JPH1080143A

JPH1080143A - ダイオード整流回路

Info

Publication number: JPH1080143A
Application number: JP18206197A
Authority: JP
Inventors: Toshiaki Okuyama; 俊昭奥山; Yoshinao Iwamichi; 善尚岩路
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1996-07-09
Filing date: 1997-07-08
Publication date: 1998-03-24
Anticipated expiration: 2017-07-08
Also published as: JP3580089B2

Abstract

(57)【要約】【課題】ダイオード整流器の入力電流において発生する
｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調
波成分を低減でき、かつ構成もコンパクトにできるダイ
オード整流回路を提供することにある。【解決手段】三相交流電源１から３０度の位相差を有す
る電圧が入力されるダイオード整流器４および４′にお
いて、周波数が前記ダイオード整流器に入力される電圧
の周波数の６倍である電圧を一方のダイオード整流器の
出力電圧に加えると共に、前記６倍周波数の電圧とは逆
位相の電圧を他方のダイオード整流器の出力電圧に加え
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電力から直流
電力を得るダイオード整流回路に係り、特に電源高調波
を低減できるダイオード整流回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】交流電源から任意の電圧の直流を得る場
合に、ダイオード整流器が広く用いられている。ダイオ
ード整流器は回路構成が簡単であり、容易に直流電圧が
得られるため、家電製品から一般産業機器まで、広範囲
にわたって使用されている。

【０００３】しかし、ダイオード整流器を用いた場合、
入力電流には電源高調波と呼ばれる５，７，１１，１３
次等の高調波成分が多く発生するため、それぞれの各次
高調波成分を除去するフィルタが接続されていた。

【０００４】だが、フィルタを用いることにより、装置
の大型化という新たな問題が発生する。そこで、できる
だけフィルタを用いずに、かつ前述の電源高調波を低減
するために、ダイオード整流器を２台組み合わせたダイ
オード整流回路を使用する場合がある。

【０００５】その構成を図１１に示す。図に示されるよ
うに、このダイオード整流回路は、一方のダイオード整
流器の入力電圧位相を変圧器を用いて３０°ずらし、か
つ両ダイオード整流器の出力端（直流側）を直列接続
（あるいは並列接続）して構成される。このダイオード
整流回路において、ダイオード整流器の入力電流Iu1 ，
Iu2 、電源電流Ｉｕ、ならびに変換器の出力電流Irec
1，Irec2の波形は、図１２のようになる。図１２（ｂ）
のIu1 の電流波形には、５次，７次，１１次，１３次等
の高調波成分が多く含まれており、図１２（ｃ）のIu2
にもIu1と等しい量の高調波成分が含まれている。ただ
し、Iu2 に含まれる５次，７次等（６ｍ±１次，ｍ＝
１，３，５，…）の高調波成分は、Δ−Ｙ結線の変圧器
により、位相が１８０°変化する。よって、Iu1とIu2を
加算すると、５次，７次，１７次，１９次等の｛６ｍ±
１次，ｍ＝１，３，５，…｝で表される高調波成分が消
去され、Ｉｕは図１２（ｄ）のようになる。

【０００６】このように、｛６ｍ±１次，ｍ＝１，３，
５，…｝で表される高調波成分は原理的に消去されるた
め、電源電流Ｉｕにおける高調波成分を低減できる。よ
って、これらの高調波成分の消去を目的としたフィルタ
の設置は不要となる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
技術では、１１次，１３次等（１２ｎ±１次，ｎ＝１，
２，３，…）の高調波成分は変圧器３を介しても位相が
変化しないため、消去することができず、そのまま残留
する。そのため、これらの高調波成分を低減するための
フィルタを設置する等の対策が依然として必要とされ
る。

【０００８】このように、従来のダイオード整流回路で
は、入力電流に含まれる高調波成分、特に｛１２ｎ±１
次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分の抑制
が課題となっている。

【０００９】本発明の目的は、ダイオード整流器の入力
電流において発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，
３，…｝で表される高調波成分を低減でき、かつ構成も
コンパクトにできるダイオード整流回路を提供すること
にある。

【００１０】本発明の他の目的は、ダイオード整流器の
入力電流において発生する｛６ｍ±１次，ｍ＝１，３，
５，…｝で表される高調波成分を低減できるダイオード
整流回路を提供することにある。

【００１１】本発明の他の目的は、ダイオード整流器の
出力端に交流電圧および交流電流のいずれか一方を加え
るための単相交流電源の構成を簡単にし、単相交流電源
をコンパクトにできるダイオード整流回路を提供するこ
とにある。

【００１２】本発明の他の目的は、ダイオード整流器の
出力電流に含まれる電流脈動を低減できるダイオード整
流回路を提供することにある。

【００１３】本発明の他の目的は、ダイオード整流器に
接続される平滑コンデンサの容量を低減できるダイオー
ド整流回路を提供することにある。

【００１４】本発明の他の目的は、ダイオード整流器の
入力電流において発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，
２，３，…｝で表される高調波成分を更に低減できるダ
イオード整流回路を提供することにある。

【００１５】本発明の他の目的は、ダイオード整流器の
出力電流が変化した場合にも、ダイオード整流器の入力
電流において発生する{１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，
３，…}で表される高調波成分を低減できるダイオード
整流回路を提供することにある。本発明の他の目的は、
ダイオード整流器の入力電流において発生する｛１２ｎ
±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分の
低減を、ダイオード整流器の出力電流が変化した場合に
も、簡単な構成で行えるダイオード整流回路を提供する
ことにある。

