制御端末上に負の
電位の生成に抵抗する。第１時間間隔Ｄの間、負電位を
低減することにより駆動スイッチＤ１は、負電位に関連
する切り換え損失を低減させパワーコンバータ１０００
の全体効率を向上させる。
説明する。放電デバイスＱ５が駆動巻き線ｎｓdriveか
ら駆動信号を受領し、絶縁変圧器の二次側の電圧と同期
して第２制御信号を放出する。この放電デバイスＱ５
は、第２整流スイッチＱ４のチャネルを第１時間間隔Ｄ
の間非導通状態にする。当然のことながら第２整流スイ
ッチＱ４内の本体ダイオード電流は流れ続ける。そのた
め駆動スイッチＤ１は、周期的に第２制御端末上に負の
電位の生成に抵抗する。第１時間間隔Ｄの間、負電位を
低減することにより駆動スイッチＤ１は、負電位に関連
する切り換え損失を低減させパワーコンバータ１０００
の全体効率を向上させる。
【００４７】パワーコンバータ１０００が第２制御端末
上の負電位を除去している間、正電位は駆動巻き線ｎｓ
driveから得られた電圧に制限される。さらにまた駆動
スイッチＤ１は、正電位を低減させる。その理由は駆動
スイッチＤ１の電圧ドロップが、正電位から減算される
からである。しかし実際には浮遊電圧スパイクが駆動信
号上には存在する。そのため駆動スイッチＤ１は、第２
制御端末を浮遊電圧スパイクの電位（または他のピーク
電圧）にピークチャージする。このように第２制御端末
を駆動するために駆動巻き線ｎｓdriveから得られた正
電位と負電位の両方を用いるのが好ましい。
上の負電位を除去している間、正電位は駆動巻き線ｎｓ
driveから得られた電圧に制限される。さらにまた駆動
スイッチＤ１は、正電位を低減させる。その理由は駆動
スイッチＤ１の電圧ドロップが、正電位から減算される
からである。しかし実際には浮遊電圧スパイクが駆動信
号上には存在する。そのため駆動スイッチＤ１は、第２
制御端末を浮遊電圧スパイクの電位（または他のピーク
電圧）にピークチャージする。このように第２制御端末
を駆動するために駆動巻き線ｎｓdriveから得られた正
電位と負電位の両方を用いるのが好ましい。
【００４８】次に図１１について説明する。図１１は、
本発明により構成されたパワーコンバータ１１００の他
の実施例を表す。このパワーコンバータ１１００は、一
次巻き線ｎｐと第１二次巻き線ｎｓ１と第２二次巻き線
ｎｓ２とを有する絶縁変圧器を有する。このパワーコン
バータ１１００は、主パワースイッチＱ１と相補パワー
スイッチＱ２を有する駆動トレインを有する。パワーコ
ンバータ１１００はさらに変圧器の二次側に接続された
第１整流スイッチＱ３と第２整流スイッチＱ４からなる
同期整流器を有する。パワーコンバータ１１００は、図
１０のパワーコンバータ１０００と類似であるために、
詳細な説明は割愛する。
本発明により構成されたパワーコンバータ１１００の他
の実施例を表す。このパワーコンバータ１１００は、一
次巻き線ｎｐと第１二次巻き線ｎｓ１と第２二次巻き線
ｎｓ２とを有する絶縁変圧器を有する。このパワーコン
バータ１１００は、主パワースイッチＱ１と相補パワー
スイッチＱ２を有する駆動トレインを有する。パワーコ
ンバータ１１００はさらに変圧器の二次側に接続された
第１整流スイッチＱ３と第２整流スイッチＱ４からなる
同期整流器を有する。パワーコンバータ１１００は、図
１０のパワーコンバータ１０００と類似であるために、
詳細な説明は割愛する。
【００４９】パワーコンバータ１１００は、さらに駆動
巻き線ｎｓdriveと駆動スイッチＤ１と放電デバイスＱ
１０とチャージポンプ１１７０からなる自己同期化駆動
回路１１６０を有する。この駆動巻き線ｎｓdriveは、
第１二次巻き線ｎｓ１に直列接続され絶縁変圧器の二次
側の電圧に基づいく駆動信号を第２整流スイッチＱ４の
第２制御端末に与える。この実施例のおいては、駆動ス