【００１６】本発明の他の目的は、構成を更にコンパク
トにできるダイオード整流回路を提供することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記他の目的を達成する
第１の発明の特徴は、三相交流電源から交流電圧を入力
し、直流電圧を出力する第１ダイオード整流器と、出力
端が前記第１ダイオード整流器の出力端と直列に接続さ
れ、かつ前記三相交流電源から前記交流電圧とは位相が
３０度ずれた交流電圧を入力し、直流電圧を出力する第
２ダイオード整流器と、周波数が前記三相交流電源の周
波数の６倍である交流電圧および交流電流のいずれか一
方を、前記第１ダイオード整流器の出力端および前記第
２ダイオード整流器の出力端に加える単相交流電源を備
えたことにある。２台のダイオード整流器の出力端に、
周波数が三相交流電源の周波数の６倍である電圧および
電流のいずれか一方を加えることにより、両ダイオード
整流器の直流出力電流は強制的に脈動し、両ダイオード
整流器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，
２，３，…｝で表される高調波成分が低減される。ま
た、３０度の位相差を有する電圧を両ダイオード整流器
に入力することにより、両ダイオード整流器の入力電流
に発生する｛６ｍ±１次，ｍ＝１，３，５，…｝で表さ
れる高調波成分は、互いに位相が１８０°ずれる。よっ
て、互いに打ち消し合い、電源において発生する｛６ｍ
±１次，ｍ＝１，３，５，…｝で表される高調波成分を
低減できる。

【００１８】上記他の目的を達成する第２の発明の特徴
は、単相交流電源は、第１ダイオード整流器と第２ダイ
オード整流器の直列接続点、およびダイオード整流回路
の中間電圧点に接続することにある。第１ダイオード整
流器と第２ダイオード整流器の直列接続点、およびダイ
オード整流回路の中間電圧点に単相交流電源を接続する
ことにより、１つの単相交流電源で両ダイオード整流器
の出力端に単相交流電圧あるいは電流を加えることがで
きるため、単相交流電源の構成が簡単になり、単相交流
電源がコンパクトになる。

【００１９】上記他の目的を達成する第３の発明の特徴
は、１次側の巻き線が単相交流電源に接続され、２次側
の第１巻き線が第１ダイオード整流器の出力端に接続さ
れ、２次側の第２巻き線が第２ダイオード整流器の出力
端に接続された変圧器を備えたことにある。このような
変圧器と１つの単相交流電源によって両ダイオード整流
器の出力端に単相交流電圧あるいは電流を加えることが
でき、単相交流電源の数を減らすことができる。

【００２０】上記他の目的を達成する第４の発明の特徴
は、三相交流電源から交流電圧を入力し、直流電圧を出
力する第１ダイオード整流器と、出力端が前記第１ダイ
オード整流器の出力端と並列に接続され、かつ前記三相
交流電源から前記交流電圧とは位相が３０度ずれた交流
電圧を入力し、直流電圧を出力する第２ダイオード整流
器と、周波数が前記三相交流電源の周波数の６倍である
交流電圧および交流電流のいずれか一方を、前記第１ダ
イオード整流器の出力端および前記第２ダイオード整流
器の出力端に加える単相交流電源を備えたことにある。
２台のダイオード整流器の出力端に、周波数が三相交流
電源の周波数の６倍である電圧および電流のいずれか一
方を加えることにより、両ダイオード整流器の直流出力
電流は強制的に脈動し、両ダイオード整流器の入力電流
に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表
される高調波成分が低減される。また、３０度の位相差
を有する電圧を両ダイオード整流器に入力することによ
り、両ダイオード整流器の入力電流に発生する｛６ｍ±
１次，ｍ＝１，３，５，…｝で表される高調波成分は、
互いに位相が１８０°ずれる。よって、互いに打ち消し
合い、電源において発生する｛６ｍ±１次，ｍ＝１，
３，５，…｝で表される高調波成分を低減できる。更
に、両ダイオード整流器の出力電流には位相のずれた電
流脈動が含まれるため、両ダイオード整流器の出力端を
並列接続することによって、出力電流に含まれる電流脈
動が打ち消し合い、電流脈動を低減することができる。

【００２１】上記他の目的を達成する第５の発明の特徴
は、１次側の巻き線が単相交流電源に接続され、２次側
の第１巻き線が第１ダイオード整流器の出力端に接続さ
れ、２次側の第２巻き線が第２ダイオード整流器の出力
端に接続された変圧器を備えたことにある。このような
変圧器と１つの単相交流電源によって両ダイオード整流
器の出力端に単相交流電圧あるいは電流を加えることが
でき、単相交流電源の数を減らすことができる。

【００２２】上記他の目的を達成する第６の発明の特徴
は、上記第４の発明の特徴に加えて、ダイオード整流器
の出力端にコンデンサを接続したことにある。第４の発
明により脈動が低減された電流がダイオード整流器から
出力されるため、ダイオード整流器の出力電流の脈動を
平滑するためのコンデンサの容量を低減することができ
る。

【００２３】上記他の目的を達成する第７の発明の特徴
は、単相交流電源は、第２ダイオード整流器の出力端に
加える交流電圧あるいは交流電流として、第１ダイオー
ド整流器の出力端に加える交流電圧あるいは交流電流と
は逆位相の交流電圧あるいは交流電流を出力することに
ある。ダイオード整流器の出力端に加える交流電圧ある
いは電流を第１ダイオード整流器と第２ダイオード整流
器とで逆位相にすることにより、両ダイオード整流器の
直流出力電流は強制的に脈動し、かつ逆位相となるた
め、両ダイオード整流器の入力電流に発生する｛１２ｎ
±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分を
より低減できる。

【００２４】上記他の目的を達成する第８の発明の特徴
は、単相交流電源は、ダイオード整流器の出力端に加え
る交流電圧として、方形波の波形を有する電圧を出力す
ることにある。単相交流電源の出力電圧を、正弦波、或
いは三角波等とする場合と比較して、方形波を用いた場
合にはダイオード整流器の入力電流に発生する｛12ｎ±
１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分をよ
り低減できる。