イッチＤ１はダイオードであり、チャージポンプ１１７
０の一部を構成する。
巻き線ｎｓdriveと駆動スイッチＤ１と放電デバイスＱ
１０とチャージポンプ１１７０からなる自己同期化駆動
回路１１６０を有する。この駆動巻き線ｎｓdriveは、
第１二次巻き線ｎｓ１に直列接続され絶縁変圧器の二次
側の電圧に基づいく駆動信号を第２整流スイッチＱ４の
第２制御端末に与える。この実施例のおいては、駆動ス
イッチＤ１はダイオードであり、チャージポンプ１１７
０の一部を構成する。
【００５０】当然のことながら駆動スイッチＤ１用に他
の種類のデバイスを用いても本発明の範囲に入るもので
ある。放電デバイスＱ１０はＰＮＰトランジスタで説明
している。当然のことながら放電デバイスＱ１０はＰＮ
Ｐトランジスタである必要はなく他のデバイスを用いる
こともできる。この実施例においては、チャージポンプ
１１７０はキャパシタＣ１と、駆動スイッチＤ１と、ダ
イオードＤ２からなる。
の種類のデバイスを用いても本発明の範囲に入るもので
ある。放電デバイスＱ１０はＰＮＰトランジスタで説明
している。当然のことながら放電デバイスＱ１０はＰＮ
Ｐトランジスタである必要はなく他のデバイスを用いる
こともできる。この実施例においては、チャージポンプ
１１７０はキャパシタＣ１と、駆動スイッチＤ１と、ダ
イオードＤ２からなる。
【００５１】チャージポンプ１１７０は、第１時間間隔
Ｄの間キャパシタＣ１を駆動巻き線ｎｓdriveの負電位
までチャージする。その後、それ以外の時間間隔（相補
時間）１−Ｄの間キャパシタＣ１の電位が駆動巻き線ｎ
ｓdriveからの正電位に加えられる。第２制御端末は、
かくして正電位と負電位の和でもって駆動される。放電
デバイスＱ１０は、第１時間間隔Ｄの間第２制御端末を
放電する。
Ｄの間キャパシタＣ１を駆動巻き線ｎｓdriveの負電位
までチャージする。その後、それ以外の時間間隔（相補
時間）１−Ｄの間キャパシタＣ１の電位が駆動巻き線ｎ
ｓdriveからの正電位に加えられる。第２制御端末は、
かくして正電位と負電位の和でもって駆動される。放電
デバイスＱ１０は、第１時間間隔Ｄの間第２制御端末を
放電する。
【００５２】かくしてチャージポンプ１１７０は、自己
同期化駆動回路１１６０が第２整流スイッチＱ４を駆動
する際に、駆動巻き線ｎｓdriveの負電位と正電位の両
方を用いることができる。これに対し、図１０の自己同
期化駆動回路１０６０は、駆動巻き線ｎｓdriveの負電
位をブロックしてそれを使用しない利点がある。
同期化駆動回路１１６０が第２整流スイッチＱ４を駆動
する際に、駆動巻き線ｎｓdriveの負電位と正電位の両
方を用いることができる。これに対し、図１０の自己同
期化駆動回路１０６０は、駆動巻き線ｎｓdriveの負電
位をブロックしてそれを使用しない利点がある。
【００５３】次に図１２を説明する。同図は、第１の時
間間隔Ｄにおける図１１のパワーコンバータ１１００の
第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４のグラフ１２００を表
す。グラフ１２００は、駆動巻き線ｎｓdriveが１巻回
であると仮定している。このためチャージポンプ１１７
０により図１１のパワーコンバータ１１００は、図９に
関して説明したように３巻回の駆動巻き線ｎｓdriveを
有する駆動信号よりも高い正電位を有する駆動信号を与
えることができる。
間間隔Ｄにおける図１１のパワーコンバータ１１００の
第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４のグラフ１２００を表
す。グラフ１２００は、駆動巻き線ｎｓdriveが１巻回
であると仮定している。このためチャージポンプ１１７
０により図１１のパワーコンバータ１１００は、図９に
関して説明したように３巻回の駆動巻き線ｎｓdriveを
有する駆動信号よりも高い正電位を有する駆動信号を与
えることができる。
【００５４】チャージポンプ１１７０により第２ゲート
駆動電圧ＶｇｓＱ４は、高入力電圧で最大にすることが
できる。これとは対照的に図３，７に示した第２ゲート
駆動電圧ＶｇｓＱ４は、低入力電圧で最大になり、高入
力電圧で最少となる。第２整流スイッチＱ４は、低入力
電圧で短期間動作し、高入力電圧期間で長期間動作す
る。高入力電圧時に第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４は低
い。そのためチャネル抵抗は、整流スイッチが長期に亘
ってオン状態の時に高い。ゲート電圧が可変（これは自
己駆動系の属性である）の場合には整流スイッチが長期
に亘って動作しているときに最高のゲート電圧を得るの
が好ましい。
駆動電圧ＶｇｓＱ４は、高入力電圧で最大にすることが
できる。これとは対照的に図３，７に示した第２ゲート
駆動電圧ＶｇｓＱ４は、低入力電圧で最大になり、高入
力電圧で最少となる。第２整流スイッチＱ４は、低入力
電圧で短期間動作し、高入力電圧期間で長期間動作す
る。高入力電圧時に第２ゲート駆動電圧ＶｇｓＱ４は低
い。そのためチャネル抵抗は、整流スイッチが長期に亘
ってオン状態の時に高い。ゲート電圧が可変（これは自
己駆動系の属性である）の場合には整流スイッチが長期
に亘って動作しているときに最高のゲート電圧を得るの
が好ましい。
【００５５】次に図１３を説明する。同図は、図１１の
パワーコンバータ１１００の第２ゲート駆動電圧Ｖｇｓ
Ｑ４と第１パワースイッチＱ１のドレイン−ソース間電
圧ＶｄｓＱ１のオシロスコープ１３００の写真を表す。
チャージポンプ１１７０により第２ゲート駆動電圧Ｖｇ
ｓＱ４は、残りの時間間隔（相補時間）１−Ｄの間正電
位を維持し、第１時間間隔Ｄの間でも負電位を有さな
い。
パワーコンバータ１１００の第２ゲート駆動電圧Ｖｇｓ
Ｑ４と第１パワースイッチＱ１のドレイン−ソース間電
圧ＶｄｓＱ１のオシロスコープ１３００の写真を表す。
チャージポンプ１１７０により第２ゲート駆動電圧Ｖｇ
ｓＱ４は、残りの時間間隔（相補時間）１−Ｄの間正電
位を維持し、第１時間間隔Ｄの間でも負電位を有さな
い。
【００５６】切り換え遷移期間の間、第１と第２の整流
スイッチｎｓ１，ｎｓ２に係る電圧は、ゼロにまで減少
する。その後キャパシタＣ１に係る電位が第２整流スイ
ッチＱ４の制御端末に印加され、それにより図１１のパ
ワーコンバータ１１００の全体効率が向上する。
スイッチｎｓ１，ｎｓ２に係る電圧は、ゼロにまで減少
する。その後キャパシタＣ１に係る電位が第２整流スイ
ッチＱ４の制御端末に印加され、それにより図１１のパ
ワーコンバータ１１００の全体効率が向上する。
【００５７】本発明の原理は、電圧制限デバイスを用い
ることと組み合わせてさらに整流スイッチの制御端末に
係る電位を制御できる。例えば、電圧制限デバイスは、
図１０，１１のパワーコンバータ１０００と１１００の
駆動スイッチＤ１に直列接続され、入力電圧の変動範囲
に亘って一定の駆動信号を与える。電圧制限デバイスを
用いて整流スイッチの制御端末の動作を制御することも
できる。この電圧制限デバイスは、米国特許第５，２７
４，５４３号と第５，５９０，０３２号と第５，３０
３，１３８号に記載されている。
ることと組み合わせてさらに整流スイッチの制御端末に
係る電位を制御できる。例えば、電圧制限デバイスは、
図１０，１１のパワーコンバータ１０００と１１００の
駆動スイッチＤ１に直列接続され、入力電圧の変動範囲
に亘って一定の駆動信号を与える。電圧制限デバイスを
用いて整流スイッチの制御端末の動作を制御することも
できる。この電圧制限デバイスは、米国特許第５，２７
４，５４３号と第５，５９０，０３２号と第５，３０