【００２５】上記他の目的を達成する第９の発明の特徴
は、単相交流電源は、ダイオード整流器の出力端に加え
る交流電流として、三角波の波形を有する電流を出力す
ることにある。単相交流電源の出力電流を、正弦波、或
いは方形波等とする場合と比較して、三角波を用いた場
合にはダイオード整流器の入力電流に発生する｛12ｎ±
１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分をよ
り低減できる。

【００２６】上記他の目的を達成する第１０の発明の特
徴は、単相交流電源は、ダイオード整流器の出力端に加
える交流電圧あるいは交流電流の振幅を、電流検出器に
よって検出された前記ダイオード整流器の出力電流の検
出値に基づいて変化させることにある。単相交流電源の
出力電圧あるいは電流の振幅をダイオード整流器の出力
電流検出値に応じて変化させることにより、ダイオード
整流器の出力電流が変化した場合にも、ダイオード整流
器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，
３，…｝で表される高調波成分を低減できる。

【００２７】上記他の目的を達成する第１１の発明の特
徴は、単相交流電源は、電流検出器によって検出された
ダイオード整流器の出力電流の検出値に基づいてＰＷＭ
制御されるインバータであることにある。単相交流電源
としてＰＷＭ制御されるインバータを用いることによ
り、簡単な構成で単相交流電源の出力電圧あるいは電流
の振幅を可変にすることができる。このため、ダイオー
ド整流器の出力電流が変化した場合にも、ダイオード整
流器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，
２，３，…｝で表される高調波成分を低減できる。

【００２８】上記他の目的を達成する第１２の発明の特
徴は、インバータは、入力電力をダイオード整流器の出
力電力から得ることにある。インバータの入力電力とし
てダイオード整流器の出力電力を用いることにより、イ
ンバータ用の直流回路電源を別途設ける必要がなくな
る。このため、ダイオード整流回路を小型化することが
できる。

【００２９】

【発明の実施の形態】以下、図面を用いて本発明の実施
例を詳細に説明する。

【００３０】図１は、本発明の好適な一実施例であるダ
イオード整流回路を示す。図１において、１は三相交流
電力を出力する三相交流電源で、その出力は変圧器２及
び３に入力される。変圧器２は三相交流電源１から出力
された三相交流電圧を変圧して出力するΔ−Δ結線の変
圧器であり、１次側（入力側）と２次側（出力側）の電
圧は同位相となる。また、変圧器３は三相交流電源１か
ら出力された三相交流電圧を変圧して出力するΔ−Ｙ結
線の変圧器であり、２次側の電圧は１次側の電圧と３０
°の位相差をもって出力される。なお、変圧器２および
３の１次側と２次側の電圧比、並びに漏れインダクタン
スは等しい。変圧器２の２次側はダイオード整流器４の
入力端に、また変圧器３の２次側はダイオード整流器
４′の入力端にそれぞれ接続される。ダイオード整流器
４および４′は、それぞれ６個のサイリスタからなるダ
イオード整流器であり、入力された交流電圧を直流電圧
に変換して出力する。なお、ダイオード整流器４および
４′の各々の出力端は直列に接続されている。ダイオー
ド整流器４および４′の出力端には平滑コンデンサ５お
よび５′が接続される。このため、ダイオード整流器４
および４′の各出力電圧に含まれる脈動成分（周波数が
電源周波数の６倍）は低減される。ダイオード整流器４
および４′の出力端には負荷装置６も接続され、ダイオ
ード整流器４および４′の直流出力電圧が入力される。
この負荷装置６としては、インバータ等の負荷が接続さ
れ、場合によっては、負荷の中間電圧点を平滑コンデン
サ５と５′の接続点（中間電圧点）と接続することもあ
る。７は本実施例の特徴部である単相交流電源で、図に
示すように、一端がダイオード整流器４および４′を接
続する配線に接続され、他端が平滑コンデンサ５および
５′を接続する配線に接続される。

【００３１】次に、本実施例の特徴部である単相交流電
源７について説明する。

【００３２】図２（ｇ）に、単相交流電源７の出力電圧
波形Ｖｉを示す。Ｖｉは、ダイオード整流器４及び４′
の入力電圧の周波数の６倍周波数の方形波であり、その
波高値Ｖｓは所定の値に設定される。波高値Ｖｓの設定
方法については後述する。図２（ｇ）に示すような方形
波の電圧をダイオード整流器４および４′の出力電圧に
加えることによって、各ダイオード整流器の出力電流Ir
ec1とIrec2は、図２（ｅ)，(ｆ）に示すような三角波の
電流波形に整形される。図２（ｅ)，(ｆ）の波形は、電
流値の下側のピーク値が、ちょうどIrec1＝０，Irec2＝
０に接するように調整されている。この結果、ダイオー
ド整流器４および４′の入力電流であるIu1およびIu2
は、図２（ｂ)，(ｃ）に示す波形となり、Iu1とIu2の両
者を加算した電流である電源電流Ｉｕは、図２（ｄ）に
示されるように、歪みの少ない電流となる（図２（ａ）
は電源電圧Ｅｕを示す。）。

【００３３】図１２（ｂ)，(ｃ）のIu1，Iu2（従来のダ
イオード整流回路におけるダイオード整流器の入力電
流）に比べて、図２（ｂ)，(ｃ）のIu1，Iu2は｛６ｍ±
１次，ｍ＝１，３，５，…｝で表される高調波成分（以
下代表として５次，７次高調波成分に関して述べる）が
増加し、総合歪み率も増加している。しかし、｛１２ｎ
±１次分，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分
（以下代表として１１次，１３次高調波成分に関して述
べる）については、図２（ｂ)，(ｃ）のIu1，Iu2は、図
１２（ｂ)，(ｃ）のIu1，Iu2に比べて少なくなってい
る。ダイオード整流回路では、Iu1とIu2において位相が
１８０度ずれている５次，７次の高調波成分は、Iu1とI
u2を足し合わせることによって、消去されるため、Ｉｕ
には１１次，１３次高調波成分だけが残る。この結果、
Iu1とIu2に含まれる１１次，１３次高調波成分が少ない
本実施例では、図２（ｄ）に示されるように、高調波成
分の極めて少ない電源電流Ｉｕが得られる。