３，１３８号に記載されている。
【００５８】以上の説明は、本発明を説明した実施例を
示すもので同期整流器の整流スイッチの制御端末用の負
電位の形成を押さえる他の構成の実施例も本発明の範囲
内にある。以上の説明で電子部品を説明しているが、所
望の結果を生成するような複数の素子を単一の素子に分
割あるいはその逆を行うこともできる。本発明は様々な
種類のパワー回路に適用でき、これらには活性クランプ
を採用しないような回路も含まれる。
示すもので同期整流器の整流スイッチの制御端末用の負
電位の形成を押さえる他の構成の実施例も本発明の範囲
内にある。以上の説明で電子部品を説明しているが、所
望の結果を生成するような複数の素子を単一の素子に分
割あるいはその逆を行うこともできる。本発明は様々な
種類のパワー回路に適用でき、これらには活性クランプ
を採用しないような回路も含まれる。
【００５９】さらにまた本発明の自己同期化駆動回路
は、パワーコンバータ内の複数の整流スイッチと共に使
用することができ、さらにまた複数の駆動巻き線（例え
ば、様々な種類の変圧器リセット系、例えば共鳴リセッ
トを採用するような順方向コンバータ）を用いたコンバ
ータも本発明の範囲内に入る。さらにまた本発明は、デ
ィスクリート磁気部品、あるいは集積型の磁気部品を採
用した様々な種類のハーフブリッジ，フルブリッジ，フ
ライバック，ブーストコンバータにも適応できる。ディ
スクリートの磁気部品および集積回路磁気部品を用いた
パワーコンバータは、Modern DC-to-DC Switchmode Pow
er Converter Circuits, by Rudolph P. Severns and G
ordon Bloom, Van Nostrand Reinhold Company, New Yo
rk, New York (1985) に開示されている。
は、パワーコンバータ内の複数の整流スイッチと共に使
用することができ、さらにまた複数の駆動巻き線（例え
ば、様々な種類の変圧器リセット系、例えば共鳴リセッ
トを採用するような順方向コンバータ）を用いたコンバ
ータも本発明の範囲内に入る。さらにまた本発明は、デ
ィスクリート磁気部品、あるいは集積型の磁気部品を採
用した様々な種類のハーフブリッジ，フルブリッジ，フ
ライバック，ブーストコンバータにも適応できる。ディ
スクリートの磁気部品および集積回路磁気部品を用いた
パワーコンバータは、Modern DC-to-DC Switchmode Pow
er Converter Circuits, by Rudolph P. Severns and G
ordon Bloom, Van Nostrand Reinhold Company, New Yo
rk, New York (1985) に開示されている。
【００６０】自己駆動同期整流器を採用する回路構成、
および本発明をさらに採用する回路構成は、米国特許第
５，２９１，３８２号に開示された活性クランプにトラ
ンスフォーマコンバータと、米国特許第４，８９９，２
７１号に開示されたハイブリッドあるいは電流ダブラー
（current doubler）構成と、米国特許第５，４３４，
７６８号に開示された活性クランプハイブリッド回路を
含むこともできる。
および本発明をさらに採用する回路構成は、米国特許第
５，２９１，３８２号に開示された活性クランプにトラ
ンスフォーマコンバータと、米国特許第４，８９９，２
７１号に開示されたハイブリッドあるいは電流ダブラー
（current doubler）構成と、米国特許第５，４３４，
７６８号に開示された活性クランプハイブリッド回路を
含むこともできる。
【００６１】米国特許第５，５４１，８２８に開示され
た多重出力構成と、米国特許第５，２７４，５４３号に
開示されたハーフブリッジ構成も本発明を利用すること
ができる。