【００３４】次に、単相交流電源７の波高値Ｖｓの設定
方法について説明する。

【００３５】まず、図３を用いて、ダイオード整流器４
の入力電流と単相交流電源７の出力電圧との関係を説明
する。ダイオード整流器４を構成する各ダイオードは、
交流入力電圧の相電圧が正の最高である相と負の最低で
ある相を含むように導通する。従って、図３（ｂ）のよ
うに、ｕ相の電源電圧Ｅｕが、３０°から９０°の期間
にある場合、ｕ相には正の電流、ｖ相には負の電流が流
れ、ｗ相には電流は流れない。この時の線間電圧Ｅuv
と、ダイオード整流器４の出力電圧Vrec1 の関係は、図
３（ｃ）のようになる。Vrec1 は、平滑コンデンサの両
端の電圧Ｖdc1 に、単相交流電源の電圧Ｖｉを重畳させ
た波形になる。このVrec1 と、Ｅuvの差がｕ相とｖ相の
総合インダクタンスに加わる。

【００３６】この総合インダクタンスに加わる電圧ＶＬ
ｕによって、図３（ｅ）に示すように電流Irec1(Ｉｕ）
が流れる。この時、図のように、電流リプルの波形の最
大値から最小値までの値が、ちょうどIrec1 の平均値
（＝ＩＬ，Ｃ１が十分大であるとする）の２倍に一致す
るようにＶｉの波高値Ｖｓを決定する。総合インダクタ
ンスＬにおける電圧方程式は、

【００３７】

【数１】

【００３８】となるので、Irec1は、

【００３９】

【数２】

【００４０】となる。ここで、Ｌは交流側の総合インダ
クタンス（一相分）である。図３において、ｔ＝０から
ｔ＝１／（１２ｆ０）の期間で、Irec1 が０から２ＩＬ
まで変化すれば、図２に示した波形が得られるので、こ
の値を代入して波高値Ｖｓを求める。

【００４１】

【数３】

【００４２】ここでｆ０は電源周波数である。（数３）
の右辺を計算すると、（数４）が得られる。

【００４３】

【数４】

【００４４】更に、（数４）をＶｓについて解くと、
（数５）が得られる。

【００４５】

【数５】Ｖｓ＝４８ｆ０・ＩＬ・Ｌ …（数５）よって、ＩＬを定格値に設定し、（数５）に従ってＶｓ
を決定し、設定しておけば、高調波成分の少ない入力電
流が得られる。負荷電流が変化する場合は、負荷電流に
比例してＩＬを変更し、（数５）に従ってＶｓの値を計
算し、設定すれば、どのような負荷状態であっても、常
に最適な入力電流波形が得られる。

【００４６】以上説明したように、本実施例によれば、
ダイオード整流器の入力電流に発生する高調波成分が低
減される。特に｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝
で表される高調波成分の低減に効果がある。また本実施
例のように、単相交流電源７の一端をダイオード整流器
４及び４′を接続する配線に接続し、他端を平滑コンデ
ンサ５及び５′を接続する配線に接続することにより、
１つの単相交流電源でダイオード整流器４及び４′の出
力電圧に逆位相の電圧を加えることが可能である。更に
本実施例では、単相交流電源７の出力電圧を方形波とす
ることにより、電源高調波低減の高効率化を図ってい
る。

【００４７】また、本実施例によれば、単相交流電源Ｖ
ｉの位相を電源位相（Ｅｕの位相）に対して図２（ｇ）
のように設定することで、単相交流電源Ｖｉを用いて入
力電流波形を整形する際、入力電流波形Iu1，Iu2の位相
を、図３に示すようにＥｕと（基本波に関して）同位相
にすることができる。このように、入力電流と電源電圧
の位相が一致するため、電源力率が１となり、電源力率
を大幅に改善することができる。

【００４８】従来のダイオード整流器では、ＡＣリアク
トルの影響で、負荷が大きくなるのに従って（Ｉｕが増
加するのに従って）無効電力が増加し、力率が悪化して
いた。本実施例による整流器では、単相交流電源Ｖｉ
が、その無効成分を打ち消すように入力側に作用してい
るため、力率１を達成することができる。Ｖｉが無効電
力補償の役割を兼ねていることになる。ただし、無効電
力は負荷状態に依存して変化するため、負荷に応じてＶ
ｉの振幅を制御する必要がある（位相は固定でよい）。

【００４９】本発明の他の実施例であるダイオード整流
回路を図４を用いて以下に説明する。本実施例は、実質
的に、図１の実施例における単相交流電源７として、Ｐ
ＷＭ制御されるインバータで構成される単相交流電源７
Ａを用いたダイオード整流回路である。本実施例の構成
について、主に図１の実施例の構成と異なる箇所につい
て説明する。

【００５０】インバータを用いた単相交流電源７Ａは、
インバータ主回路７１，直流回路電源７２，補償電圧制
御器７３，電源位相検出器７４、および変調率指令演算
器７５を有する。インバータ主回路７１は、４つのスイ
ッチング素子(ＧＴＯ)ｓ１〜ｓ４とフリーホイール・ダ
イオードで構成され、かつ入力となる直流電圧から交流
電圧を出力する。直流回路電源７２は、インバータ主回
路７１に直流電圧を供給する。補償電圧制御器７３は、
インバータ主回路７１の出力電圧がダイオード整流器入
力電圧周波数の６倍周波数の方形波となるように、三相
交流電源１の電圧位相θ、及び変調率指令Ｍに基づい
て、インバータ主回路７１のスイッチング素子のゲート
信号を制御する。電源位相検出器７３は、三相交流電源
１の出力電圧を読み込んで電源電圧の位相角の瞬時値で
あるθを検出し、検出した電圧位相θを補償電圧制御器
７３に入力する。変調率指令演算器７５は、ダイオード
整流器の出力電流ＩＬ（出力電流検出器１０で検出）に
基づいて変調率指令Ｍを演算し、演算結果を補償電圧制
御器７３に入力する。

【００５１】次に、変調率指令演算器７５について説明
する。変調率指令演算器７５では、電流検出器１０によ
り検出されたダイオード整流器４の出力電流の検出値に
基づいて、（数５）に従い波高値指令Ｖｓを演算する。
直流回路電源７２の電圧をＶs0とすると、変調率指令Ｍ
は、

【００５２】

【数６】

【００５３】として演算される。ただし、Ｖｓ≦Ｖs0で
ある。ここでＶs0は、最大負荷時の所要の値に予め設定
しておけばよい。変調率指令演算器７５は演算した変調
率指令Ｍを補償電圧制御器７３に入力する。

【００５４】続いて、補償電圧制御器７３の構成を図５
を用いて説明する。ＳＩＮ演算器７３１は、電源位相θ
に基づいて正弦波信号Ａ（sin（６θ)）を演算し、出力
する。比較器７３２は、入力端子の「＋」に入力された
ＳＩＮ演算器７３１の出力信号Ａと入力端子の「−」に
入力された０とを比較し、信号Ａの方が大きい場合に
「１」、逆に「−」の入力値の方が大きい場合に「０」
を出力する。比較器７３２からは上記比較により方形波
Ｂが出力される。減算器７３７は、比較器７３２が出力
した数値（波形で見ると方形波）から１／２を減算す
る。乗算器７３８は、減算器７３７の出力に２を乗算
し、乗算器７３６は、乗算器７３８の出力Ｃと変調率Ｍ
とを乗算する。減算器７３７，乗算器７３８、および乗
算器７３６により振幅が変調率指令Ｍの値である方形波
Ｄが生成される。三角波発生器７３５は、ＰＷＭ制御を
行うために用いられる三角波キャリアＥを発生する。比
較器７３２ａは、方形波Ｄと三角波キャリアＥとを比較
してＰＷＭパルスＦを生成する。比較器７３２ｂは、方
形波Ｄに−１を乗算した値と三角波キャリアＥとを比較
してＰＷＭパルスＧを生成する。符号反転器（インバー
タ・ロジック）７３３ａは、比較器７３２ａの出力であ
るＰＷＭパルスＦの符号を反転させ、符号反転器７３３
ｂは、比較器７３２ｂの出力であるＰＷＭパルスＧの符
号を反転させる。ゲートドライバ７３４は、ＰＷＭパル
スＦ，ＰＷＭパルスＧ，符号反転器７３３ａの出力、及
び符号反転器７３３ｂの出力に基づいてインバータ主回
路７１の各スイッチング素子を駆動する。

【００５５】次に、図６を用いて、補償電圧制御器７３
の動作について説明する。

【００５６】ＳＩＮ演算器７３１において、θに基づい
て演算される正弦波信号Ａとｕ相電源電圧Ｅｕの関係
は、図６（ａ)，(ｂ）のようになる。正弦波信号Ａは、
比較器７３２において０と比較されることにより正負が
判別され、信号Ａが正の場合は１、負の場合は０が比較
器７３２から出力される。その結果、比較器７３２から
は図７(ｃ)に示すような方形波Ｂが出力される。この方
形波Ｂは、減算器７３７，乗算器７３８において最大値
と最小値が±１となる方形波Ｃに変換され、さらに乗算
器７３６においてＭ倍される。乗算器７３８の出力であ
る方形波Ｃを図６（ｄ）に、乗算器７３６の出力である
方形波Ｄを図６（ｅ）に示す。この方形波Ｄおよび方形
波Ｄの符号を反転させて得られた信号は、比較器７３２
ａおよび７３２ｂにおいて三角波発生器７３５の出力で
ある三角波キャリアＥと比較される。三角波キャリアＥ
を方形波Ｄと共に図６（ｅ）に示す。比較器７３２ａお
よび７３２ｂにおいて、上記比較によりＰＷＭパルスＦ
およびＧが作成される（図６（ｆ)，(ｇ））。ＰＷＭパ
ルスＦはｓ１のゲート信号、パルスＦを反転させた信号
はｓ２のゲート信号、ＰＷＭパルスＧはｓ３のゲート信
号、パルスＧを反転させた信号はｓ４のゲート信号とし
て、それぞれゲートドライバへ送られる。このゲート信
号に基づいて、インバータ主回路７１のスイッチング素
子は駆動され（１の時オン，０の時にはオフ）、結果と
して、インバータ主回路７１からは図６（ｈ）のような
Ｖｉが出力される。Ｖｉは、ＰＷＭ制御によりその平均
値を変化できるようになる。なお、単純な方形波に比
べ、Ｖｉには三角波キャリアの２倍の周波数成分が含ま
れることになるが、三角波キャリアの周波数を高くすれ
ば、この影響は無視できるようになる。

【００５７】以上説明した本実施例のダイオード整流回
路によれば、図１の実施例と同様にダイオード整流器の
入力電流に発生する高調波成分が低減され、特に｛１２
ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分
の低減に効果がある。また、インバータ主回路７１をＰ
ＷＭ制御することによって単相交流電源７Ａの出力電圧
を連続的に可変とすることにより、負荷電流に応じた補
償電圧の供給を実現する。