た多重出力構成と、米国特許第５，２７４，５４３号に
開示されたハーフブリッジ構成も本発明を利用すること
ができる。
【００６２】ＭＯＳＦＥＴ（例えば、ＧａＡｓＦＥＴ）
以外の整流器を用いた自己駆動同期整流技術を採用した
様々な種類の活性クランプ構成は、米国特許第５，５９
０，０３２号に開示され、さらにまた米国特許第５，３
０３，１３８号に開示された回路も本発明を用いること
ができる。
以外の整流器を用いた自己駆動同期整流技術を採用した
様々な種類の活性クランプ構成は、米国特許第５，５９
０，０３２号に開示され、さらにまた米国特許第５，３
０３，１３８号に開示された回路も本発明を用いること
ができる。
【図１】従来技術に係る活性クランプ自己駆動同期整流
器パワーコンバータの一実施例を表す図
器パワーコンバータの一実施例を表す図
【図２】第１の時間間隔の間図１のパワーコンバータの
第１ゲート駆動電圧を表すグラフ
第１ゲート駆動電圧を表すグラフ
【図３】第１の時間間隔以外の相補時間間隔の間図１の
パワーコンバータの第２ゲート駆動電圧を表すグラフ
パワーコンバータの第２ゲート駆動電圧を表すグラフ
【図４】従来技術に係る活性クランプ自己駆動同期整流
器パワーコンバータの別の実施例を表す図
器パワーコンバータの別の実施例を表す図
【図５】図４のパワーコンバータの第２ゲート駆動電圧
と第１パワースイッチのドレイン−ソース間電圧のオシ
ロスコープの写真を表す図
と第１パワースイッチのドレイン−ソース間電圧のオシ
ロスコープの写真を表す図
【図６】第１の時間間隔（この期間は第２整流スイッチ
は導通状態ではない）における図４のパワーコンバータ
の第２ゲート駆動電圧を表すグラフ
は導通状態ではない）における図４のパワーコンバータ
の第２ゲート駆動電圧を表すグラフ
【図７】第１の時間間隔以外の相補間間隔（この期間は
第２整流スイッチは導通状態である）における図４のパ
ワーコンバータの第２ゲート駆動電圧を表すグラフ
第２整流スイッチは導通状態である）における図４のパ
ワーコンバータの第２ゲート駆動電圧を表すグラフ
【図８】第１の時間間隔（この期間は第２整流スイッチ
は導通状態ではない）における図４のパワーコンバータ
の第２ゲート駆動電圧を表すグラフ
は導通状態ではない）における図４のパワーコンバータ
の第２ゲート駆動電圧を表すグラフ
【図９】第１の時間間隔以外の相補間間隔（この期間は
第２整流スイッチは導通状態である）における図４のパ
ワーコンバータの第２ゲート駆動電圧を表すグラフ
第２整流スイッチは導通状態である）における図４のパ
ワーコンバータの第２ゲート駆動電圧を表すグラフ
【図１０】本発明により構成されたパワーコンバータの
一実施例を表す図
一実施例を表す図
【図１１】本発明により構成されたパワーコンバータの
他の実施例を表す図
他の実施例を表す図
【図１２】第１の時間間隔における図１１のパワーコン
バータの第２ゲート駆動電圧を表すグラフ
バータの第２ゲート駆動電圧を表すグラフ
【図１３】図１１のパワーコンバータの第２ゲート駆動
電圧と第１パワースイッチのドレイン−ソース間電圧の
オシロスコープの写真を表す図
電圧と第１パワースイッチのドレイン−ソース間電圧の
オシロスコープの写真を表す図
ｎｐ 一次巻き線 ｎｓ１ 第１二次巻き線 ｎｓ２ 第２二次巻き線 Ｑ１ 主パワースイッチ Ｑ２ 相補パワースイッチ Ｑ３ 第１整流スイッチ Ｑ４ 第２整流スイッチ Ｑ５ 放電デバイス ＶｇｓＱ３ 第１ゲート駆動電圧 ＶｇｓＱ４ 第２ゲート駆動電圧 １１０ 入力パワー １２０ 駆動トレイン １５０ 同期整流器 １６０ 第１制御端末 １７０ 第２制御端末 １０００ パワーコンバータ １０１０ 入力パワー １０２０ 駆動トレイン １０６０ 自己同期化駆動回路 １０７０ チャージポンプ Ｃｃｌａｍｐ クランプキャパシタ Ｌｏｕｔ 出力インダクタ Ｃｏｕｔ 出力キャパシタ Ｖin 入力電圧 Ｖout 出力電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 アレン エフ．ロズマン アメリカ合衆国，75082 テキサス，リチ ャードソン，ウェイヴァリー コート 1702