【００５８】また、ＰＷＭ制御を行わなくとも、直流回
路電源７２を可変直流電源とし、変調率指令Ｍに応じて
Ｖs0の値を変化させることにより、ＰＷＭ制御を行う場
合と同様にＶｉを制御することができる。この場合、直
流回路電源７２は定電圧電源と降圧チョッパ回路を組み
合わせたもの等を使用すればよい。

【００５９】本発明の他の実施例であるダイオード整流
回路を図７を用いて以下に説明する。本実施例は、ダイ
オード整流器４′の直流出力電圧から自身の直流入力電
圧を得るインバータで構成される単相交流電源７Ｂを用
いたダイオード整流回路である。本実施例の構成につい
て、主に前述の実施例の構成と異なる箇所について説明
する。

【００６０】図８（ａ）において、単相交流電源７Ｂ
は、入力電圧としてダイオード整流器４′の出力電圧を
用いたインバータ主回路７１を備えており、図１の単相
交流電源７に相当する。単相交流電源７Ｂは、インバー
タ主回路７１，インバータ主回路７１にゲート信号を入
力する補償電圧制御器７３′，三相交流電源１の出力電
圧を読み込んで電源電圧の位相角の瞬時値であるθを補
償電圧制御器７３′に出力する電源位相検出器７３、及
びインバータ主回路７１の出力に接続され、かつインバ
ータ主回路７１の出力電圧ｖ１をＶｉ＝ｖ１・Ｎ２／Ｎ
１に変圧する変圧器７６を有する。ここで、インバータ
主回路７１の出力電圧ｖ１の波高値はVdc2となるので、
この値を変圧器７５で変圧した際に、（数５）で求めた
Ｖｓになるように、巻数比Ｎ１：Ｎ２を設定する。

【００６１】次に、図８（ｂ）を用いて、補償電圧制御
器７３′の構成について説明する。ＳＩＮ演算器７３
１，比較器７３２、符号反転器７３３は、図６の同一符
号のものと同じものであるので説明を省略する。比較器
７３２から出力された方形波Ｂ、および符号反転器７３
３により方形波Ｂの符号を反転して得られた信号はそれ
ぞれゲートドライバ７３４にゲート信号として入力され
る。ゲートドライバ734はゲート信号に基づいてインバ
ータ主回路７１の各スイッチング素子をオン，オフ制御
する。各スイッチング素子を制御することにより、イン
バータ主回路７１は波高値がＶdc2 である電圧ｖ１を出
力する。

【００６２】本実施例におけるダイオード整流回路で
は、図１の実施例と同様に、ダイオード整流器の入力電
流に発生する高調波成分が低減され、特に｛１２ｎ±１
次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分の低減
に効果がある。また、インバータ主回路７１の直流回路
電源をダイオード整流回路の直流出力電圧部と共有して
いるため、変圧器を１個付加するだけで、インバータ直
流回路電源を別途設ける必要がなくなると共に、インバ
ータ直流回路電源のための整流器，平滑コンデンサ、お
よび電源変圧器等も不要となるため、ダイオード整流回
路を大幅に小型化することができる。さらに、変圧器に
より高圧の整流回路と低圧のインバータ部を絶縁するこ
ともできる。

【００６３】尚、本実施例では、インバータ主回路７１
の電源としてVdc2を用いているが、Vdc1を用いても、Vd
c1＋Vdc2を用いても問題はない。更に図４の実施例のよ
うに、ＰＷＭ変調を行って出力電圧を制御することも可
能である。

【００６４】本発明の他の実施例であるダイオード整流
回路を図８に示す。本実施例の構成について、主に前述
の実施例の構成と異なる箇所について説明する。

【００６５】図８において、７７は２次側に中間タップ
を設けた巻数比Ｎ１：Ｎ２＝１：２の変圧器であり、図
に示されるように、１次側巻き線は単相交流電源７に接
続されており、２次側巻き線は一端がダイオード整流器
４に、他端がダイオード整流器４′に接続されている。
この２次側の中間タップは、平滑コンデンサ５および
５′を接続する配線に接続される。また、変圧器７８の
２次側巻き線Ｎ２の極性は、ダイオード整流器４および
４′の直流出力に対して逆極性となるように接続されて
いる。この変圧器７７において巻き線比が１：２に設定
されているのは、単相交流電源７の出力電圧が、ちょう
ど半分ずつダイオード整流器４及び４′の出力に作用す
るためである。

【００６６】本実施例においても、単相交流電源７およ
び変圧器７７を用いることにより、ダイオード整流器４
および４′の出力電圧に逆位相の単相交流電圧を加える
ことができるため、ダイオード整流器４および４′の直
流出力電流を、図１の実施例と同様に変化させることが
でき、ダイオード整流器の入力電流に発生する高調波成
分を低減できるという効果も同様に得られる。

【００６７】本発明の他の実施例であるダイオード整流
回路を図９を用いて以下に説明する。本実施例は、並列
に接続された２台のダイオード整流器の出力端に単相交
流電源７を変圧器７８を介して接続したダイオード整流
回路である。本実施例の構成について、主に前述の実施
例の構成と異なる箇所について説明する。

【００６８】図９において、ダイオード整流器４および
４′は出力端が並列接続され、平滑コンデンサ５はダイ
オード整流器４および４′の出力端に共通に接続されて
いる。変圧器７８の巻線比はＮ１：Ｎ２：Ｎ３＝１：
Ｎ：Ｎであり、２次側巻き線Ｎ２はダイオード整流器
４′の出力端に直列に接続され、また２次側巻き線Ｎ３
は、ダイオード整流器４の出力端に直列に接続される。
一方の１次側巻き線Ｎ１は、単相交流電源７に接続され
る。尚、２次側巻き線Ｎ２，Ｎ３の極性は、各ダイオー
ド整流器４および４′の直流出力に対して、逆極性とな
るように接続されている。