Claims (20)
- 【請求項１】 パワーコンバータの同期整流器と共に使
用される自己同期化駆動回路において、 （Ａ） 前記パワーコンバータの絶縁変圧器に設けら
れ、前記同期整流器内の整流スイッチ（Ｑ４）に接続さ
れ、前記整流スイッチの制御端末を前記絶縁変圧器の電
圧でもって同期しながらチャージするために、前記電圧
に基づいた駆動信号を前記制御端末に与える駆動巻き線
（ｎｓdrive）と、 （Ｂ） 前記駆動巻き線と前記制御端末の間に配置さ
れ、前記制御端末上の負電位の生成を周期的に抑える駆
動スイッチ（Ｄ１）と、 （Ｃ） 前記駆動巻き線に接続され、前記駆動信号を受
領し前記制御端末を前記電圧と同期しながら放電する放
電デバイス（Ｑ５）とからなることを特徴とする自己同
期化駆動回路。 - 【請求項２】 前記駆動スイッチは、ダイオードを含む
ことを特徴とする請求項１記載の回路。 - 【請求項３】 前記駆動スイッチは、前記駆動巻き線と
前記制御端末との間に配置されたチャージポンプ（１１
７０）の一部を形成することを特徴とする請求項１記載
の回路。 - 【請求項４】 前記駆動巻き線は、前記絶縁変圧器の二
次側に配置されることを特徴とする請求項１記載の回
路。 - 【請求項５】 前記放電デバイスは、ＰチャネルＭＯＳ
ＦＥＴであることを特徴とする請求項１記載の回路。 - 【請求項６】 前記放電デバイスは、ＰＮＰトランジス
タであることを特徴とする請求項１記載の回路。 - 【請求項７】 前記パワーコンバータは、 フォワードコンバータと、 ハーフブリッジコンバータと、 フルブリッジコンバータと、 フライバックコンバータと、 ブーストコンバータとからなるグループから選択された
ものであることを特徴とする請求項１記載の回路。 - 【請求項８】 パワーコンバータの同期整流器を駆動す
る方法において、 （Ａ） 前記パワーコンバータの絶縁変圧器に設けら
れ、前記同期整流器内の整流スイッチに接続される駆動
巻き線により、前記整流スイッチの制御端末を前記絶縁
変圧器の電圧でもって同期しながらチャージするため
に、前記電圧に基づいた駆動信号を前記制御端末に与え
るステップと、 （Ｂ） 前記駆動巻き線と前記制御端末の間に配置され
る駆動スイッチにより、前記制御端末上の負電位の生成
を周期的に抑えるステップと、 （Ｃ） 前記駆動巻き線に接続される放電デバイスによ
り、前記駆動端末を前記電圧と同期しながら放電するス
テップとからなることを特徴とする同期整流器を駆動す
る方法。 - 【請求項９】 前記駆動スイッチは、ダイオードを含む
ことを特徴とする請求項８記載の方法。 - 【請求項１０】 前記駆動スイッチは、前記駆動巻き線
と前記制御端末との間に配置されたチャージポンプの一
部を形成することを特徴とする請求項８記載の方法。 - 【請求項１１】 前記駆動巻き線は、前記絶縁変圧器の
二次側に配置されることを特徴とする請求項８記載の方
法。 - 【請求項１２】 前記放電デバイスは、ＰチャネルＭＯ
ＳＦＥＴであることを特徴とする請求項８記載の方法。 - 【請求項１３】 前記放電デバイスは、ＰＮＰトランジ
スタであることを特徴とする請求項８記載の方法。 - 【請求項１４】 前記パワーコンバータは、 フォワードコンバータと、 ハーフブリッジコンバータと、 フルブリッジコンバータと、 フライバックコンバータと、 ブーストコンバータとからなるグループから選択された
ものであることを特徴とする請求項８記載の方法。 - 【請求項１５】 （Ａ） 駆動トレイン（１０２０）