【００６９】図１０に示すダイオード整流回路の動作を
簡単に説明する。単相交流電源７は、図１の実施例と同
様に、波高値をＶs とし、電源電圧の６倍周波数である
方形波Ｖｉを出力する。変圧器７８の巻数比Ｎは、単相
交流電源７の定格出力電圧に応じて適値に設定される
が、ここでは説明を簡単にするために、Ｎ＝１に仮定す
る。この場合、変圧器の２次Ｎ２およびＮ３には、Ｖｉ
がそのまま出力される。ダイオード整流器の出力Vrec
1，Vrec2と、１の関係は、

【００７０】

【数７】 Vrec1＝Vdc＋Vi Vrec2＝Vdc−Vi …（数７）となり、原理的に図１の実施例と同じ条件になる。すな
わち、入力電流や直流電流波形は、図２と等しくなり、
図１の実施例と同様にダイオード整流器の入力電流に発
生する高調波成分低減の効果が得られる。ただし、この
整流回路においては、平滑コンデンサ５に流れ込む電流
Irecが、

【００７１】

【数８】 Irec＝Irec１＋Irec２ …（数８）の関係になる。図２（ｅ)，(ｆ）の波形からわかるよう
に、Irec１とIrec２には逆位相の電流リプルが含まれて
いるため、両者を足し合わせると、電流脈動はほとんど
零になる。この結果、平滑コンデンサ５の容量を大幅に
低減することが可能になり、平滑コンデンサなし、ある
いは小容量のコンデンサを１個用いるだけで、脈動の少
ない直流電圧を出力できる。

【００７２】本発明の他の実施例であるダイオード整流
回路を図１０に示す。本実施例の構成について、主に図
９の実施例の構成と異なる箇所について説明する。

【００７３】図１０において、変圧器７９および７９′
は、１次側巻き線が単相交流電源７に、変圧器７９の２
次側巻き線がダイオード整流器４の出力端に、変圧器７
９′の２次側巻き線がダイオード整流器４′の出力端に
それぞれ接続されている。この変圧器７９および７９′
の巻数比はＮ１：Ｎ２＝１：２であり、この巻数比は、
単相交流電源７の出力電圧が変圧器７９および７９′の
１次側で分圧されて半分になってしまうために１：２に
設定されている。また、この変圧器７９および７９′で
も２次側巻き線Ｎ２の極性は、各ダイオード整流器４お
よび４′の直流出力に対して、逆極性となるように接続
されている。

【００７４】このダイオード整流回路においても、図９
の実施例と同様に、２つのダイオード整流器の出力端を
並列に接続しており、原理的にも図９のものと全く同じ
動作をする。各変圧器の１次側巻き線は図示のように直
列に接続しても、あるいは並列に接続するようにしても
動作は同じである。この実施例でも、図９の実施例と同
様の効果が得られる。

【００７５】また、図８，図９、ならびに図１０の実施
例において、単相交流電源７として図４の７Ａ、あるい
は図７の７Ｂを用いることにより、前述の図４及び図７
の実施例と同様の効果を得ることができる。

【００７６】以上、これまで説明した本発明によるダイ
オード整流回路においては、すべて変圧器２および３を
用いて２つのダイオード整流器に、３０°の位相差をも
つ電圧を供給しているが、これらの変圧器を１つにし
て、２次側（電源側）をΔ巻線（またはＹ巻線）、２次
側をΔとＹの２つの巻線として使用しても問題はない。
また、変圧器は、電源電圧の位相を３０°ずらすことが
目的であるから、一方のダイオード整流器にのみΔ−Ｙ
結線の変圧器を使用し、もう一方の整流器には、変圧器
の代わりに、変圧器の漏れインダクタンス相当のＡＣリ
アクトルを挿入することでも同様の効果が得られる。

【００７７】更に、各実施例では、単相交流電源として
電圧源を用いて説明したが、単相交流電源として電流源
を用いても同様の効果が得られる。その場合、電流源か
ら出力される電流の波形は三角波とするのが望ましい。

【００７８】

【発明の効果】以上説明したように、第１の発明によれ
ば、ダイオード整流器の入力電流に発生する｛１２ｎ±
１次，ｎ＝１，２，３，…｝で表される高調波成分（電
源高調波）が低減される。よって｛１２ｎ±１次，ｎ＝
１，２，３，…｝で表される高調波成分を低減するため
のフィルタが不要となり、ダイオード整流回路の構成が
コンパクトになる。また、ダイオード整流器の入力電流
に発生する｛６ｍ±１次，ｍ＝１，３，５，…｝で表さ
れる高調波成分も低減できるため、｛６ｍ±１次，ｍ＝
１，３，５，…｝で表される高調波成分を低減するため
のフィルタも不要となる。

【００７９】第２の発明によれば、単相交流電源の構成
が簡単になり、単相交流電源がコンパクトになる。

【００８０】第３の発明によれば、単相交流電源の数を
減らすことができる。

【００８１】第４の発明によれば、ダイオード整流器の
入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，
…｝で表される高調波成分、及び｛６ｍ±１次，ｍ＝
１，３，５，…｝で表される高調波成分が低減され、か
つ出力電流の電流脈動を低減することができる。

【００８２】第５の発明によれば、単相交流電源の数を
減らすことができる。

【００８３】第６の発明によれば、ダイオード整流器の
出力電流の脈動を平滑するためのコンデンサの容量を低
減することができる。

【００８４】第７の発明によれば、ダイオード整流器の
入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，
…｝で表される高調波成分をより低減できる。

【００８５】第８の発明によれば、ダイオード整流器の
入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，
…｝で表される高調波成分をより低減できる。

【００８６】第９の発明によれば、ダイオード整流器の
入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，
…｝で表される高調波成分をより低減できる。