と、 （Ｂ） 自己同期化駆動回路（１０６０）とからなるパ
ワーコンバータにおいて、 前記（Ａ）駆動トレインは、 （Ａ１） 少なくとも１つの主パワースイッチと、 （Ａ２） 前記少なくとも１つの主パワースイッチに接
続される絶縁変圧器と、 （Ａ３） 前記絶縁変圧器の二次側に接続され、少なく
とも１つの整流スイッチを有する同期整流器とを有し、 前記（Ｂ）の自己同期化駆動回路は、前記絶縁変圧器と
前記同期整流器との間に配置され、 （Ｂ１） 前記パワーコンバータの絶縁変圧器に設けら
れ、前記同期整流器内の整流スイッチに接続され、前記
整流スイッチの制御端末を前記絶縁変圧器の電圧でもっ
て同期しながらチャージするために、前記電圧に基づい
た駆動信号を前記制御端末に与える駆動巻き線と、 （Ｂ２） 前記駆動巻き線と、前記制御端末の間に配置
され、前記制御端末上の負電位の生成を周期的に抑える
駆動スイッチと、 （Ｂ３） 前記駆動巻き線に接続され、前記駆動信号を
受領し前記駆動端末を前記電圧と同期しながら放電する
放電デバイスとを有することを特徴とするパワーコンバ
ータ。 - 【請求項１６】 前記駆動スイッチは、ダイオードを含
むことを特徴とする請求項１５記載のパワーコンバー
タ。 - 【請求項１７】 前記駆動スイッチは、前記駆動巻き線
と前記制御端末との間に配置されたチャージポンプの一
部を形成することを特徴とする請求項１５記載のパワー
コンバータ。 - 【請求項１８】 前記放電デバイスは、ＰチャネルＭＯ
ＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１５記載のパワ
ーコンバータ。 - 【請求項１９】 前記放電デバイスは、ＰＮＰトランジ
スタであることを特徴とする請求項１５記載のパワーコ
ンバータ。 - 【請求項２０】 前記パワーコンバータは、 フォワードコンバータと、 ハーフブリッジコンバータと、 フルブリッジコンバータと、 フライバックコンバータと、 ブーストコンバータとからなるグループから選択された
ものであることを特徴とする請求項１５記載のパワーコ
ンバータ。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US5418297P | 1997-07-30 | 1997-07-30 | |
| US09/065,807 US6011703A (en) | 1997-07-30 | 1998-04-23 | Self-synchronized gate drive for power converter employing self-driven synchronous rectifier and method of operation thereof |
| US60/054182 | 1998-04-23 | ||
| US09/065807 | 1998-04-23 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11103573A true JPH11103573A (ja) | 1999-04-13 |
Family
ID=26732739
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10213186A Pending JPH11103573A (ja) | 1997-07-30 | 1998-07-28 | 自己同期化駆動回路、同期整流器を駆動する方法及びパワーコンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6011703A (ja) |
| JP (1) | JPH11103573A (ja) |
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