【００８７】第１０の発明によれば、ダイオード整流器
の出力電流が変化した場合にも、ダイオード整流器の入
力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝１，２，３，
…｝で表される高調波成分を低減できる。

【００８８】第１１の発明によれば、ダイオード整流器
の出力電流が変化した場合にも、簡単な構成で、ダイオ
ード整流器の入力電流に発生する｛１２ｎ±１次，ｎ＝
１，２，３，…｝で表される高調波成分を低減できる。

【００８９】第１２の発明によれば、ダイオード整流回
路を小型化することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の好適な一実施例であるダイオード整流
回路の構成図である。

【図２】図１に示すダイオード整流回路における入力電
流波形，出力電流波形、及び補償電圧波形である。

【図３】図１の実施例の動作を示す図であり、（ａ）は
図１の構成のうちダイオード整流器４における各電流，
電圧を示す図、（ｂ）〜（ｅ）は各電流，電圧の波形図
である。

【図４】本発明の他の実施例であるダイオード整流回路
の構成図である。

【図５】図４に示す補償電圧制御器７３の構成図であ
る。

【図６】図４の補償電圧制御器７３の動作を示す波形で
ある。

【図７】本発明の他の実施例であるダイオード整流回路
の構成図である。

【図８】本発明の他の実施例であるダイオード整流回路
の構成図である。

【図９】本発明の他の実施例であるダイオード整流回路
の構成図である。

【図１０】本発明の他の実施例であるダイオード整流回
路の構成図である。

【図１１】従来のダイオード整流回路の構成図である。

【図１２】従来のダイオード整流回路における入力電流
波形、出力電流波形、及び補償電圧波形である。

【符号の説明】

１…三相交流電源、２…Δ−Δ結線変圧器、３…Δ−Ｙ
結線変圧器、４，４′…ダイオード整流器、５，５′…
平滑コンデンサ、６…負荷装置、７…単相交流電源。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】三相交流電源から交流電圧を入力し、直流
電圧を出力する第１ダイオード整流器と、出力端が前記
第１ダイオード整流器の出力端と直列に接続され、かつ
前記三相交流電源から前記交流電圧とは位相が３０度ず
れた交流電圧を入力し、直流電圧を出力する第２ダイオ
ード整流器と、周波数が前記三相交流電源の周波数の６
倍である交流電圧および交流電流のいずれか一方を、前
記第１ダイオード整流器の出力端および前記第２ダイオ
ード整流器の出力端に加える単相交流電源を備えたこと
を特徴とするダイオード整流回路。
【請求項２】前記単相交流電源は、前記第１ダイオード
整流器と前記第２ダイオード整流器の直列接続点、およ
び前記ダイオード整流回路の中間電圧点に接続すること
を特徴とする請求項１記載のダイオード整流回路。
【請求項３】１次側の巻き線が前記単相交流電源に接続
され、２次側の第１巻き線が前記第１ダイオード整流器
の出力端に接続され、２次側の第２巻き線が前記第２ダ
イオード整流器の出力端に接続された変圧器を備えたこ
とを特徴とする請求項１記載のダイオード整流回路。
【請求項４】三相交流電源から交流電圧を入力し、直流
電圧を出力する第１ダイオード整流器と、出力端が前記
第１ダイオード整流器の出力端と並列に接続され、かつ
前記三相交流電源から前記交流電圧とは位相が３０度ず
れた交流電圧を入力し、直流電圧を出力する第２ダイオ
ード整流器と、周波数が前記三相交流電源の周波数の６
倍である交流電圧および交流電流のいずれか一方を、前
記第１ダイオード整流器の出力端および前記第２ダイオ
ード整流器の出力端に加える単相交流電源を備えたこと
を特徴とするダイオード整流回路。
【請求項５】１次側の巻き線が前記単相交流電源に接続
され、２次側の第１巻き線が前記第１ダイオード整流器
の出力端に接続され、２次側の第２巻き線が前記第２ダ
イオード整流器の出力端に接続された変圧器を備えたこ
とを特徴とする請求項４記載のダイオード整流回路。
【請求項６】前記ダイオード整流器の出力端にコンデン
サを接続したことを特徴とする請求項４および５のいず
れかに記載のダイオード整流回路。
【請求項７】前記単相交流電源は、前記第２ダイオード
整流器の出力端に加える交流電圧あるいは交流電流とし
て、前記第１ダイオード整流器の出力端に加える交流電
圧あるいは交流電流とは逆位相の交流電圧あるいは交流
電流を出力することを特徴とする請求項１乃至６のいず
れかに記載のダイオード整流回路。
【請求項８】前記単相交流電源は、前記ダイオード整流
器の出力端に加える交流電圧として、方形波の波形を有
する電圧を出力することを特徴とする請求項１乃至７の
いずれかに記載のダイオード整流回路。
【請求項９】前記単相交流電源は、前記ダイオード整流
器の出力端に加える交流電流として、三角波の波形を有
する電流を出力することを特徴とする請求項１乃至７の
いずれかに記載のダイオード整流回路。
【請求項１０】前記単相交流電源は、前記ダイオード整
流器の出力端に加える交流電圧あるいは交流電流の振幅
を、電流検出器によって検出された前記ダイオード整流
器の出力電流の検出値に基づいて変化させることを特徴
とする請求項１乃至９のいずれかに記載のダイオード整
流回路。
【請求項１１】前記単相交流電源は、電流検出器によっ
て検出された前記ダイオード整流器の出力電流の検出値
に基づいてＰＷＭ制御されるインバータであることを特
徴とする請求項１０記載のダイオード整流回路。
【請求項１２】前記インバータは、入力電力を前記ダイ
オード整流器の出力電力から得ることを特徴とする請求
項１１記載のダイオード整流回路。